JPH0835712A - 空気調和機の制御装置 - Google Patents

空気調和機の制御装置

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JPH0835712A
JPH0835712A JP6193663A JP19366394A JPH0835712A JP H0835712 A JPH0835712 A JP H0835712A JP 6193663 A JP6193663 A JP 6193663A JP 19366394 A JP19366394 A JP 19366394A JP H0835712 A JPH0835712 A JP H0835712A
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Yoshiaki Ogawa
善朗 小川
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Fujitsu General Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 空気調和機の制御装置の回路構成を簡素化
し、部品点数を少なくし、コスト低下や信頼性の向上を
図る。 【構成】 交流電源を直流電源に変換するコンバータ部
２を有し、入力力率を改善するように、同コンバータ部
２に含まれるＩＧＢＴ２ａを制御し、同コンバータ部２
からの出力直流電圧を圧縮機３を制御するインバータ部
４に供給する空気調和機の制御装置であって、コンバー
タ部２の出力直流電圧を直流電圧検出回路１２で検出
し、入力交流電流を電流検出回路１１で検出しており、
インバータ部４を制御するマイクロコンピュータ１３は
その検出した電圧に基づいて記憶してあるデータから電
流指令を算出する一方、その検出した電流と電流指令と
を比較してＩＧＢＴ２ａを制御するＰＷＭ信号のオン割
合を求め、ＩＧＢＴ２ａを制御するＰＷＭ信号を出力す
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は空気調和機のインバー
タ制御技術に係り、特に詳しくは１つのマクロコンピュ
ータによってインバータ制御を行うとともに、インバー
タ回路に必要な直流電圧を得るコンバータを制御可能と
する空気調和機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この空気調和機は、圧縮機を制御するイ
ンバータ制御手段を有し、商用の交流電源を直流電源に
変換し、この変換した直流電圧をインバータ制御手段に
よって任意の交流電圧に変換して圧縮機に供給する。こ
の交流電源を直流電源に変換する変換手段としては一般
にコンデンサ入力型のコンバータが用いられているが、
交流電源からの入力交流電流波形が歪波となるため、高
調波電流が発生する。
【０００３】そこで、入力電流波形をほぼ正弦波とする
コンバータが提案されており、その一例として図９に示
すものがある。図９において、この空気調和機は、商用
電源１を直流電源に変換するコンバータ部２と、このコ
ンバータ部２の出力直流電圧を所定の交流電圧に変換し
て圧縮機３に供給するインバータ部４と、このインバー
タ部４のスイッチング手段である複数のトランジスタ４
ａをオン、オフ制御するインバータ制御信号（ＰＷＭ信
号）を出力するとともに、入力交流のゼロクロスを検出
し、入力交流の周波数の判別や室内機と室外機との信号
の送受信に使用されるゼロクロス検出回路などを含む当
該空気調和機の制御に必要な各種入出力回路５との間で
信号の入出力を行うマイクロコンピュータ６と、コンバ
ータ部２における入力電流、入力電圧（整流した電圧）
および出力電圧に応じてＩＧＢＴ制御信号を出力してス
イッチング手段であるＩＧＢＴ２ａをオン、オフ駆動す
るコンバータ制御回路７と、インバータ制御信号を入力
して各トランジスタ４ａをオン、オフ駆動するインバー
タ駆動回路８とを備えている。
【０００４】また、コンバータ部２は、ＩＧＢＴ２ａの
他に、商用交流電源を直流に整流する整流回路２ｂと、
リアクタ２ｃと、逆電流阻止用のダイオード２ｄと、平
滑用のコンデンサ２ｅとを備えている。
【０００５】さらに、コンバータ制御回路７は、電流検
出回路および２つの電圧検出回路、ＩＧＢＴ駆動回路、
発振回路やコンバータ制御専用ＩＣ等を備え、電流セン
サ７ａを用いて電流を検出するとともに、交流電圧を整
流した電圧波形を検出し、かつ出力直流電圧を検出し、
これら検出した電流、電圧により交流電源からの入力交
流電流波形が正弦波となるように、コンバータ部２のＩ
ＧＢＴ２ａを制御する制御信号（ＰＷＭ信号）を出力す
る。
【０００６】例えば図１０に示すように、コンバータ制
御回路７は、コンバータ部２の入力交流電流波形がほぼ
正弦波となるようにＩＧＢＴ２ａをオン、オフするＩＧ
ＢＴ制御信号（同図（ｂ）に示す）を出力する。する
と、同図（ａ）に示すように、交流電源からの入力交流
電流が歪波とならないため、高調波が発生することもな
い。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記空気調
和機にあっては、インバータ部４およびコンバータ部２
のスイッチング手段をＰＷＭ制御するためにマイクロコ
ンピュータ６およびコンバータ制御回路７の２つの制御
手段が必要であり、結果回路構成が複雑になってしまう
だけでなく、部品点数が多くなり、コストアップおよび
信頼性の低下を招くという問題点がある。
【０００８】この発明は上記課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は空気調和機の制御手段を１つで済ませ
ることができ、制御回路構成を簡単にし、制御装置の部
品点数を削減し、コスト低下および信頼性の向上を図る
ことができるようにした空気調和機の制御装置を提供す
ることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明は交流電源を直流電源に変換するコンバー
タ手段と、前記直流電源を交流電源に変換して圧縮機に
供給するインバータ手段と、該インバータ手段を制御す
るマイクロコンピュータを有し、入力力率を改善するよ
うに前記コンバータ手段に含まれるスイッチング手段を
制御する空気調和機の制御装置であって、前記交流電源
からの入力電流を検出する電流検出手段と、前記コンバ
ータ手段の出力直流電圧を検出する電圧検出手段と、該
検出した直流電圧と設定した直流電圧とを比較する比較
手段とを有し、前記マイクロコンピュータは前記比較手
段の比較結果に基づいて同マイクロコンピュータ内部ま
たは外部の記憶手段に記憶してあるデータから算出する
か、または選択することにより電流指令を求めるととも
に、該電流指令と前記検出した入力電流とを比較して前
記スイッチング手段を制御するＰＷＭ信号のオン割合を
求め、該ＰＷＭ信号を出力して前記スイッチング手段を
制御するようにしたことを要旨とする。
【００１０】
【作用】上記手段としたので、負荷の変動によりコンバ
ータ手段の出力直流電圧が変化すると、これに応じて電
流指令が可変され、またその電流指令と入力交流電流と
の比較によりコンバータ手段のスイッチング手段を制御
するＰＷＭ信号のオン割合が算出され、可変されて出力
され、このＰＷＭ信号でスイッチング手段が駆動され
る。これにより、コンバータ手段の出力直流電圧は必要
とする所定値（設定した直流電圧）に維持され、しかも
入力電流がほぼ正弦波にされる。
【００１１】また、コンバータ手段のスイッチング手段
およびインバータ手段のスイッチング手段を１つのマイ
クロコンピュータによってＰＷＭ制御することができる
ことから、簡単な回路構成で済み、ひいては部品点数が
少なく、コスト低下が図れ、信頼性の向上が図れる。
【００１２】
【実施例】この発明の空気調和機の制御装置において
は、交流電源からの入力電流を検出し、コンバータ手段
の出力直流電圧を検出し、この検出した直流電圧と設定
した直流電圧とを比較しており、当該制御装置のマイク
ロコンピュータはその比較結果に基づいて同マイクロコ
ンピュータ内部または外部の記憶手段に記憶してあるデ
ータから算出するか、または選択することにより電流指
令を求めるとともに、この電流指令と上記検出した入力
電流とを比較してコンバータ部のスイッチング素子を制
御するＰＷＭ信号のオン割合を求め、このＰＷＭ信号を
出力してそのスイッチング素子を制御する。
【００１３】そのため、この空気調和機の制御装置は図
１に示す構成になっている。なお、図中、図９と同一部
分および相当する部分には同一符号を付し重複説明を省
略する。
【００１４】図１において、この空気調和機の制御装置
は、コンバータ部２の入力交流電流を検出するための電
流センサ（ＣＴ）１０および電流検出回路１１と、コン
バータ部２の出力直流電圧を検出する直流電圧検出回路
１２と、図９に示すマイクロコンピュータ６の機能（イ
ンバータ制御信号（ＰＷＭ信号）を出力する機能等）の
他に、コンバータ部２に含まれるＩＧＢＴ（トランジス
タ）２ａを所定にオン割合を可変してオン、オフ制御す
る制御信号（ＰＷＭ信号）を出力するマイクロコンピュ
ータ１３と、このＰＷＭ信号によりＩＧＢＴ２ａをオ
ン、オフ駆動するＩＧＢＴ駆動回路１４とを備えてい
る。
【００１５】具体的に説明すると、電流検出回路１１は
整流ダイオード１１ａおよび抵抗回路１１ｂからなり、
電流センサ１０で検出した入力交流電流波形をマイクロ
コンピュータ１３の入力可能レベル（電圧値）に変換す
る。なお、この実施例では１１ａは全波整流回路である
が、半波整流回路であってよい。直流電圧検出部１２は
コンバータ部２の出力直流電圧を降圧するための分圧抵
抗回路１２ａと、この降圧したアナログ値を絶縁し、デ
ィジタル値（Ｈ，Ｌ）に変換してマイクロコンピュータ
１３に出力するフォトカプラ回路１２ｂとを備えてい
る。
【００１６】なお、分圧抵抗回路１２ａの分圧比は、例
えばコンバータ部２の出力直流電圧が圧縮機３を駆動す
るインバータ部４に必要な電圧値（設定した直流電圧例
えば３００Ｖ）より小さい場合フォトカプラ回路１２ｂ
の出力がＨレベルとなり、その出力直流電圧が設定した
電圧値より大きい場合フォトカプラ回路１２ｂの出力が
Ｌレベルとなるように設定されている。すなわち、設定
した出力直流電圧と検出したコンバータ部２の出力直流
電圧を比較して比較結果をＨレベル、Ｌレベルとして出
力している。
【００１７】また、入出力回路５には従来より入力交流
電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路が含
まれており、この検出したゼロクロス検出信号をマイク
ロコンピュータ１３に出力する。このゼロクロス検出信
号は従来入力交流の周波数の判別や、室内機と室外機の
信号の送受信に使用されているものである。
【００１８】上記構成の制御装置の動作およびその制御
方法の作用を図２、図７および図８のタイムチャート
図、図３および図４のグラフ図、図５および図６のフロ
ーチャート図を参照して説明する。
【００１９】マイクロコンピュータ１３は空気調和機の
制御に必要な入出力制御を行うとともに、圧縮機３をイ
ンバータ制御する。入力交流電流波形が図２（ａ）に示
すような場合、電流検出回路１１は同図（ｄ）の実線に
示す交流電流波形を検出し、この検出した交流電流波形
を電圧に変換してマイクロコンピュータ１３のアナログ
入力ポートに出力する。
【００２０】このとき、マイクロコンピュータ１３は入
出力回路５からのゼロクロス検出信号（同図（ｂ）に示
す）の立ち上がり、立ち下がりを検出して入力交流電圧
のゼロクロス点を検出するとともに、このゼロクロス検
出から入力交流電圧の半周期中、所定時間Ｔ毎に電流検
出回路１１の出力ＩＲ０ないしＩＲ９（ＩＲｎ）を検出
し（同図（ｄ）に示す）、内部または外部のメモリ（例
えば内部ＲＡＭ）に記憶する（表１のＩＲｎ；ＩＲ０〜
ＩＲ９に示す）。
【００２１】一方、直流電圧検出回路１２は商用の交流
電源１を直流電源に変換するコンバータ部２の出力直流
電圧を検出して設定した電圧と比較し、比較結果である
ＨあるいはＬレベルをマイクロコンピュータ１３の入力
ポートに出力する。例えば、図３に示すように、コンバ
ータ部２の出力直流電圧が設定した電圧３００Ｖより小
さい場合直流電圧検出回路１２の出力レベルはＨとな
り、コンバータ部２の出力直流電圧が３００Ｖより大き
い場合直流電圧検出回路１２の出力のレベルはＬとな
る。
【００２２】また、マイクロコンピュータ１３は、内部
または外部のメモリ（例えば内部ＲＯＭ）に表１に示す
データ（ＩＭ０ないしＩＭ９；ＩＭｎ）を記憶してお
り、このデータＩＭｎおよび直流電圧検出回路１２の出
力レベル（比較結果）により電流指令ＩＳ０ないしＩＳ
９（下記表１に示す；ＩＳｎ）を算出して内部または外
部のメモリ（例えば内部ＲＡＭ）に記憶する。
【００２３】
【表１】 なお、ＩＭｎ；ＩＭ０ないしＩＭ９のデータは、図４に
示すように、ゼロクロス点から所定時間Ｔ毎の入力交流
電流半周期分の正弦波データである。また、ｎは整数で
ある。なお、ＩＭｎは少なくともＩＭ０〜ＩＭ５の１／
４周期分のデータであってもよい。
【００２４】例えば、入力交流電圧のゼロクロス検出毎
に、直流電圧検出回路１２の出力直流電圧のレベルを検
出し、この検出したレベルがＬである場合コンバータ部
２の出力直流電圧が３００Ｖを越えていることから、電
流指令ＩＳ０ないしＩＳ９をデータＩＭ０ないしＩＭ９
の所定割合分だけ下げる。しかも、その検出したレベル
がＨになるまで、同じ処理を繰り返してその電流指令Ｉ
Ｓ０ないしＩＳ９をゼロクロス検出毎に下げる（図４の
ＩＭｎの下側の曲線に示す）。
【００２５】また、その検出したレベルがＨである場合
コンバータ部２の出力直流電圧が３００Ｖ以下であるこ
とから、電流指令ＩＳ０ないしＩＳ９をデータＩＭ０な
いしＩＭ９の所定割合分だけ上げる。しかも、その検出
したレベルがＬになるまで、同じ処理を繰り返してその
電流指令ＩＳ０ないしＩＳ９をゼロクロス検出毎に上げ
る（図４のＩＭｎの上側の曲線に示す）。
【００２６】上記処理によって得た電流指令ＩＳ０ない
しＩＳ９と電流検出回路１１の検出電流ＩＲ０ないしＩ
Ｒ９とを順次比較し、この比較結果に基づいてＩＧＢＴ
２ａを制御するＰＷＭ信号のオン割合を求める（つまり
表１に示すＤ０ないしＤ９（Ｄｎ）を算出する）。例え
ば、ＩＳｎ＞ＩＲｎの場合、オン割合を所定値だけ増加
させたデータＤｎを求め、ＩＳｎ＜ＩＲｎの場合、オン
割合を所定値だけ減少させたデータＤｎを求める。
【００２７】このようにして求めたデータＤ０ないしＤ
９をマイクロコンピュータ１３の内部または外部メモリ
（例えば内部ＲＡＭ）に記憶してパターン化しておき、
このデータＤ０ないしＤ９をゼロクロス検出に同期させ
て所定時間Ｔ毎にマイクロコンピュータ１３のＰＷＭタ
イマに順次セットする。すると、ＰＷＭタイマによって
ＩＧＢＴ２ａを制御するパターン化されたＰＷＭ信号
（図２（ｃ）に示す）がゼロクロス検出に同期してＰＷ
Ｍ出力ポートから出力され、このＰＷＭ信号に応じてＩ
ＧＢＴ駆動回路１４がＩＧＢＴ２ａをオン、オフ駆動す
る。
【００２８】図２について詳しく説明すると、入力交流
電流の前半周期において、マイクロコンピュータ１３は
ＩＧＢＴ２ａを制御するＰＷＭ信号（同図（ｃ）に示
す）をＰＷＭ出力ポートから出力する。このとき、入力
交流電流波形は同図（ａ）に示すものであり、電流検出
回路１１の出力電流は同図（ｄ）の実線に示すものとな
る。
【００２９】マイクロコンピュータ１３はゼロクロス点
を検出すると、所定時間Ｔ毎に電流検出回路１１の出力
電流ＩＲｎを検出し、内部メモリ（ＲＡＭ）に記憶す
る。そして、この記憶した電流値と内部メモリの電流指
令ＩＳｎとを比較する。
【００３０】同図（ｄ）の実線に示すように、例えば電
源インピーダンスの影響等によりその電流波形（入力交
流電流波形）が歪んでいるため、所定時間Ｔ１ないしＴ
３ではその電流値が電流指令より小さく、Ｔ５ないしＴ
９ではその電流値が電流指令より大きくなっている。な
お、Ｔ０およびＴ５ではその電流値と電流指令とが等し
くなっている。
【００３１】すると、マイクロコンピュータ１３はゼロ
クロス検出により次の半周期（後半周期）においてＩＧ
ＢＴ２ａを制御するＰＷＭ信号のオン割合のデータＤ０
ないしＤ２を所定値（５％）だけ上げ、Ｄ４ないしＤ８
を所定値（５％）だけ下げる（例えば同図（ｃ）に示
す）。
【００３２】これにより、同図（ｄ）の実線に示すよう
に、電流検出回路１１の出力電流が電流指令と同じ値と
なり、つまり入力電流波形を正弦波とすることができ
る。
【００３３】上記マイクロコンピュータ１３の処理は図
５および図６に示すルーチンによって実現される。マイ
クロコンピュータ１３は、ゼロクロス検出信号を入力
し、入力電圧波形のゼロクロスを検出すると当該ルーチ
ンを実行する。
【００３４】例えば、図７（ａ）に示すように、負荷が
重いなどの理由によりコンバータ部２の出力直流電圧が
所定値（３００Ｖ）以下である場合、直流電圧検出回路
１２の出力がＨレベル（同図（ｂ）に示す）となる。
【００３５】すると、マイクロコンピュータ１３はその
Ｈレベルを検出し（ステップＳＴ１）、電流検出回路１
１の検出回数ｎを０に設定し（ステップＳＴ２）、所定
時間（Ｔ）のタイマをスタートし（ステップＳＴ３）、
内部のＰＷＭタイマに内部メモリのデータＤ０をセット
する（ステップＳＴ４）。このデータＤ０は既に説明し
たように、マイクロコンピュータ１３の内部メモリに記
憶されているもので、ＩＧＢＴ２ａを制御するＰＷＭ信
号を発生させるためのものである。このＰＷＭタイマの
セットによりＰＷＭタイマが動作し、マイクロコンピュ
ータ１３のＰＷＭ出力ポートからＩＧＢＴ駆動回路１４
にそのデータＤ０に応じたオン割合のＰＷＭ信号を出力
する。
【００３６】続いて、アナログ入力ポートに入力されて
いる電流検出回路１１の出力ＩＲ０を検出して記憶し
（ステップＳＴ５）、内部メモリの電流指令ＩＳ０を読
み出して電流指令を算出する（ステップＳＴ６）。この
電流指令の算出においては、直流電圧検出回路１２の出
力がＨレベルであることから、ステップＳＴ７からＳＴ
８に進み、当該電流指令を上げるために、その読み出し
た電流指令ＩＳ０に表１に示すデータＩＭ０の所定割合
を加算する。なお、直流電圧検出回路１２の出力がＬレ
ベルであり、つまりコンバータ部２の出力電圧が３００
Ｖを越えている場合、その電流指令の算出においては、
当該電流指令を下げるために、その読み出した電流指令
ＩＳ０に表１に示すデータＩＭ０の所定割合を減算する
（ステップＳＴ９）。
【００３７】続いて、上記算出した電流指令ＩＳ０と現
に検出して記憶している電流ＩＲ０とを比較し（ステッ
プＳＴ１０）、ＩＲ０＞ＩＳ０であるときにはステップ
ＳＴ１１からＳＴ１２に進み、ＰＷＭ信号のオン割合を
減少させるために記憶してある表１のＤｎ−１のデータ
を所定値ｍだけ下げる。逆に、ＩＲ０＜ＩＳ０であると
きにはステップＳＴ１１からＳＴ１３に進み、ＰＷＭ信
号のオン割合を増加させるために記憶してある表１のＤ
ｎ−１のデータを所定値ｍだけ上げる。なお、ｎ＝０の
ときにはｎ−１＝９とする。
【００３８】続いて、上記ステップの処理が１０回繰り
返されたか否かを判定し（ステップＳＴ１４）、ｎ＝９
でなければステップＳＴ１５に進み、ｎをｎ＋１とし、
所定時間Ｔのタイマのタイムアップを待って上記ステッ
プＳＴ３に戻り（ステップＳＴ１６）、同じ処理を繰り
返すことになる。マイクロコンピュータ１３はこのタイ
ムアップの待ち時間中にインバータ部４の制御や入出力
回路５の制御を行っている。
【００３９】そして、入力電流波形の半周期において算
出された電流指令ＩＳｎ、オン割合のデータＤｎをマイ
クロコンピュータ１３の内部メモリに記憶する（表１の
形で記憶する）。なお、この電流指令ＩＳｎ，オン割合
Ｄｎは算出する毎に記憶するようにしてもよい。したが
って、次の半周期においては、所定時間Ｔ毎に同内部メ
モリのデータＤｎ（表１参照）に基づいて出力するＰＷ
Ｍ信号のオン割合が更新されたものとなる。
【００４０】続いて、上述したように、電流検出回路１
１の出力ＩＲ０ないしＩＲ９を検出して記憶し、また表
１に示すデータＩＳ０ないしＩＳ９（前半周期の電流指
令）、直流電圧検出回路１２の出力レベルおよび表１に
示すデータＩＭ０ないしＩＭ９に基づいて電流指令ＩＳ
０ないしＩＳ９を算出し、この算出した電流指令ＩＳ０
ないしＩＳ９と検出した電流ＩＲ０ないしＩＲ９とを比
較して次の半周期のオン割合のデータＤ０ないしＤ９を
可変する。
【００４１】したがって、図７に示す場合、ゼロクロス
検出においてコンバータ部１２の出力直流電圧が３００
Ｖより小さく、直流電圧検出回路１２の出力がＨである
ため、電流指令ＩＳ０ないしＩＳ９は同図（ｆ）に示す
破線の値となる。この電流指令ＩＳ０ないしＩＳ９と電
流検出回路１１の出力を検出した電流ＩＲ０ないしＩＲ
９とを順次比較し、この比較結果が各所定時間Ｔ１ない
しＴ９においてＩＳｎ＞ＩＲｎとなるため、次の半周期
におけるオン割合のデータＤ０ないしＤ８を所定値（５
％）だけ増加させる（同図（ｅ）に示す）。
【００４２】これにより、図７（ｆ）に示すように、電
流検出回路１１の出力を検出した電流が前の半周期の電
流指令と同じとなり、つまり入力交流電流の波形がほぼ
正弦波とされる一方、コンバータ部２の出力直流電圧が
上昇され（同図（ａ）に示す）、結果同出力直流電圧が
一定値に制御される。
【００４３】図８は、例えば負荷が軽くなるなどの理由
によりコンバータ部２の出力直流電圧が所定値（３００
Ｖ）を越えている場合の例を示している。この場合、図
５および図６に示すルーチンにしたがって図７に示す例
と同様の処理を実行する。なお、詳細な説明を省略して
おり、また図８（ａ）ないし（ｆ）は図７（ａ）ないし
（ｆ）に対応している。
【００４４】この場合、所定時間Ｔ１ないしＴ９におい
てＩＳｎ＜ＩＲｎとなるため、次の半周期におけるオン
割合のデータＤ０ないしＤ８を所定値（５％）だけ減少
させる（同図（ｅ）に示す）。
【００４５】これにより、図８（ｆ）に示すように、後
半周期における電流検出回路１１の出力を検出した電流
ＩＲｎが前の半周期の電流指令ＩＳｎと同じとなり、つ
まり入力交流電流の波形がほぼ正弦波とされ、またコン
バータ部２の出力直流電圧が下降される（同図（ａ）に
示す）。
【００４６】このように、入力交流電圧のゼロクロス毎
に（半周期毎に）、コンバータ部２の出力直流電圧を検
出する一方、この検出した電圧レベルにより電流指令Ｉ
Ｓｎを所定値だけそれぞれ増減し、所定時間Ｔ毎に入力
交流電流ＩＲｎを検出し、この検出した電流ＩＲｎと電
流指令ＩＳｎとを比較し、この比較結果に応じてコンバ
ータ部２のＩＧＢＴ（スイッチング手段）２ａを制御す
るＰＷＭ信号のオン割合のデータＤｎを可変し、この可
変したデータＤｎを次の半周期のデータとする。
【００４７】したがって、上記処理がソフトウエアで実
現することができることから、電流検出回路１１および
直流電圧検出回路１２の簡単な回路を付加するだけで圧
縮機３をインバータ制御するマイクロコンピュータ１３
によってコンバータ部２を制御することができる。つま
り、従来例のような交流電圧を整流した電圧波形を検出
する電圧検出回路、発振回路やコンバータ制御専用ＩＣ
等が不要であり、結果それら回路を含むコンバータ制御
回路７を用いずに済み、１つのマイクロコンピュータ１
３によって制御可能となり、簡単な回路構成で結果部品
点数が少なく、コスト低下および信頼性の向上が図れ
る。
【００４８】また、入力電流をほぼ正弦波とすることが
でき、力率の向上が図れ、高調波電流を抑制することが
でき、コンバータ部２の出力直流電圧を所定値（３００
Ｖ）に維持することができる。さらに、その出力直流電
圧を所定直（３００Ｖ）付近に維持することができるこ
とから、制御装置に必要以上に定格の大きい部品を使用
せずともよく、結果コストを抑えることにもなる。さら
にまた、コンバータ部２の出力直流電圧が異常に上昇す
ることもなく、かつ低下し過ぎることもないことから、
制御装置の部品の破損を防止して部品を保護することが
でき、当該インバータ制御の誤動作を防止することがで
きる。
【００４９】なお、本実施例で示したデータ数は１０個
（ＩＲ０〜ＩＲ９，ＩＳ０〜ＩＳ９，ＩＭ０〜ＩＭ９，
Ｄ０〜Ｄ９）であるが、これに限らず、多いほどよい。
また、本実施例では半周期毎にＰＷＭ信号のオン割合を
更新したが、これに限らず、例えば１周期毎でもよい。
また、ＩＲｎを検出するたびに、ＩＳｎ，Ｄｎを算出し
たが、これに限らず、例えばＩＲｎを表１に示すように
検出するたびに記憶しておき、前半半周期分を記憶した
後、後半半周期の間に順次算出するようにしてもよい。
また、メモリはマイクロコンピュータの内部メモリとし
たが、これに限らず、外部メモリでもよい。また、電流
指令は算出して求めたが、これに限らず、メモリにあら
かじめ記憶しておき、これを選択して読み出して求める
ようにしてもよい。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように、この発明の空気調
和機の制御方法およびその装置によれば、圧縮機をイン
バータ制御するマイクロコンピュータのタイマ機能、メ
モリ機能や演算機能等を利用し、交流電源をインバータ
手段の直流電源に変換するコンバータ手段を制御するこ
とにより、空気調和機を１つの制御手段（マイクロコン
ピュータ）で制御することができ、結果制御装置の簡素
化が図れるとともに、部品点数の削減によってコスト低
下、信頼性の向上を図ることができるという有用な効果
があり、また入力電流を正弦波とし、力率を向上し、高
調波電流を抑制し、コンバータ手段の出力直流電圧（イ
ンバータ手段の電源）を一定値に保つことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例を示す空気調和機の制御装
置の概略的ブロック線図。
【図２】図１に示す制御装置の動作および制御方法を説
明する概略的タイムチャート図。
【図３】図１に示す制御装置の動作を説明する概略的グ
ラフ図。
【図４】図１に示す制御装置の動作を説明する概略的グ
ラフ図。
【図５】図１に示す制御装置の動作および制御方法を説
明する概略的フローチャート図。
【図６】図１に示す制御装置の動作および制御方法を説
明する概略的フローチャート図。
【図７】図１に示す制御装置の動作および制御方法を説
明する概略的タイムチャート図。
【図８】図１に示す制御装置の動作および制御方法を説
明する概略的タイムチャート図。
【図９】従来の空気調和機の制御装置の概略的ブロック
線図。
【図１０】図９に示す制御装置の動作を説明する概略的
タイムチャート図。
【符号の説明】
１ 商用交流電源 ２ コンバータ部（コンバータ手段） ２ａ ＩＧＢＴ（トランジスタ；スイッチング手段） ３ 圧縮機 ４ インバータ部（インバータ手段） ６，１３ マイクロコンピュータ ８ インバータ駆動回路 ９ インバータドライブ部 １０ 電流センサ（ＣＴ） １１ 電流検出回路 １２ 直流電圧検出回路 １４ ＩＧＢＴ駆動回路 １５ 入出力回路

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流電源を直流電源に変換するコンバー
    タ手段と、前記直流電源を交流電源に変換して圧縮機に
    供給するインバータ手段と、該インバータ手段を制御す
    るマイクロコンピュータを有し、入力力率を改善するよ
    うに前記コンバータ手段に含まれるスイッチング手段を
    制御する空気調和機の制御装置であって、 前記交流電源からの入力電流を検出する電流検出手段
    と、前記コンバータ手段の出力直流電圧を検出する電圧
    検出手段と、該検出した直流電圧と設定した直流電圧と
    を比較する比較手段とを有し、前記マイクロコンピュー
    タは前記比較手段の比較結果に基づいて同マイクロコン
    ピュータ内部または外部の記憶手段に記憶してあるデー
    タから算出するか、または選択することにより電流指令
    を求めるとともに、該電流指令と前記検出した入力電流
    とを比較して前記スイッチング手段を制御するＰＷＭ信
    号のオン割合を求め、該ＰＷＭ信号を出力して前記スイ
    ッチング手段を制御するようにしたことを特徴とする空
    気調和機の制御装置。
  2. 【請求項２】 交流電源を直流電源に変換するコンバー
    タ手段と、前記直流電源を交流電源に変換して圧縮機に
    供給するインバータ手段と、該インバータ手段を制御す
    るマイクロコンピュータを有し、入力力率を改善するよ
    うに前記コンバータ手段に含まれるスイッチング手段を
    制御する空気調和機の制御装置であって、 前記交流電源からの入力電流を検出する電流検出手段
    と、該検出した直流電圧と設定した直流電圧とを比較す
    る比較手段と、前記交流電源からの入力交流電圧のゼロ
    クロスを検出するゼロクロス検出手段とを有し、前記マ
    イクロコンピュータは前記検出したゼロクロスから少な
    くとも前記入力電流半周期の区間において所定時間毎に
    前記入力電流を検出し、同マイクロコンピュータ内部ま
    たは外部の記憶手段に記憶するとともに、前記比較手段
    の比較結果に基づいて同マイクロコンピュータ内部また
    は外部の記憶手段にあらかじめ記憶してあるデータから
    算出するか、または選択することにより前記電流を検出
    した時点の電流指令を求め、該電流指令と前記記憶した
    入力電流とを順次比較して前記スイッチング手段を制御
    するＰＷＭ信号のオン割合を求めて該ＰＷＭ信号をパタ
    ーン化し、該パターン化したＰＷＭ信号を前記検出した
    ゼロクロスに同期させて出力し、前記スイッチング手段
    を制御するようにしたことを特徴とする空気調和機の制
    御装置。
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