JPH09148850A

JPH09148850A - 複合型広帯域増幅器

Info

Publication number: JPH09148850A
Application number: JP7323863A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Yamazaki; 浩山嵜
Original assignee: Hioki EE Corp
Current assignee: Hioki EE Corp
Priority date: 1995-11-17
Filing date: 1995-11-17
Publication date: 1997-06-06
Anticipated expiration: 2015-11-17
Also published as: JP3595398B2

Abstract

(57)【要約】【課題】直流高精度増幅器、差動増幅器、電圧増幅
器、及び電流増幅器でなる複合型広帯域増幅器の動作上
限周波数は、従来差動増幅器の帯域幅によって制限され
ていた。この発明は差動増幅器の帯域幅による制約を受
けないようにした広帯域増幅器の提供を目的とする。【解決手段】差動増幅器、電圧増幅器、電流増幅器を
それぞれ個別部品で構成し、無信号時のゼロ電位に対し
て正側と負側へ対称的に対をなして２系統配設され、か
つ差動増幅器の電圧利得が１となる周波数より高い周波
数の入力信号は、同差動増幅器をバイパスして電圧増幅
器へ加わるようにしたハイパスフィルタが設けられてい
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、直流信号から比
較的高い周波数の交流信号まで対応可能な複合型の広帯
域増幅器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】直流信号や比較的低周波の交流信号を入
力とする増幅器については、一般に装置自体の雑音電圧
が低いこと、オフセット電圧やその温度ドリフトが小さ
いこと、大きい同相除去比（ＣＭＲＲ）を有することな
どが必要とされている。また、比較的高周波の信号を入
力とする装置については、速いスルーレートと大きなＧ
Ｂ積（利得×帯域幅）を有することが望まれている。

【０００３】この場合、望ましいとされる上記の各特性
を１つの増幅器で満足させることは困難なので、一般に
は直流と比較的低周波の交流信号領域において高精度の
動作を行なう増幅器と、それより高い周波数領域で高速
動作が可能な増幅器とを組み合わせて装置を構成するよ
うにしている。

【０００４】図５（Ａ）にその一例が示されているが、
例えばＩＣ素子を用いた直流高精度増幅器（以下、「高
精度増幅器」という。）Ａ１と、同様にそれぞれＩＣ素
子を用いた高速の差動増幅器Ａ２、電圧増幅器Ａ３、及
び電流増幅器Ａ４が設けられており、電流増幅器Ａ４は
図示しない後段のユニットを駆動するようになってい
る。ここでＲ１、Ｒ２は入力抵抗、Ｒ３は帰還抵抗、Ｃ
１は結合コンデンサ、Ｖｉは入力信号、Ｖｏは出力信号
である。

【０００５】上記の装置において、入力信号電圧（以
下、「入力電圧」という。）Ｖｉが直流及び比較的低周
波の交流信号である場合は、Ａ２ないしＡ４の各増幅器
はそれぞれ前段増幅器からの出力信号を受けて縦続的に
動作する。すなわち、入力電圧Ｖｉが抵抗Ｒ１とＲ２を
経て高精度増幅器Ａ１に加わると、その反転出力は例え
ば差動増幅器Ａ２の＋入力端子に加えられる。また、入
力電圧Ｖｉは抵抗Ｒ１を経て同差動増幅器Ａ２の−入力
端子に加えられる。差動増幅器Ａ２はこれらの信号を受
け、その差の電圧信号を電圧増幅器Ａ３へ出力する。電
圧増幅器Ａ３はこの信号電圧を増幅して電流増幅器Ａ４
に加え、同電流増幅器Ａ４は入力する電圧信号を電流信
号に変換、増幅して出力するようになっている。

【０００６】入力電圧Ｖｉの周波数が高くなると高精度
増幅器Ａ１の利得が周波数に逆比例して低下し、それに
伴って出力電圧が低下する。また、コンデンサＣ１のリ
アクタンスも周波数が高くなるとそれに逆比例して小さ
くなるから、ある周波数を超えると高精度増幅器Ａ１の
−入力端子と差動増幅器Ａ２の＋入力端子は直通状態に
なる。したがって、装置への入力電圧Ｖｉは一方では抵
抗Ｒ１を通って差動増幅器Ａ２の−入力端子へ加わり、
他方では抵抗Ｒ１とＲ２を通った入力電圧Ｖｉが利得の
低下した高精度増幅器Ａ１をコンデンサＣ１によりバイ
パスして差動増幅器Ａ２の＋入力端子へ加わるようにな
る。

【０００７】すなわち、ある周波数より高い帯域では高
精度増幅器Ａ１が装置の動作に寄与しなくなり、差動増
幅器Ａ２、電圧増幅器Ａ３、電流増幅器Ａ４の継続動作
となる。解決課題を明らかにするため、入力電圧の周波
数と高精度増幅器Ａ１及び差動増幅器Ａ２の動作につい
てさらに説明する。

【０００８】イ．入力信号が直流の場合上記図５（Ａ）から高精度増幅器Ａ１と差動増幅器Ａ２
の箇所を転記した同図（Ｂ）において、例えば信号源か
ら装置へ一定レベルの正の電圧＋Ｖｉが加わったものと
する。ここで、高精度増幅器Ａ１は正常に動作してお
り、その−入力端子が＋入力端子にイマジナリショート
でアース電位になっているとすると、信号源から抵抗Ｒ
１とＲ２を通って高精度増幅器Ａ１の−入力端子方向へＩ＝Ｖｉ／（Ｒ１＋Ｒ２）なる一定の直流電流Ｉが流れる。

【０００９】しかしながら、高精度増幅器Ａ１において
は−入力端子が直接的に＋入力端子へ接続されているわ
けではないので、電流ＩはコンデンサＣ１へ流れ込んで
同コンデンサを充電する。この充電電圧を＋Ｖｃとす
る。ここでコンデンサＣ１の静電容量をＣ１、上記電流
Ｉにより同コンデンサに流入する電荷をＱとすると、こ
の電荷にてコンデンサに充電される電圧ＶｃはＶｃ＝Ｑ／Ｃ１となる。高精度増幅器Ａ１はその出力端子から上記充電
電圧の極性を反転した直流電圧−Ｖｃを発してコンデン
サＣ１に流入する充電電荷と等量の電荷を同コンデンサ
から吸い込み、−入力端子側の電圧上昇を抑えてアース
電位に保持する。

【００１０】したがって、信号源Ｖｉから抵抗Ｒ１とＲ
２を通ってコンデンサＣ１に流れた電流Ｉは、見かけ上
同コンデンサを経て高精度増幅器Ａ１の出力端子からそ
の内部に流れ込むことになる。この場合，高精度増幅器
Ａ１は上記のように通常の反転増幅器として動作し、そ
の利得をＧ１とするとＧ１＝Ｖｃ／Ｖｉとなる。上記極性反転電圧−Ｖｃは差動増幅器Ａ１の＋
入力端子に加えられる。また、入力電圧Ｖｉを抵抗Ｒ１
とＲ２により分圧したときのＲ２両端間の電圧をＶ_Ｒ２
とすると、この分圧電圧は差動増幅器Ａ２の−入力端子
に加えられる。ここで差動増幅器Ａ１の利得をＧ２とす
ると、同差動増幅器はこれら２つの端子に入力した信号
電圧の差の電圧をＧ２倍し、出力電圧Ｖ２として電圧増
幅器Ａ３に送出する。すなわち、Ｖ２＝｛−Ｖｃ−（＋Ｖ_Ｒ２）｝Ｇ２となる。このように入力信号が直流の場合は、差動増幅
器Ａ２は高精度増幅器Ａ１に対して縦続的に動作する。

【００１１】なお、信号源の電圧が図示の例と逆極性の
−Ｖｉであった場合は、高精度増幅器Ａ１からその反転
直流電圧＋Ｖｃを発し、上記と逆方向の電流を吐き出し
てコンデンサへ電荷を流入させる。これにより−入力端
子側の電圧低下が抑えられてアース電位が保持される。
この場合、差動増幅器Ａ２の出力Ｖ２はＶ２＝｛Ｖｃ−（−Ｖ_Ｒ２）｝Ｇ２となる。

【００１２】ロ．入力信号が交流の場合上記図５（Ａ）から高精度増幅器Ａ１と差動増幅器Ａ２
の箇所を転記した図６（Ａ）において、高精度増幅器Ａ
１は正常に動作しており、その−入力端子は＋入力端子
とイマジナリショートでアース電位になっているものと
する。いま、信号源から周波数ｆの交流入力電圧±Ｖｉ
が装置に加わり、電流Ｉが図示の点線のように流れたと
すると、 ±Ｉ＝±Ｖｉ／（Ｒ１＋Ｒ２）＝±Ｖｉ／Ｒである。ただし、Ｒ＝Ｒ１＋Ｒ２とする。

【００１３】コンデンサＣ１のリアクタンスをＸｃとす
ると、上記電流が流れることによってコンデンサに発生
する電圧Ｖｃは ±Ｖｃ＝±Ｉ・Ｘｃである。高精度増幅器Ａ１はこのコンデンサに発生した
電圧±Ｖｃと逆極性の電圧（−，＋）Ｖｃを出力して入
力側へ帰還し、その−入力端子をアース電位に保持す
る。ここで入力電圧Ｖｉの角周波数をωとすると、上記
コンデンサのリアクタンスＸｃは、Ｘｃ＝１／ωＣ１＝１／２πｆＣ１ただし、ω＝２πｆであるから、リアクタンスの大小は
周波数ｆの高低に逆比例して変化する。いま、コンデン
サのリアクタンスＸｃが入力抵抗Ｒの値と等しくなる周
波数をｆｃとすると、Ｒ＝Ｘｃ＝１／２πｆｃＣ１よりｆｃ＝１／２πＣ１Ｒとなる。周波数ｆに対するリアクタンスＸｃの値の変化
を同図６（Ｂ）に示す。ここで、入力電圧Ｖｉが交流の
場合における高精度増幅器Ａ１の利得をＧ１とすると、Ｇ１＝Ｘｃ／Ｒであるから、信号周波数がｆｃのときはＸｃ＝Ｒとな
り、その利得Ｇ１は同図６（Ｃ）に示すように１すなわ
ち０ｄＢである。また、周波数がｆｃの１／１０のとき
は利得Ｇ１が１０倍（２０ｄＢ）となり、周波数がｆｃ
の１０倍のときはＧ１が１／１０（−２０ｄＢ）とな
る。

【００１４】ところで高精度増幅器Ａ１の素子自体の利
得すなわち開ループ利得Ｇ１は、図７にその一例を示す
ように例えば直流領域では１００ｄＢという大きい値で
あるが、交流領域ではある周波数から利得が周波数に逆
比例して低下する特性になっている。この利得低下が始
まる周波数をｆ１とすると、ｆ１の値は素子の種類によ
って異なるが、一般には１桁台ないし２桁台の周波数に
なっている。

【００１５】この周波数ｆ１より１０倍高い周波数の信
号が入ると、利得Ｇ１は周波数がｆ１のときの１／１０
（−２０ｄＢ）に低下し、周波数が１００倍高い信号が
入ると利得Ｇ１が１／１００（−４０ｄＢ）に低下す
る。つまり、周波数に対する利得低下の割合は−２０ｄ
Ｂ／ｄｅｃになっている。

【００１６】差動増幅器Ａ２の開ループ利得と周波数と
の関係も素子の種類によって異なるが、その一例を同図
７に示す。図示の例では直流領域における開ループ利得
Ｇ２は８０ｄＢ、同利得Ｇ２が交流領域で低下し始める
周波数はｆ２となっている。これを高精度増幅器Ａ１の
特性と比較すると、一般には直流領域における開ループ
利得については、Ｇ１＞Ｇ２で、開ループ利得が交流領域で低下し始める周波数は、ｆ１＜ｆ２となっている。

【００１７】いま、高精度増幅器Ａ１の−入力端子と＋
入力端子間ではイマジナリショートが成立し、同高精度
増幅器Ａ１に対して差動増幅器Ａ２が縦続動作をしてい
るとすると、直流から交流領域の周波数ｆ１までにおけ
る両増幅器の開ループ総合利得Ｇ１＋Ｇ２は、図７の一
点鎖線で示すように１８０ｄＢとなる。

【００１８】ここで、上記図６（Ｃ）における高精度増
幅器Ａ１の利得Ｇ１が１、すなわち０ｄＢである周波数
ｆｃを例えば図７の周波数ｆ１とほぼ一致するようにＲ
とＣ１の値を設定すると、図６（Ｃ）のｆｃより低い周
波数帯域における＋利得は、図７においては直流領域か
ら延びている開ループ利得Ｇ１の１００ｄＢという一定
値に抑えられる。

【００１９】また、図６（Ｃ）のｆｃより高い周波数帯
域における−２０ｄＢ／ｄｅｃの利得低下特性は、図７
においてはそれに開ループ利得Ｇ１の−２０ｄＢ／ｄｅ
ｃが加わる。よって周波数がｆ１より高い帯域における
高精度増幅器Ａ１の開ループ利得Ｇ１は、破線で示すよ
うに−４０ｄＢ／ｄｅｃの割合で低下する。したがっ
て、周波数がｆ１からｆ２までの帯域における開ループ
総合利得Ｇ１＋Ｇ２も−４０ｄＢ／ｄｅｃの低下特性と
なる。

【００２０】ここで、上記高精度増幅器Ａ１の利得Ｇ１
が−４０ｄＢ／ｄｅｃの割合で低下し、利得１すなわち
０ｄＢラインに達したときの周波数を例えばｆ３とする
と、周波数ｆ２を超えて周波数ｆ３までの帯域における
高精度増幅器Ａ１と差動増幅器Ａ２の開ループ総合利得
は、差動増幅器Ａ２の−２０ｄＢ／ｄｅｃが加わるため
−６０ｄＢ／ｄｅｃの低下特性となる。

【００２１】この周波数ｆ３における高精度増幅器Ａ１
の入力電圧Ｖｉとその極性反転出力電圧−Ｖｃの大きさ
（絶対値）との関係は、Ｖｃ＝Ｖｉであり、ｆ３より低い周波数帯域ではＧ１＞１であるか
ら、Ｖｃ＞Ｖｉとなる。

【００２２】したがって、入力電圧Ｖｉの周波数がｆ３
以下の低い帯域では、コンデンサＣ１を介してこの反転
出力電圧−Ｖｃを入力側へ負帰還することにより、その
−入力端子を＋入力端子へイマジナリショート（アー
ス）とすることができる。この反転出力電圧−Ｖｃは次
段の差動増幅器Ａ２の＋入力端子に加えられる。

【００２３】しかしながら、入力電圧Ｖｉの周波数がｆ
３より高い帯域では高精度増幅器Ａ１の利得Ｇ１が１よ
り小さくなるので、Ｖｃ＜Ｖｉとなる。ちなみに、図８に示すように入力電圧Ｖｉのレ
ベルを基準化して一定値の１にすると、Ｖｉの周波数が
ｆ３より高い帯域における反転出力電圧Ｖｃの大きさ
（絶対値）は破線のようになる。

【００２４】同図８において、例えば入力電圧Ｖｉの周
波数がｆ３の１．４倍の場合は出力電圧Ｖｃの大きさが
０．５となり、Ｖｉの周波数がｆ３の２倍になるとＶｃ
の大きさは約０．２５となる。また、Ｖｉの周波数がｆ
３の３倍の場合はＶｃの大きさが約０．１となり、更に
Ｖｉの周波数が高くなるとＶｃの大きさは限りなくゼロ
に近づく。

【００２５】したがって、入力電圧Ｖｉの周波数がｆ３
より高い帯域においては、高精度増幅器Ａ１がコンデン
サＣ１を介してその反転出力−Ｖｃを入力側へ負帰還し
ても帰還電圧が小さいので−入力端子をイマジナリアー
スにすることができない。そのため−入力端子には入力
電圧と帰還電圧の差の電圧Ｖｉ−Ｖｃが発生し、低イン
ピーダンスになったコンデンサＣ１を通過して差動増幅
器Ａ２の＋入力端子へ加わるようになる。

【００２６】すなわち、周波数がｆ３より高い帯域では
高精度増幅器Ａ１が装置の増幅動作に寄与しなくなるた
め高精度増幅器と差動増幅器の縦続動作はなくなり、入
力電圧Ｖｉに対して差動増幅器Ａ２が先頭の動作ユニッ
トとなる。ここで、入力電圧Ｖｉの周波数がｆ３より数
倍高かった場合は、高精度増幅器Ａ１の帰還電圧−Ｖｃ
が入力電圧Ｖｉに比べて極めて小さくなるので、差動増
幅器Ａ２の＋入力端子に加わる差電圧Ｖｉ−Ｖｃは、図
８から実質的にＶｉとみなすことができる。

【００２７】よって、図７における高精度増幅器Ａ１と
差動増幅器Ａ２との開ループ総合利得Ｇ１＋Ｇ２は、周
波数がｆ３より高くなると−６０ｄＢ／ｄｅｃの低下特
性から外れて差動増幅器Ａ２の開ループ特性Ｇ２に漸近
する。いま、例えばｆ３より数倍高い周波数をｆ４とす
ると、上記−６０ｄＢ／ｄｅｃの低下特性から外れた開
ループ総合利得Ｇ１＋Ｇ２は、周波数ｆ４において差動
増幅器Ａ２の開ループ利得Ｇ２と一致し、ｆ４より高い
周波数帯域における開ループ総合利得はＧ２そのものと
なる。

【００２８】差動増幅器Ａ２の後段には上記図５（Ａ）
に示すように電圧増幅器Ａ３と電流増幅器Ａ４が設けら
れ、入力電圧の周波数が例えばｆ３以上の帯域ではこれ
ら３つの増幅器が縦続的に動作するようになっている。
この場合、電流増幅器Ａ４の出力側から装置の入力側へ
例えば帰還抵抗Ｒ３が接続されているので、装置全体の
閉ループ利得をＧとすると、Ｇ＝Ｒ３／Ｒ１となる。

【００２９】いま、この閉ループ利得Ｇを例えば１０ｄ
Ｂに設定したとして図７に破線で示すと、先頭ユニット
である差動増幅器Ａ２の開ループ利得Ｇ２が−２０ｄＢ
／ｄｅｃの割合で低下する直線と上記１０ｄＢラインと
の交点における周波数ｆ５がこの装置の帯域幅となる。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】この従来装置による
と、直流信号に対する高精度応答と高周波信号に対する
高速応答が可能となる。しかしその上限周波数は差動増
幅器Ａ２の帯域幅によって制限され、それ以上に帯域を
延ばすことは難しい。そのため、後段の電圧増幅器や電
流増幅器の速度、帯域幅に余裕があってもそれらを生か
しきれないという難点がある。

【００３１】この発明は上記の事情を考慮してなされた
もので、その目的は、入力信号の周波数が差動増幅器の
帯域幅上限周波数より高い場合は、その信号が差動増幅
器をバイパスして電圧増幅器へ加わるようにした複合型
の広帯域増幅器を提供することにある。

【００３２】

【課題を解決するための手段】したがって、この発明に
おいては、その課題解決手段として例えば差動増幅器の
入力側と電圧増幅器の入力側との間にハイパスフィルタ
を設け、差動増幅器の高周波帯における利得低下特性を
勘案してハイパスフィルタのカットオフ周波数を定める
ようにするしている。

【００３３】

【発明の実施の形態】図１にこの発明の原理的な構成を
示す。図中、高精度増幅器Ａ１は従来装置と同様のＩＣ
素子が用いられ、高精度増幅器Ａ１を含む信号入力部も
従来装置と同様の構成になっている。高精度増幅器Ａ１
の後段には例えば個別部品で構成された２つの差動増幅
器Ａ２ａとＡ２ｂが設けられており、従来装置における
ＩＣ差動増幅器の＋入力端子に対応する本装置の入力端
子についてはその共通配線に（＋）印を付し、従来の−
入力端子に対応する本装置の入力端子についてはその共
通配線に（−）印を付してある。

【００３４】この（−）印を付した共通配線側の入力端
子には、例えば入力電圧Ｖｉの分圧電圧Ｖ_Ｒ２が加えら
れ、（＋）印を付した共通配線側の入力端子には高精度
増幅器Ａ１から上記Ｖｉと極性が反対の帰還電圧−Ｖｃ
が加えられるようになっている。これにより差動増幅器
Ａ２ａとＡ２ｂは入力電圧に対して並列的に動作し、そ
の出力はそれぞれ電圧増幅器Ａ３ａとＡ３ｂの各一方の
端子に加えられる。

【００３５】電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂはともに個別部
品で構成され、各他方の入力端子と上記差動増幅器の入
力側における（−）印を付した共通配線との間には、例
えばコンデンサＣ２と抵抗Ｒ８及びコンデンサＣ３と抵
抗Ｒ１０からなる２つのハイパスフィルタＦＬａ，ＦＬ
ｂがそれぞれ設けられ、両フィルタのカットオフ周波数
は等しい値に設定されている。

【００３６】この電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂは上記差動
増幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂからの出力を受けて並列的に動作
し、その出力は個別部品で構成された電流増幅器Ａ４ａ
とＡ４ｂにそれぞれ加えられる。電流増幅器Ａ４ａ，Ａ
４ｂも並列的に動作し、電圧増幅器から加わる電圧を電
流に変換して出力する。

【００３７】図１のブロック図を等価回路で表した一例
が図２に示されている。同図２において、差動増幅器Ａ
２ａは例えば特性がそろったＮＰＮ形トランジスタＱ１
とＱ２の差動対で構成され、無信号時すなわち両トラン
ジスタのベースがゼロ電位のときにはエミッタ側の共通
抵抗Ｒ４に一定のアイドリング電流が流れている。した
がってそのエミッタ電圧は一定になっている。

【００３８】ここで、両トランジスタのベース電流は各
コレクタ電流に比べると極めて小さいので無視すると、
無信号時におけるトランジスタＱ１のコレクタ電流とエ
ミッタ電流は相等しく、同様にトランジスタＱ２のコレ
クタ電流とエミッタ電流も等しくなり、それぞれ共通抵
抗Ｒ４を流れる一定電流の１／２の大きさとなる。な
お、この場合、トランジスタＱ２の負荷抵抗Ｒ５には正
の一定電圧降下が発生している。

【００３９】差動増幅器Ａ２ｂも上記と同様に例えば特
性がそろったＰＮＰ形トランジスタＱ３とＱ４の差動対
で構成され、エミッタ側の共通抵抗Ｒ６は上記Ｒ４と等
しい抵抗値にされている。無信号時にはＲ４に流れる電
流と大きさが等しい一定のアイドリング電流がＲ６に流
れ、両トランジスタのエミッタ電圧は一定になってい
る。

【００４０】また、トランジスタＱ３，Ｑ４のベース電
流を無視すると、無信号時におけるトランジスタＱ３の
エミッタ電流とコレクタ電流は相等しく、同様にトラン
ジスタＱ４のエミッタ電流とコレクタ電流も等しくな
り、それぞれ共通抵抗Ｒ６に流れる一定電流の１／２の
大きさとなる。なお、トランジスタＱ４の負荷抵抗Ｒ７
は上記トランジスタＱ２の負荷抵抗Ｒ５と抵抗値が等し
くされているので、抵抗Ｒ７には抵抗Ｒ５の電圧降下と
絶対値が等しい負の一定電圧降下が発生する。

【００４１】この２つの差動増幅器Ａ２ａとＡ２ｂは共
に少ない数の個別部品で構成され、正の電源＋Ｖｃｃと
負の電源−Ｖｃｃの間へそのゼロ電位に対して対称的に
配設されている。したがって多数のトランジスタなどの
集積回路でなる従来のＩＣ差動増幅器に比べると、利得
は低いがひずみが少なく、かつ高速で広帯域である。こ
こで、例えば正の入力電圧Ｖｉが装置に加わると高精度
増幅器Ａ１からは負の反転出力−Ｖｃが送出され、
（＋）印の共通配線を介してトランジスタＱ１とＱ３の
ベースに加えられる。

【００４２】これによりトランジスタＱ１ではベース電
圧が下がるためベースとエミッタ間の電圧が小さくな
り、ベース電流が減ってコレクタ電流が減少する。ま
た、トランジスタＱで３はベース電圧が下がるとベース
とエミッタ間の電圧が大きくなり、ベース電流が増えて
コレクタ電流が増加する。

【００４３】この場合、共通抵抗Ｒ４とＲ６には大きさ
が等しい一定電流が流れるようになっているから、トラ
ンジスタＱ１のコレクタ電流が減少すると対をなすトラ
ンジタＱ２ではその分だけコレクタ電流が増加する。こ
のことはトランジスタＱ２のベースに上記電圧−Ｖｃの
極性を反転した正の電圧Ｖｃが加わり、そのベース・エ
ミッタ間電圧が大きくなったことと等価である。

【００４４】また、トランジスタＱ３のコレクタ電流が
増加すると対をなすトランジスタＱ４ではその分だけコ
レクタ電流が減少する。このことはトランジスタＱ４の
ベースに上記電圧−Ｖｃの極性を反転した正の電圧Ｖｃ
が加わり、そのベース、エミッタ間電圧が小さくなった
ことと等価である。

【００４５】すなわち、トランジスタＱ１のコレクタ電
流減少とトランジスタＱ３のコレクタ電流増加は、トラ
ンジスタＱ２のコレクタ電流増加とトランジスタＱ４の
コレクタ電流減少に対応するから、（＋）印の共通配線
を介してトランジスタＱ１とＱ３のベース側に加わった
負の電圧−Ｖｃは、（−）印の共通配線を介して正の電
圧ＶｃがトランジスタＱ２とＱ４のベース側に加わった
ことに置き換えることができる。

【００４６】この場合、トランジスタＱ２とＱ４のベー
ス側には入力電圧Ｖｉの分圧電圧ＶＲ２が（−）印の共
通配線を介して加わるが、同ベースに加わる上記正の電
圧Ｖｃより小さいのでトランジスタＱ２とＱ４に流れる
コレクタ電流は電圧Ｖｃによって支配される。なお、誘
導などにより同相の外乱雑音＋Ｖｎが（＋）印の共通配
線と（−）印の共通配線からそれぞれトランジスタＱ
１，Ｑ３のベースとＱ２，Ｑ４のベースに加わると、Ｑ
１とＱ３のベースに加わった外乱雑音＋ＶｎはＱ２とＱ
４のベースへその極性が反転した−Ｖｎが加わったこと
と作用上等価である。しかしＱ２とＱ４のベースには＋
Ｖｎの外乱雑音が加わっており、互いに打ち消し合うの
でその影響は極めて小さくなる。

【００４７】電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂは例えばＰＮＰ
形トランジスタＱ５とＮＰＮ形トランジスタＱ６がダイ
オードＤ１ないしＤ４を介してコンプリメンタルに接続
され、トランジスタＱ５のエミッタは上記第１の差動増
幅器Ａ２ａのトランジスタＱ２のコレクタ側に接続され
ている。また、トランジスタＱ６のエミッタは上記第２
の差動増幅器Ａ２ｂのトランジスタＱ４のコレクタ側に
接続されている。上記トランジスタＱ５とＱ６へベース
電圧を供給するため、例えば＋Ｖｃｃ電源と−Ｖｃｃ電
源間の電圧を分圧する３つの抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０が
設けられており、抵抗Ｒ８とＲ１０は等しい抵抗値にさ
れている。

【００４８】無信号時において、トランジスタＱ５とＱ
６にベース電圧が供給されると、＋Ｖｃｃ電源から抵抗
Ｒ５、トランジスタＱ５、ダイオードＤ１ないしＤ４、
トランジスタＱ６、抵抗Ｒ７を経て−Ｖｃｃ電源へ一定
のアイドリング電流が流れ、上記各抵抗とダイオードに
それぞれ電圧降下が発生する。

【００４９】この場合、トランジスタＱ５のエミッタ電
圧とコレクタ電圧は正の値となり、トランジスタＱ６の
エミッタ電圧とコレクタ電圧はそれぞれトランジスタＱ
５のエミッタ電圧及びコレクタ電圧と絶対値が等しい負
の値となる。上記２つのトランジスタＱ５とＱ６のコレ
クタ電圧は、例えば次段に設けられた電流増幅器Ａ４
ａ，Ａ４ｂの前置ドライバトランジスタＱ７とＱ８にベ
ース電圧として供給されるようになっている。

【００５０】トランジスタＱ７とＱ８にベース電流が供
給されると、＋Ｖｃｃ電源からトランジスタＱ７と共通
エミッタ抵抗Ｒ１１及びトランジスタＱ８を通って−Ｖ
ｃｃ電源へ一定のアイドリング電流が流れ、トランジス
タＱ７のエミッタには正の電圧が発生する。また、トラ
ンジスタＱ８のエミッタには上記トランジスタＱ７のエ
ミッタ電圧と絶対値が等しい負の電圧が発生する。

【００５１】この両トランジスタＱ７とＱ８のエミッタ
電圧は、例えば電流増幅トランジスタＱ９とＱ１０へそ
れぞれベース電圧として供給されるようになっている。
これにより、＋Ｖｃｃ電源からトランジスタＱ９と抵抗
値の等しい２つのエミッタ抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，及びト
ランジスタＱ１０を通って−Ｖｃｃ電源へ一定のアイド
リング電流が流れる。

【００５２】このように無信号時にアイドリング電流を
流しておくと、信号が入力した場合は各段の対をなすト
ランジスタがアイドリング電流による電位から動作を開
始するので、入力信号に対して不感時間が無くなり高速
である。また、各段の出力が負のレベルから正のレベル
へ変化し、あるいは正のレベルから負のレベルへ変化す
る際のゼロクロスひずみなど振幅ひずみが発生しないの
で直線性もよい。

【００５３】ここで、上記電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂに
おいては、トランジスタＱ５とＱ６のベースが例えば静
電容量値の等しいコンデンサＣ２とＣ３を介してそれぞ
れ（−）印の共通配線に接続され、このコンデンサＣ２
と分圧抵抗Ｒ８及びコンデンサＣ３と分圧抵抗Ｒ１０に
よりカットオフ周波数が等しい２つのハイパスフィルタ
ＦＬａ，ＦＬｂが形成されている。

【００５４】図２のハイパスフィルタＦＬａとＦＬｂの
箇所を抜粋して図３に示し、その入力電圧（分圧電圧）
Ｖ_Ｒ２に対するフィルタの出力電圧Ｖ_Ｒ２´のレベルを
同図３（Ｂ）に示す。このハイパスフィルタのカットオ
フ周波数をｆｃとすると、ｆｃ＝１／２πＣ２Ｒ８＝１／２πＣ３Ｒ１０となる。

【００５５】図３によると、入力電圧Ｖｉの周波数がカ
ットオフ周波数ｆｃより低い帯域ではフィルタの出力電
圧Ｖ_Ｒ２´が分圧電圧Ｖ_Ｒ２より小さく、その大きさは
周波数により−２０ｄＢ／ｄｅｃの割合で傾斜する特性
線のいずれかの点上にある。したがって分圧電圧Ｖ_Ｒ２
はトランジスタＱ２とＱ４のベースに加わり、そのフィ
ルタ出力Ｖ_Ｒ２´はトランジスタＱ５とＱ６のベースに
加わるが、同トランジスタＱ５，Ｑ６に対しては実質的
に影響を与えないとみなすことができる。よって電圧増
幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂは差動増幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂからの
出力をトランジスタＱ５とＱ６のエミッタ側に受けて同
差動増幅器に対し縦続的に動作し、電流増幅器Ａ４ａと
Ａ４ｂは電圧増幅器Ａ３ａとＡ３ｂに追随して動作す
る。

【００５６】入力電圧Ｖｉの周波数がハイパスフィルタ
のカットオフ周波数ｆｃより高い帯域では、分圧電圧Ｖ
_Ｒ２とフィルタの出力電圧Ｖ_Ｒ２´の大きさは等しくな
り、分圧電圧Ｖ_Ｒ２は差動増幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂと電圧
増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂの両方に加わる。

【００５７】この場合、差動増幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂの電
圧利得が１（０ｄＢ）以上であれば、シランジスタＱ５
とＱ６におていは直接ベースに加わる分圧電圧Ｖ_Ｒ２よ
りも差動増幅器からエミッタ側に加わる電圧が大きいか
ら、その動作はエミッタ側の入力電圧によって支配され
る。したがって上記と同様に電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂ
は差動増幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂに対して縦続的に動作し、
電流増幅器Ａ４ａ，Ａ４ｂは電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂ
に追随して動作する。

【００５８】しかしながら、差動増幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂ
の電圧利得が１より小さくなると、トランジスタＱ５と
Ｑ６においては直接ベースに加わる電圧Ｖ_Ｒ２に対して
差動増幅器からエミッタ側に加わる電圧が小さくなり、
その動作はベース側の入力電圧Ｖ_Ｒ２によって支配され
る。すなわち、この場合は入力電圧ＶｉがコンデンサＣ
１を介して（＋）印の共通配線から差動増幅器に加わ
り、分圧電圧Ｖ_Ｒ２が（−）印の共通配線から差動増幅
器と電圧増幅器に加わるが、差動増幅器は装置の増幅動
作に寄与しないから見掛け上は分圧電圧Ｖ_Ｒ２が差動増
幅器をバイパスして電圧増幅器に加わったことと同様に
なる。したがって先頭の動作ユニットは電圧増幅器Ａ３
ａ，Ａ３ｂとなり、電流増幅器Ａ４ａ，Ａ４ｂが電圧増
幅器に追随して動作する。

【００５９】ところで、トランジスタの電圧利得や電流
利得は直流から交流領域のある周波数まで一定の値を有
し、その周波数を超えると素子自体の分布容量などによ
り一般に−２０ｄＢ／ｄｅｃの割合で低下し始め、更に
周波数が高くなるとその低下はやがて利得１すなわち０
ｄＢに達する。この利得０ｄＢにおける周波数はＧＢ積
あるいはトランジション周波数（ｆ_Ｔ）などと称され、
高周波用トランジスタでは一般に汎用ＩＣ増幅器のそれ
より高く、例えば数１０ＭＨｚないし数１００ＭＨｚと
いう値になっている。

【００６０】図２の各ユニットの電圧利得と周波数の関
係を図４に示す。同図を併せて参照すると、高精度増幅
器Ａ１は従来装置と同じＩＣ素子を使用するので、その
開ループ利得Ｇ１は図７の特性をそのまま図示してあ
る。ここで、この実際の開ループ利得Ｇ１が０ｄＢとな
る周波数をｆ２とすると、上記ハイパスフィルタＦＬ
ａ，ＦＬｂのカットオフ周波数ｆｃは例えばこのｆ２と
ほぼ等しい周波数に設定されている。

【００６１】いま、装置に入力した電圧Ｖｉが直流電圧
または周波数がｆ２以下の低周波交流電圧とすると、高
精度増幅器Ａ１の出力電圧−Ｖｃは（＋）印の共通配線
を介して差動増幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂのトランジスタＱ１
とＱ３のベースに加わり、入力電圧Ｖｉの分圧電圧Ｖ
_Ｒ２は（−）印の共通配線を開して上記差動増幅器のト
ランジスタＱ２とＱ４のベースに加わる。

【００６２】この場合、上記高精度増幅器Ａ１の出力電
圧−Ｖｃの絶対値は入力電圧Ｖｉの分圧電圧Ｖ_Ｒ２より
大きいから、トランジスタＱ２のコレクタには−Ｖｃの
反転電圧Ｖｃに対応する電流がアイドリング電流に加わ
って＋Ｖｃｃ電源から流入し、抵抗Ｒ５には電流増加に
よる電圧変化が生じる。また、トランジスタＱ４におい
ては上記−Ｖｃの反転電圧Ｖｃに対応する電流だけアイ
ドリング電流から減少した電流がそのコレクタから−Ｖ
ｃｃ電源へ流出し、抵抗Ｒ７には電流減少による電圧変
化が生じる。

【００６３】ここで、例えば抵抗Ｒ５に発生する電圧変
化と上記トランジスタＱ２における反転電圧Ｖｃ（絶対
値）との比、すなわち抵抗Ｒ５の電圧変化／Ｖｃを差動増幅器Ａ２ａの電圧利得とする。同様に、抵抗Ｒ
７に発生する電圧変化と上記トランジスタＱ４における
反転電圧Ｖｃ（絶対値）との比、すなわち抵抗Ｒ７の電圧変化／Ｖｃを差動増幅器Ａ２ｂの電圧利得とすると、２つの電圧利
得は等しい値になる。いま、差動増幅器Ａ２ａとＡ２ｂ
の全体利得をＧ２とし、この利得Ｇ２が例えば直流から
交流領域の周波数ｆ３までは３０ｄＢ一定で、ｆ３より
高い周波数帯域ではＧ２が−２０ｄＢ／ｄｅｃの割合で
低下し、周波数ｆ５においてＧ２が０ｄＢすなわち利得
１となる例を同図４に示す。

【００６４】ところで、差動増幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂのト
ランジスタＱ２，Ｑ４に流れる電流が変化して抵抗Ｒ５
とＲ７に電圧変化が生じると、電圧増幅器Ａ３ａとＡ３
ｂにおいてはトランジスタＱ５からダイオードＤ１ない
しＤ４を経てトランジスタＱ６に流れる電流にも変化が
生じる。ここで、入力電圧Ｖｉの周波数が上記ハイパス
フィルタＦＬａ，ＦＬｂのカットオフ周波数ｆｃより低
い場合は、トランジスタＱ５とＱ６はベース接地形の動
作をするとみなすことができる。

【００６５】この場合、トランジスタＱ５及びＱ６の電
圧利得は、それぞれエミッタ側の入力電圧変化に対する
コレクタ側の出力電圧変化の比とすると、トランジスタ
Ｑ５の入力電圧変化はＱ５の入力インピーダンス×エミッタ電流変化分であり、そのコレクタ側の出力電圧変化はダイオードＤ１とＤ２のオン抵抗×コレクタ電流変化分となる。この場合、トランジスタＱ５のベース電流は極
めて小さいから無視してエミッタ電流変化分＝コレクタ電流変化分とすると、トランジスタＱ５の電圧利得はダイオードＤ１とＤ２のオン抵抗／Ｑ５の入力インピー
ダンスとなる。

【００６６】トランジスタＱ６についてもトランジスタ
Ｑ５と同様であるから、その電圧利得は、ダイオードＤ３とＤ４のオン抵抗／Ｑ６の入力インピー
ダンスとおくことができる。よって電圧増幅器Ａ３ａとＡ３ｂ
の全体利得をＧ３とすると、Ｇ３＝Ｄ１とＤ２のオン抵抗／Ｑ５の入力インピーダン
ス＋Ｄ３とＤ４のオン抵抗／Ｑ６のインピーダンスとなる。

【００６７】いま、各ダイオードＤ１ないしＤ４のオン
抵抗は等しく、トランジスタＱ５とＱ６の入力インピー
ダンスも相等しいとすると、全体利得Ｇ３はＧ３＝４×
ダイオードのオン抵抗／Ｑ５（Ｑ６）の入力インピーダ
ンスとなる。ここで、ベース接地形トランジスタの入力
インピーダンスは一般に低く数１０Ω程度であり、ダイ
オードのオン抵抗はアイドリング電流の大きさにもよる
が、電流の立上がり近傍の小電流では数１００Ωないし
その数倍程度である。

【００６８】そこで、電圧増幅器Ａ３ａとＡ３ｂの全体
利得Ｇ３が例えば直流から交流領域の周波数ｆ４までは
４０ｄＢ一定で、ｆ４より高い帯域ではＧ３が−２０ｄ
Ｂ／ｄｅｃの割合で低下し、周波数ｆ７においてＧ３が
０ｄＢすなわち利得１となる例を上記図４に示す。な
お、電流増幅器Ａ４ａ，Ａ４ｂは電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ
３ｂに対して縦続的に動作するが、回路がコレクタ接地
形で電圧利得が１（０ｄＢ）であるため図示は省略して
ある。

【００６９】上記図２と図４において、入力電圧Ｖｉが
直流から交流領域の周波数ｆ１までは高精度増幅器Ａ１
に対して差動増幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂと電圧増幅器Ａ３
ａ，Ａ３ｂが縦続的に動作し、その開ループ総合利得Ｇ
１＋Ｇ２＋Ｇ３は一点鎖線で示すように例えば１７０ｄ
Ｂ一定である。ここで、ｆ１は従来装置と同様にＩＣ素
子でなる高精度増幅器Ａ１の利得Ｇ１が低下し始める周
波数である。

【００７０】周波数がｆ１を超えてｆ２までの帯域では
上記３つのユニットは縦続的に動作するが、高精度増幅
器Ａ１の開ループ利得Ｇ１は−４０ｄＢ／ｄｅｃの割合
で低下し、周波数ｆ２においては利得が１（０ｄＢ）に
達する。したがって開ループ総合利得Ｇ１＋Ｇ２＋Ｇ３
も同じ割合で低下し、周波数ｆ２における総合利得はＧ
２＋Ｇ３でその値は例えば７０ｄＢとなる。

【００７１】ここで、上記ハイパスフィルタＦＬａ，Ｆ
Ｌｂのカットオフ周波数ｆｃを例えば高精度増幅器Ａ１
の開ループ利得Ｇ１が０ｄＢとなる周波数ｆ２とほぼ等
しい周波数に設定すると、入力電圧Ｖｉの周波数がｆ２
より高い帯域では、（−）印の共通配線を介して差動増
幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂのトランジスタＱ２とＱ４のベース
に加わった分圧電圧Ｖ_Ｒ２が電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂ
のトランジスタＱ５とＱ６のベースにも加わるようにな
る。ただし、周波数がｆ２より高い帯域では高精度増幅
器Ａ１の利得が１より小さくなるので、その−入力端子
が＋入力端子とイマジナリショートにはならない。よっ
て入力電圧Ｖｉは抵抗Ｒ１とＲ２で分圧されないから、
分圧電圧Ｖ_Ｒ２は入力電圧Ｖｉと同じ大きさになるとみ
なすことができる。

【００７２】さて、上記電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂのト
ランジスタＱ５とＱ６においては、ベース側に加わる分
圧電圧Ｖ_Ｒ２に対してエミッタ側にはそれよりＧ２倍
（例えば３０ｄＢ）高い差動出力電圧が差動増幅器Ａ２
ａとＡ２ｂから加えられる。よってトランジスタＱ５と
Ｑ６の動作はこのエミッタ側入力電圧に支配され、周波
数がｆ２より高い帯域では差動増幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂが
先頭の動作ユニットとなり、電圧増幅器Ａ３ａとＡ３ｂ
が差動増幅器へ継続的に動作する。

【００７３】電圧増幅器が差動増幅器に縦続動作する範
囲は、周波数ｆ２から差動増幅器の利得Ｇ２が０ｄＢに
達する周波数ｆ５までの帯域となる。この範囲における
両増幅器の開ループ総合利得Ｇ２＋Ｇ３は、一点鎖線で
示すように周波数ｆ２から差動増幅器の利得Ｇ２が低下
し始める周波数ｆ３までは例えば７０ｄＢ一定であり、
ｆ３を超え電圧増幅器の利得Ｇ３が低下し始める周波数
ｆ４までの帯域では総合利得が−２０ｄＢ／ｄｅｃの割
合で低下する。

【００７４】周波数がｆ４を超えてｆ５までの帯域では
電圧増幅器の利得Ｇ３が−２０ｄＢ／ｄｅｃの低下特性
を有しているので、差動増幅器と電圧増幅器の開ループ
総合利得Ｇ２＋Ｇ３は−４０ｄＢ／ｄｅｃの割合で低下
する。更に、周波数がｆ５を超える帯域では差動増幅器
の利得Ｇ２が１以下となって信号の増幅に寄与しないか
ら、入力電圧に対して電圧増幅器が先頭の動作ユニット
となり、電流増幅器が電圧増幅器に追随して動作する。
この場合開ループの総合電圧利得は電圧増幅器の利得そ
のものとなり、Ｇ３に沿い−２０ｄＢ／ｄｅｃの割合で
低下する。

【００７５】なお、入力電圧の周波数が上記のようにｆ
５より高い帯域においては、電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂ
のトランジスタＱ５とＱ６はエミッタ接地形の動作とな
るが、その利得Ｇ３についてはベース接地形の場合と同
程度の値が得られる。電流増幅器Ａ４ａ，Ａ４ｂは上記
したように個別部品で構成され、かつその電流は数１０
Ω以下の低インピーダンスにされているので、電流利得
×帯域幅の値を電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂのＧＢ積と同
程度にすることは十分可能である。

【００７６】ここで、装置全体の閉ループ利得Ｇを例え
ば前記図７の従来例と同様に１０ｄＢとして図４に破線
で示すと、電圧増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂの開ループ利得Ｇ
３が−２０ｄＢ／ｄｅｃの割合で低下する直線と上記１
０ｄＢラインとの交点における周波数ｆ６がこの装置の
帯域幅となる。この例においては帯域幅の上限周波が従
来例より１桁以上高くなっていることがわかる。

【００７７】

【発明の効果】以上説明したように、この発明において
は高精度増幅器に対して縦続的に動作する差動増幅器、
電圧増幅器、及び電流増幅器等をそれぞれ個別部品で構
成し、無信号時のゼロ電位に対して正側と負側へ対称的
に対をなして２系統配設し、広帯域化と低ひずみ化を図
るとともに、上記個別部品で構成した３つのユニットの
うち、比較的低速である差動増幅器の電圧利得が１とな
る周波数より高い周波数の入力信号は、ハイパスフィル
タにより差動増幅器をバイパスして電圧増幅に加わり、
同電圧増幅器と電流増幅器が縦続的に動作するようにな
っている。したがってこの発明によると、装置が動作可
能とする周波数範囲の上限値は電圧増幅器の帯域幅まで
拡大することができ、かつ振幅ひずみが少ないので直線
性もよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の原理的な電気的構成を示すブロック
線図。

【図２】この発明に係る電気的構成の要部等価回路図。

【図３】この発明におけるハイパスフィルタの構成図お
よび同ハイパスフィルタの特性説明図。

【図４】この発明における各部ユニットの利得特性説明
図。

【図５】従来装置の電気的構成を示すブロック線図およ
びその動作説明図。

【図６】従来装置の動作説明図。

【図７】従来装置における各部ユニットの利得特性説明
図。

【図８】従来装置の動作説明図。

【符号の説明】

Ａ１直流高精度増幅器Ａ２ａ，Ａ２ｂ差動増幅器Ａ３ａ，Ａ３ｂ電圧増幅器Ａ４ａ，Ａ４ｂ電流増幅器Ｃ１帰還コンデンサＣ２，Ｃ３ハイパスフィルタ用コンデンサＤ１〜Ｄ４ダイオードＦＬａ，ＦＬｂハイパスフィルタＱ１〜Ｑ６トランジスタＲ４〜Ｒ１０抵抗Ｖｉ入力信号 −Ｖｃ負帰還電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２つの入力端子を有する直流高精度増幅
器の一方の端子を接地して他方の端子に入力信号を加
え、同直流高精度増幅器の出力端子からコンデンサを含
む帰還回路を経て上記他方の端子へ負帰還電圧を送出す
るとともに、この帰還電圧と上記入力信号とを差動増幅
器に加え、その差の出力電圧を電圧増幅器により増幅し
たのち電流増幅器にて電流に変換し負荷駆動用の出力を
得る複合型の広帯域増幅器において、上記直流高精度増
幅器から送出される帰還電圧をそれぞれ各一方の入力端
子に受けるとともに、上記入力信号を各他方の入力端子
に受けてその差の電圧を増幅する第１及び第２の差動増
幅器と、上記第１の差動増幅器の出力を一方の入力端子
に受けるとともに上記入力信号を第１のハイパスフィル
タを介して他方の入力端子に受け、かつ、上記第２の差
動増幅器の出力を別の一方の入力端子に受けるとともに
上記入力信号を第２のハイパスフィルタを介して別の他
方の入力端子に受け、上記ハイパスフィルタのカットオ
フ周波数に対する入力信号周波数の高低により上記差動
増幅器の出力もしくは上記ハイパスフィルタを通過した
入力信号をそれぞれ増幅する第１及び第２の電圧増幅器
と、上記第１及び第２の電圧増幅器の出力をそれぞれ受
けて電流に変換し出力する第１及び第２の電流増幅器と
を備えていることを特徴とする複合型広帯域増幅器。
【請求項２】上記第１の差動増幅器は２つのＮＰＮ形
トランジスタを対となし、両トランジスタのエミッタは
共通抵抗を介して負の電源電圧路に接続されるとともに
一方のトランジスタのコレクタは正の電源電圧路に接続
され、そのベース側は上記帰還電圧の受入れ端子として
上記直流高精度増幅器の出力端子側に接続され、他方の
トランジスタはそのコレクタが差電圧発生用の負荷抵抗
を介して上記正の電源電圧路へ接続されるとともに、同
トランジスタのベース側は上記入力信号の受入れ端子と
して上記直流高精度増幅器の他方の入力端子側に接続さ
れてなり、無信号時には上記２つのトランジスタにほぼ
等しい一定のコレクタ電流がアイドリング電流として流
されることを特徴とする請求項１に記載の複合型広帯域
増幅器。
【請求項３】上記第２の差動増幅器は２つのＰＮＰ形
トランジスタを対となし、両トランジスタのエミッタは
共通抵抗を介して上記正の電源電圧路に接続されるとと
もに一方のトランジスタのコレクタは上記負の電源電圧
路に接続され、そのベース側は上記帰還電圧の受入れ端
子として上記直流高精度増幅器の出力端子側に接続さ
れ、他方のトランジスタはそのコレクタが差電圧発生用
の負荷抵抗を介して上記負の電源電圧路へ接続されると
もとに、同トランジスタのベース側は上記入力信号の受
入れ端子として上記直流高精度増幅器の他方の入力端子
に接続されてなり、無信号時には上記２つのトランジス
タにほぼ等しい一定のコレクタ電流がアイドリング電流
として流されることを特徴とする請求項１に記載の複合
型広帯域増幅器。
【請求項４】上記第１の電圧増幅器はＰＮＰ形トラン
ジスタと複数のダイオードとを含み、同トランジスタの
エミッタは上記第１の差動増幅器の他方のトランジスタ
のコレクタ側に接続されて同コレクタ電圧と同電位とさ
れ、上記ＰＮＰ形トランジスタのコレクタ側には上記複
数のダイオードが順方向に直列的に接続されるととも
に、同トランジスタのベースには正のベース電圧が加え
られ、上記第２の電圧増幅器はＮＰＮ形トランジスタと
複数のダイオードとを含み、同トランジスタのエミッタ
は上記第２の差動増幅器の他方のトランジスタのコレク
タ側に接続されて同コレクタ電圧と同電位とされ、上記
ＮＰＮ形トランジスタのコレクタ側には上記複数のダイ
オードが上記第１の電圧増幅器のダイオードと直列でか
つ順方向に接続されるとともに、同ＮＰＮ形トランジス
タのベースには上記第１の電圧増幅器のＰＮＰ形トラン
ジスタに与えられたベース電圧と絶対値が等しい負の電
圧が与えられ、無信号時には上記第１の電圧増幅器のト
ランジスタから上記直列接続されたダイオード群を通っ
て第２の電圧増幅器のトランジスタへ一定のコレクタ電
流がアイドリング電流として流されることを特徴とする
請求項１に記載の複合型広帯域増幅器。
【請求項５】上記正の電源電圧路と負の電源電圧路と
の間には両電路間の電圧を３分割する第１，第２の抵抗
及び上記第１の抵抗と抵抗値が等しい第３の抵抗の３つ
が直列に接続され、第１と第２の抵抗の共通接続箇所は
上記第１の電圧増幅器を構成するトランジスタのベース
に接続されて同トランジスタへ正のベース電圧を供給す
るとともに、上記共通接続箇所がコンデンサを介して上
記直流高精度増幅器の他方の入力端子に接続され、同コ
ンデンサと上記第１の抵抗とで入力信号に対する第１の
ハイパスフィルタが形成されていることを特徴とする請
求項１に記載の複合型広帯域増幅器。
【請求項６】上記正の電源電圧路と負の電源電圧路間
の電圧を３分割する３つの抵抗中の第２と第３の抵抗の
共通接続箇所は、上記第２の電圧増幅器を構成するトラ
ンジスタのベースに接続されて同トランジスタへ負のベ
ース電圧を供給するとともに、上記共通接続箇所が上記
第１のハイパスフィルタを構成するコンデンサと等しい
静電容量のコンデンサを介して上記直流高精度増幅器の
他方の入力端子に接続され、同コンデンサと上記第３の
抵抗とで入力信号に対する第２のハイパスフィルタが形
成されていることを特徴とする請求項１に記載の複合型
広帯域増幅器。