JPH10505671A - 飛行時間による無線位置システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 複空電のレーダ構成により、送信ＲＦパルスの直接の飛行時間を測定し、この飛行時間を約１ピコ秒、すなわち電磁パルスに対する自由空間距離の約０．０１インチのオーダのジッタで約１〜１０フィートのレンジにわたり測定できる。送信機（５３）は送信タイミング信号に応答して電磁パルスのシーケンスを送信し、受信機（５８）はその電磁パルスのシーケンスを、前記サンプルにとっての制御されたタイミング応答を用いてサンプリングする。タイミング回路は送信タイミング信号を送信機に供給するとともに、受信タイミング信号を受信機に供給する。シーケンスのパルスの送信と受信機によるサンプリングとの間の時間が遅延量のレンジにわたって掃引されるように、受信タイミング信号により受信機が電磁パルスのシーケンスをサンプリングする。

Description

【発明の詳細な説明】 飛行時間による無線位置システム 米国合衆国政府は、米国合衆国エネルギ庁とカリフォルニア大学との間で締結 された契約番号Ｗ−７４０５−ＥＮＧ−４８にしたがって、ローレンス・リバモ ア国立研究所の活動のために本発明に関する権利を有する。 発明の背景 発明の分野 本発明は高分解能の位置測定システムに関し、とくに、約１０フィート未満の レンジにわたって動作する、サブミリメートルの分解能を持つ飛行時間による無 線位置システムに関する。 関連技術の説明 機械技術に依存しない位置検知技術には、以下のような多種多様なものが使用 できる。 （１）ＴＶカメラや複雑な画像追跡アルゴリズムを採用した赤外線または光学 システム、 （２）超音波システム、および （３）連続波（ＣＷ）無線周波数のフリンジ計測および位相測定システム、 などである。 赤外線または光学システムは非常に高価なため、商用として位置検知を行うア プリケーションには殆ど実際的ではない。超音波システムは非常に不正確かつ信 頼性に欠ける。連続波（ＣＷ）無線周波数のフリンジ計測および位相測定システ ムは、厳しい多重パス問題の影響を受けるとともに、位置検知データの曖昧さを 伴う。これらの従来システムのいずれによっても高分解能を得ることができない し、それらのシステムは非常に高価である。 高分解能で低コストの位置検知であれば、インターラクティブなメディア技術 、ロボット工学、自動車の乗車位置検知、デジタル手術、および高分解能の位置 検知が必要な多種多様なアプリケーションに適用することができる。 発明の要約 本発明は、送信したＲＦパルスの直接の飛行時間（time-of-flight）を測定す る複空電（bi-static）形のレーダ構成に基礎を置いている。このシステムは、 約１ピコ秒、すなわち電磁パルスに対する自由空間距離で約０．０１インチのオ ーダのジッタで約１〜１０フィートの範囲にわたり飛行時間を測定できる。この システムは非常に低コストの要素でインプリメントでき、したがって、大容量コ ンピュータゲームおよび仮想現実システムで使用できる。 本発明は、電磁パルスの飛行時間を測定するための装置として特徴付けできる 。この装置は、送信タイミング信号に応答して電磁パルスのシーケンスを送信す る送信機と、受信タイミング信号に応答して前記電磁パルスのシーケンスを制御 されたタイミングでサンプリングし、そのサンプルリングに応じてサンプル信号 を発生する受信機とを備える。タイミング回路は、送信タイミング信号を送信機 に供給するとともに受信タイミング信号を受信機に供給する。前記シーケンスの パルスの送信と受信機によるサンプリングとの間の時間が遅延量のレンジ（a ra nge of delays）にわたり掃引されるように、受信タイミング信号が受信機に電 磁パルスのシーケンスをサンプリングさせる。検出回路により生成されたサンプ ル信号は、サンプル信号および前記タイミング回路に応じて前記シーケンスのパ ルスの送信機および受信機間の飛行時間を表している。この受信タイミング信号 は、前記シーケンスのパルスがパルス繰返しレートで且つ遅延量のレンジの異な る遅延量を用いてサンプルされ、サンプル信号が受信パルスの振幅を等価な時間 で表すような掃引周期で遅延量のレンジにわたり掃引される。受信機の自動ゲイ ン制御回路は、等価 な時間サンプル信号の振幅を制御する。信号プロセッサは、サンプル信号を解析 して前記シーケンスの電磁パルスの飛行時間を指示する。例えば、このシステム はパルス検出回路を有し、この回路は、サンプル信号が前記遅延量のレンジにわ たる掃引中にしきい値に達したときパルス検出信号を発生する。掃引の初めと前 記パルス検出信号の発生との間の時間は、前記シーケンスのパルスの飛行時間を 示している。 本発明の別の側面によれば、タイミング回路は、パルスレート・クロックと、 既知のケーブル遅延時間を有し、かつ前記パルスレート・クロックを送信機に接 続するケーブルと、パルスレート・クロックの信号をケーブルから送信タイミン グ信号に変える送信機内の回路とを有する。パルスレート・クロックに結合され た制御遅延回路は、ケーブル遅延時間を補償するように時間的に遅延したパルス レート・クロックの信号に応じて受信機にて受信タイミング信号を生成する。 受信タイミング信号は、電圧制御遅延回路を含む制御可能遅延回路を使って生 成できる。電圧制御遅延回路の制御入力端に結合させた電圧ランプ波発生器は、 受信タイミング信号を遅延させた掃引を行う。この電圧ランプ波発生器はデジタ ル／アナログ変換器を使って、またはアナログ量のランプ波発生器を使ってイン プリメントできる。一実施例によれば、指数関数的な変換特性を有するアナログ 量のランプ波発生器が使用され、電圧制御遅延回路は、遅延量のレンジにわたる ほぼリニアな遅延を与える制御入力に応じて相補的な指数関数遅延をインプリメ ントする。 このシステムは、送信機の位置を数個の自由度で検出できるように、互いに離 れて置いて複数の受信機を有していてもよい。 本発明はまた、約１０フィートの未満のレンジで目標体の位置を検出する方法 として特徴付けすることができる。この方法は以下のステップから成る。すなわ ち、 （１）目標体に送信機を取り付け、 （２）送信機から電磁パルスのシーケンスを送信し、 （３）送信機から受信機への電磁パルスの飛行時間を検出し、そして、 （４）飛行時間を処理して目標体の位置を指示する、 ステップである。 前記飛行時間を検出するステップは、制御されたタイミングで前記パルスのシ ーケンスをサンプリングして受信機における送信パルスの等価な時間表現値を生 成する処理と、この等価時間信号を処理して前記飛行時間を指示する処理を有す る。 上述したように、本発明では、１０ナノ秒未満の飛行時間値のレンジにわたっ て動作するようにしたため、優れた精度を呈する。本発明に係るシステムは、１ ０フィート未満のレンジにわたりサブミリメートルの感度でインプリメントでき る。 本発明のほかの側面および効果は、以下に続く図面、詳細な説明、およびクレ ームを検討することで理解できる。 図の簡単な説明 図１は、本発明に係る電磁パルスの直接的な飛行時間の測定に基づく位置セン サの簡単化した構成図である。 図２は、本発明に係る上記位置センサのブロック図である。 図３は、本発明に係る位置検出器内の受信機および送信機の、より詳細な機能 ブロック図である。 図４は、本発明に係る位置センサのタイミング回路およびほかの部分の電気的 構成図である。 図５は、本発明に係る位置センサ用の送信機の電気的構成図である。 図６は、本発明に係る位置センサ用の受信機の電気的構成図である。 図７は、本発明に従ってインプリメントされた頭部位置検知システムの簡単な 構成図である。 好適な実施例の詳細な説明 本発明の好適な実施例を、図を参照して詳細に説明する。図において、図１は 、基本的概念を説明するものである。とくに、本発明に係る位置 センサには、送信機１０が含まれ、この送信機は位置を検知する対象体１１上に 取り付けられる。この送信機１０は、制御回路１４からタイミングケーブル１３ を介して供給される送信タイミング信号に応じてＲＦパルス１２から成るシーケ ンスを発生させる。この制御回路１４には受信機１５が結合しており、受信機は 、受信タイミング信号に応じた制御タイミングでＲＦパルスをサンプリングする サンプル回路を含む。このセンサ制御回路１４は、送信機１０からのパルスの送 信と受信機１５によるサンプリングとの間の、遅延量のレンジにわたり正確に制 御され且つ掃引された時間で前記電磁パルスのシーケンスがサンプリングされる ように、制御遅延回路１６を通して受信機１５に受信タイミング信号を供給する 。この受信機はライン１７にサンプル信号を発生し、このサンプル信号がセンサ 制御回路１４に供給される。センサ制御回路は、送信機１０から受信機１５に至 るＲＦパルス１２の飛行時間の指示するサンプル信号の特性を検出する。図１に 示すシステムでは、第１の追加の受信機１８および第２の追加の受信機１９がこ のシステムに含まれている。 この受信機１８および１９はタイミングケーブル２０および２１により制御回 路１４にそれぞれ接続され、またＲＦパルス１２を制御されたタイミングでサン プリングする。受信機１５、１８および１９にしたがって検出された飛行時間を 処理して目標体１１の位置を指示することができ、本発明にしたがう多数の自由 度と優れた分解能を得る。また、送信機１０と受信機１５、１８、１９との間の 括弧２２により指示されたレンジ（距離）は、１０フィート未満にする。 本発明に従うこのセンサの動作は、図２のブロック図に関連してより良く理解 できる。このシステムはタイミングパルス発生器５０に基づくもので、この発生 器は、図２に関して説明される実施例では約２メガヘルツのパルス繰返しレート でクロックを発生する。このタイミングパルス発信器から発生したパルスレート クロックは、ケーブル５１を通して送信機のパルス発生器５２に供給される。こ のパルス発生器は、公称値で２．０ギガヘルツに中心周波数を合わせた如くのＲ Ｆパルスを発生し、 このＲＦパルスが約２メガヘルツのパルス繰返しレートでアンテナ５４を通して 送信機５３により送信される。 このタイミングパルス発信器５０はまた、制御遅延回路５５に結合されている 。制御遅延回路５５は受信タイミング信号をライン５６を通して受信ストローブ 発生器５７に供給する。受信ストローブ発生器５７は、前記パルス繰返しレート で受信機５８中のサンプルゲートをストローブするが、その時間は送信機がＲＦ パルスを放射する時間に比べて遅延される。 制御遅延回路５５はスタート／ストップ回路５９により制御され、このスター ト／ストップ回路は、この説明している例では約７０ヘルツで発振する掃引回路 を有する。したがって、この掃引発信器は１００ヘルツ未満の周波数で発振する ように設計されている。ＮＴＳＣビデオに適合可能な約１６キロヘルツで掃引す 別のシステムをインプリメントすることもできる。この発信器はライン６０を通 して掃引遅延回路５５にランプ波信号を供給し、掃引遅延回路はストローブ発生 器５７が発生するストローブのタイミングを制御する。スタート／ストップ回路 ５９は、各掃引の開始時にスタート信号を発生し、またライン６１のパルス検出 信号に応答してストップ信号を発生する。ライン６１のパルス検出信号は、ＲＦ パルスのシーケンスのサンプルに応答して受信機５８により生成される。受信機 ５８がＲＦパルスを検出したとき、ライン６１上のパルス検出信号はスタート／ ストップ回路５９にストップ信号を出させる。スタート信号はカウンタ６２を開 始させるのに使用され、ストップ信号はカウンタ６２を止めるのに使用される。 カウンタは、各掃引の開始時において、説明の例では約１０メガヘルツの計測レ ートで計測を開始し、ストップ信号を受信したときに計測を停止する。ストップ 信号を受信したときのカウンタ６２の計測値は、送信機から受信機に伝搬したＲ Ｆパルスの飛行時間を示している(掃引開始時のストローブパルスの遅延量と、 パルス検出信号が発生したときのストローブパルスの遅延量との差)。この計測 値は、送信機５３の位置を決める情報として使用するプロセッ サ６３に供給される。 したがって、説明の例では、７０ヘルツのスタート／ストップ回路を用いて、 約１４ミリ秒持続するランプ波が生成される。送信機によるＲＦパルスの送信と 受信ストローブ発生器による受信機のストローブとの間の遅延は、前記ランプ波 に応じたレンジにわたって掃引される。２メガヘルツのパルス繰返しレートを用 いた場合、パルス間の時間は約５００ナノ秒である。１０フィートの伝搬に対す る送信機による送信と受信機による受信との間の遅延は、およそ１０ナノ秒とな ると考えられる。このため、受信ストローブ発生器により発生する受信ストロー ブのタイミングは、送信機に対するケーブル遅延を補償する時間で開始し、かつ 送信機の位置を正確に検出するために約１０ナノ秒毎に変化する遅延量のレンジ にわたり掃引させることができる。１４ミリ秒持続するランプ波および２メガヘ ルツのパルス繰返しレートを用いる場合、受信機は遅延回路５５の掃引毎におよ び２８，６００パルスをサンプリングすることになる。 図２に示すように、受信機におけるＲＦパルスは線７０で説明する如く変化す る振幅曲線を描くことができる。２ギガヘルツのパルス発生器は、およそ５００ ピコ秒の周期時間を有することになり、１００ピコ秒未満の立上がり区間での立 上がり時間となる。このパルスの立上がり区間は、点７１で指示したように、強 いパルスとして現れる。この強いパルスの後には、概略的に７２で示すノイズ領 域が続き、このノイズ領域が送信パルスの反射および他の効果に基づいている。 ノイズは、第２のパルスが発生する時間までに、領域７３で指示される如く、実 時間のパルス周期の開始時において低いレベルまで減衰する。 この実時間のパルスは、線８０で示すように、等価な時間信号が生成されるよ うに、遅延時間のレンジにわたってサンプリングされることになる。しかし、こ の線は、１４ミリ秒の等価な時間サンプル幅について７０ヘルツの繰返し周期を 持つ平均パルスの形状を仮定している。このパルスの等価な周期時間は、およそ １．４キロヘルツの等価な時間パル ス周波数に対して、およそ７００マイクロ秒となる。このため、受信機は、自動 ゲイン制御を備えたオーディオ周波数のアンプと、しきい値検出器とを有する。 点８１で示すように、しきい値到達の検出があったときに、パルス検出信号がラ イン６１に発生される。 図２に同様に示すように、タイミングパルス発信器５０は、アクロスケーブル ８５などで他の送信機に接続し、またアクロスケーブル８６などで他の受信機に 接続して、複雑な位置検出システムを作ることができる。 このタイミングパルス発信器５０は、同様のシステムまたは他のＲＦ機器から の干渉を減らすために、周波数変調またはディザ処理することができる。 図３に、本発明に係る飛行時間センサのさらに詳細な構成図が与えられている 。図３の実施例では、約２．５メガヘルツのパルス繰返し周波数が示してあり、 これは４分周回路１０１に接続された１０メガヘルツのクロック１００により生 成される。この４分周回路１０１の出力は、ライン１０２上のパルスレートクロ ックとなる。この信号はタイミングケーブル１０４に結合したドライバ１０３に 供給される。このタイミングケーブルは送信ユニットに結合されており、このユ ニットはドライバ１０５、このドライバ１０５に応答するパルス形成ネットワー ク１０６、ライン１０８に例えば２ギガヘルツのゲート制御された（ゲーテッド ：gated）ＲＦパルスを発生するマイクロ波発信器１０７とを有する。ライン１ ０８は送信アンテナ１０９に結合しており、この送信アンテナは受信アンテナ１ １１にＲＦパルス１１０を送信する。 ライン１０２のパルスタイミング信号はトリガ信号として電圧制御遅延回路１ １２に供給される。この電圧制御遅延回路の出力はパルス形成ネットワーク１１ ４を駆動し、このネットワークはサンプル・ホールドゲート１１５をストローブ するために使用される。このゲートは受信アンテナ１１１に接続されるとともに 、保持コンデンサ１１６に送信パルスのサンプルを供給する。この保持コンデン サはアンプ１１７を駆動し てライン１１８にサンプル信号を生成する。このサンプル信号はコンパレータ１ １９に供給され、このコンパレータがしきい値１２０に対してサンプル信号を比 較する。同様に、サンプル信号ライン１１８によりピーク値検出回路１３９が駆 動される。この検出回路はダイオード１２０およびコンデンサ１２１に基づいて 構成される。このピーク値検出回路の出力はアンプ１２２に供給され、このアン プが前記アンプ１１７に自動ゲイン制御機能を与える。この自動ゲイン制御用の アンプは入力抵抗１２３を有し、この抵抗が微分アンプ１２４の第１の入力端に 接続されている。微分アンプ１２４の第２の入力端は参照電圧１２５に接続され ている。アンプ１２４のフィードバック経路にはコンデンサ１２６が接続されて いる。 電圧制御遅延回路は、ランプ波発生器１２８により供給される、ライン１２７ 上のランプ波信号に応じて制御される。このライン１２７上のランプ波信号によ り、電圧制御の遅延量が、タイミングケーブル１０４の遅延量と送信ユニットか ら受信機までの予測される飛行時間値のレンジとに相当する遅延量のレンジにわ たって掃引される。このランプ波発生器１２８はランプ波クロック１３０により 駆動される。このランプ波クロックはこの説明の例では、ライン１０２のパルス 繰返し周波数を２16で分割し、ライン１３１に４０ヘルツの信号を生成すること で発生させている。この４０ヘルツの信号は２値格納素子１３２に供給される。 ランプ波クロックの立上がり区間では、２値格納素子１３２の出力はハイにセッ トされ、この結果、ＡＮＤゲート１３３が使用可能になり、レンジカウンタ１３ ４に１０メガヘルツのクロックを供給する。レンジカウンタは、コンパレータ１ １９によりライン１１８のサンプル信号が前記しきい値を越える状態が検出され るまで１０メガヘルツのレートでカウントアップする。その越えた時点で、２値 格納素子１３２がリセットされ、これによりＡＮＤゲート１３３が使用禁止にな り、レンジカウンタ１３４を止める。レンジカウンタのデータは次いでバス１３ ５を経由して信号プロセッサに送出することができる。同様に、４０ヘルツの各 ランプ波の立上がり区間では、リセット信号が制御回路１３６に供給され、この 制御回路がカウンタ１３４をリセットし、次の掃引に備える。したがって、図３ では、２．５メガヘルツの繰返し周波数が１０メガヘルツのクロックから作り出 される。このパルス繰返し周波数は、タイミングケーブルを通して送信ユニット を駆動する。このため、ＤＣ電力およびクロックを伝送する低コストの光ケーブ ルを用いてインプリメントすることもできる。送信機はパルス形成ネットワーク （ＰＦＮ）を備え、このネットワークがゲーテッドＲＦ発信器を変調して、例え ば２ギガヘルツの中心周波数で示すように、ＲＦの１周期を発生する。この単一 周期のＲＦは送信アンテナから受信アンテナに伝搬する。受信ユニットのサンプ ル・ホールド回路は、電圧制御遅延回路およびパルス形成ネットワークから得た ゲートパルスで駆動されたとき、受信信号をサンプルする。このホールド回路の 出力は自動ゲイン制御のアンプで増幅され、しきい値コンパレータに印加される 。アンプ１１７の出力はＲＦパルスの等価時間を模写したもので、これが４０ヘ ルツのレート、すなわち前記ランプ波発生器の掃引速度で繰り返す。 ピーク値検出器は等価な時間サンプル信号中の最大パルス振幅を検出するとと もに、自動ゲイン制御のアンプを駆動して、その等価時間パルスのピーク振幅値 を制御レベル、この例では典型的な−１ピーク・ボルトに保持する。コンパレー タは典型的には、−０．５ボルトにセットされ、飛行時間レンジまたはアンテナ 方向により生じる変動に関わらず、等価な時間パルスを、最大レベルを有する精 密な一定割合で検出する。 この等価時間信号は、ランプ波回路と遅延回路により制御された電圧とにより 決められた１〜１０フィートのレンジ掃引を表わす。ランプ波がその掃引を開始 すると、１０メガヘルツのクロックをレンジカウンタにゲーティングすることで レンジカウンタをスタートさせるように２進数値がトグルされる。等価時間パル スが正確に検出される掃引位置では、レンジカウンタはストップし、精密なレン ジカウント値を読出用に供する。このサイクルは２５ミリ秒のレートで繰り返さ れる。１０メガヘル ツのカウントレートを用いると、フルスケールは２５０，０００のカウント値で 表わされ、すなわち１０フィートとなり、そこで、デジタル分解能は、およそ０ ．０００６インチである。しかしながら。本システムでは、２５ミリ秒の更新レ ートにおいてアナログノイズにより約０．０１インチに限定される。デジタル平 均を採用してジッタを減らすようにしてもよい。 電圧制御遅延回路１１２は、およそ１０ナノ秒の時間定数を持つ基本的な指数 関数の高速電圧ランプ波を使って、時間軸上にリニアなレンジ掃引を発生させる 。このランプ波は、ランプ波回路において基本的な指数関数ランプ波と組み合わ せられる。この実時間ランプ波と等価時間ランプ波の両方がそれらのカーブの同 一部分上で動作し、共同でリニアは掃引を成す。 受信機、送信機およびタイミング回路の別の例の代表的な電気的構成図を図４ 〜図６に示す。図４は、本発明に係るシステムのためのタイミング回路を図説し ている。 このタイミング回路は７０ヘルツの発信器を有し、この発信器はＮＡＮＤ（ナ ンド）ゲート２００および２０１を使って形成されている。各ＮＡＮＤゲートの 入力は互いに結合され、インバータとして動作する。第１のＮＡＮＤゲート２０ ０はその出力を第２のＮＡＮＤゲート２０１の入力に結合させている。第２のＮ ＡＮＤゲート２０１はフィードバック系のコンデンサ２０２を通して第１のＮＡ ＮＤゲート２００の入力に接続されている。同様に、ＮＡＮＤゲート２００の出 力は抵抗２０３を通してそのゲートの入力に接続されている。この７０ヘルツの クロックは、コンデンサ２０４および抵抗２０５から成るＲＣ微分器を通してフ リップフロップに接続されている。ＲＣ微分器は＋５ボルト電源に接続されてい る。このフリップフロップはＮＡＮＤゲート２０６およびＮＡＮＤゲート２０７ に基づいている。ＮＡＮＤゲート２０６の出力がＮＡＮＤゲート２０７の一方の 入力に接続されている。このＮＡＮＤゲート２０７の出力がＮＡＮＤゲート２０ ６の一方の入力に接続されている。 このＮＡＮＤゲート２０６の第１の入力は、コンデンサ２０４および抵抗２０５ に基づくＲＣ回路の出力に相当する。ＮＡＮＤゲート２０７の第２の入力は、分 岐点２０８でのしきい値検出回路の出力に相当する。この分岐点２０８でのしき い値検出回路は、図６で説明する受信機により発生されるサンプル信号ＲＸを受 信するように接続した抵抗２０９と、＋５ボルト電源に接続された抵抗２１０と なら成る。 ＮＡＮＤゲート２０６および２０７から成るフリップフロップの出力は抵抗２ １１を介してコネクタ２１２に供給される。このコネクタ２１２は信号プロセッ サを駆動するもので、信号プロセッサはカウンタ２１３およびメモリ２１４から 成る。１０メガヘルツのクロック２１５はＮＡＮＤゲート２１６を駆動する。こ のＮＡＮＤゲート２１６に対する第２の入力はコネクタ２１２からの信号であり 、ＮＡＮＤゲート２１６の出力を使用可能および使用禁止にしてカウンタ２１３ を駆動する。同様に、コネクタ２１２からの信号がメモリ用のリードストローブ としてライン２１７上で、またカウンタを適宜な回路構成によってリセットする リセット信号としてライン２１６上で使用される。このため、ＮＡＮＤゲート２ ００および２０１から成る前記発信器の各周期の開始点で使用可能にされ、受信 したサンプル信号ＲＸがマイナスのしきい値よりも下がったときにターンオフさ れる。 図４のシステムにはまた、インバータ２２０およびインバータ２２１から成る パルスクロックが示されている。インバータ２２０の出力は抵抗２２２を介して その入力に接続されている。インバータ２２１の出力はコンデンサ２２３を介し てインバータ２２０の入力に接続されている。インバータ２２１の出力は、２メ ガヘルツのクロックとなってライン２２４に供給される。この信号はインバータ ２２５を通して分岐点２２６に供給される。分岐点２２６とアースとの間にはコ ンデンサ２２７が接続されている。分岐点２２６と送信ケーブル２２９との間に はコンデンサ２２８が接続されている。この送信ケーブルは、１２フィートの同 軸音声ケーブルに結合したＲＣＡ音声プラグといったものである。同様に、 送信クロックに重なるケーブル２２９を通して送信機に電源を供給するため、コ イル２３０がケーブル２２９から＋５ボルト電源に接続されている。 ライン２２４のパルスクロックはまた抵抗２３１を通じライン２２４に接続さ れる遅延回路に供給される。抵抗２３１はインバータ２３２の入力に接続され、 可変コンデンサ２３３を通してアースされる。可変コンデンサ２３３はパルスク コックに粗い遅延を与える。インバータ２３２の出力は抵抗２３４を通してイン バータ２３５の入力に供給される。インバータ２３５の入力はまたランプ波発生 器（概略的には符号２４６）によって駆動される。インバータ２３６を通したイ ンバータ２３５の出力はコンデンサ２３７を通して受信ストローブ発生器に供給 される。コンデンサ２３７はインバータ２３６と分岐点２３８との間に接続され る。ダイオード２３９のアノードは分岐点２３６に接続され、カソードはアース に接続されている。抵抗２４０は分岐点２３８と５ボルト電源との間に接続され る。分岐点２３８はまた高速トランジスタ２４１のエミッタに接続される。トラ ンジスタ２４１のベースはアースに結合される。トランジスタ２４１のコレクタ はライン２４２のストローブ信号ＳＴＢを供給する。また、トランジスタ２４１ のコレクタは抵抗２４３を通して＋５ボルト電源に接続される。 ランプ波発生器２４６は基本的にはアナログの指数関数ランプ波発生器である 。このランプ波発生器はデジタル／アナログ変換器によって置き換えることがで き、この変換器はデジタル的にアナログ値のシーケンスをインバータ２３５の入 力に供給して同期発信器を使い遅延を制御させる。図示したアナログ版ではＮＡ ＮＤゲート２００の出力の７０ヘルツのクロックが抵抗２５１およびコンデンサ ２５２を通してライン２５０に供給され、トランジスタ２５３のベースに至る。 同じく、抵抗２５４が抵抗２５３のベースとアースとの間に接続されている。ト ランジスタ２５３のエミッタはアースに接続されている。トランジスタ２５３の コレクタは抵抗２５５を通して＋５ボルト電源に接続されている。同様 に、そのコレクタはコンデンサ２５６を通してアースに接続されている。抵抗２ ５７は＋５ボルト電源に接続され、インバータ２３５の入力に至る。抵抗２５８ はトランジスタ２５３のコレクタに接続され、インバータ２３５の入力に至る。 また、制御可能なコンデンサ２５９がインバータ２３５の入力からアースにかけ て接続されている。この回路は、指数関数の変換関数を有する範囲にインバータ ２３５の入力をバイアスする機能を有する。ランプ波発生器２４６は相補的な指 数変換関数を発生して、インバータ２３５の出力の遅延全体にリニアランプ波を 与える。生成される遅延量のレンジのスパンにわたって、可変コンデンサ２５９ により精密な制御が提供される。 また、図４に示すのはバッテリを使った電源である。電源にはバッテリ２７０ が含まれる。このバッテリはスイッチ２７１に接続されており、このスイッチが 、回路に分離した５ボルト電源を与えるレベル変換器２７２および２７３を駆動 する。 この説明の実施例では、前記送信タイミング信号および受信タイミング信号は １個のクロックを使用して生成されるが、別のシステムでは、ケーブルロープ無 しに、受信機および送信機で別々に位置させた分離同期クロックを備えたタイミ ング回路を採用することもができる。 図５は、本発明に係る送信機のインプリメンテーションを図示している。この 送信機は図４に示すケーブル２２９に接続することができるコネクタ３００を有 する。このケーブルは、送信機のパルス形成ネットワークにＤＣ電力と送信クロ ックを与える。そこで、コネクタ３００はコイル３０１を介してライン３０２に 接続されている。また、コネクタ３００はコンデンサ３０３を介して分岐点３０ ４に接続されている。抵抗３０５が分岐点３０４とライン３０２の間に接続され ている。ダイオード３０６のカソードは分岐点３０４に接続され、そのアノード はアースに接続されている。ダイオード３０７のアノードは分岐点３０４に接続 れ、そのカソードはライン３０２に接続されている。ライン３０２はコンデンサ ３０８を介してアースに至る。分岐点３０４はインバータ３０ ９および３１０を直列に介して接続され、これらのインバータが入力信号を形作 る。インバータ３１０の出力はコンデンサ３１１を通して分岐点３１２に供給さ れる。ダイオード３１３のアノードは分岐点３１２に結合されている。ダイオー ド３１３のカソードはアースに結合されている。分岐点３１２は抵抗３１４を介 してライン３０２に接続されている。また、分岐点３１２は抵抗３１５を介して 高速トランジスタ３６１のエミッタに接続されている。この高速トランジスタ３ １６のベースはコイル３１７を介してアースに接続されている。このトランジス タ３１６のコレクタは送信アンテナ３１８に接続されている。また、そのコレク タはコイル３１９を介して分岐点３２０に結合している。分岐点３２０は抵抗３ ２１を介してライン３０２に、またコンデンサ３２２を通してアースに接続され ている。送信アンテナ３１８は抵抗３２３およびコンデンサ３２４を通してアー スに接続されている。したがって、送信機は無線周波数のエネルギを持つ短いバ ーストを送信アンテナ３１８に発生させる。このアンテナは、垂直方向に分極さ れたアンテナ、円状に分極されたアンテナ、クロスダイポールまたはこの分野で 既知の他のインプリメンテーションに基づくアンテナであってもよい。また、こ のアンテナはディザさせてよいし、または、さもなければ受信機の感度を改善す るように操作してもよい。 このパルスＲＦシステムを使用すると、非常に低い平均電力で済むので、ＦＣ Ｃ、パート１５の規定に従うことができる。 図６は、本発明に係るシステムとともに使用した受信機を図示している。この 受信機は、受信アンテナ３５０と、ダイオード３５１によるシングルダイオード のサンプルゲートとを有する。ダイオード３５１のカソードは受信アンテナ３５ ０に接続されている。また、図４のライン２４２から伝達されるストローブ信号 は、コンデンサ３５２を通してダイオード３５１のカソードに供給される。抵抗 ３５３がダイオード３５１のカソードとアースとの間に接続されている。ダイオ ード３５１のアノードは分岐点３５４に結合されている。コンデンサ３５５は分 岐点３５ ４とアースとの間のサンプル電圧を保持する。抵抗３５６が分岐点３５４と＋５ ボルト電源との間に接続されている。分岐点３５４はコンデンサ３５６を通して トランジスタ３５７のベースに接続されている。このトランジスタ３５７のエミ ッタはアースに接続されている。抵抗３５８がトランジスタ３５７のコレクタか らベースに至るフィードバック経路に介挿されている。このトランジスタ３５７ のコレクタはコンデンサ３９８を通して、フィードバック経路に抵抗３６０を挿 入したインバータ３５９で始まる一連のオーディオアンプに結合されている。こ のインバータ３５９の出力はコンデンサ３６１および抵抗３６２を介してインバ ータ３６３の入力に接続されている。インバータ３６３はその出力から入力に至 るフィードバック経路に並列に接続された抵抗３６４とコンデンサ３６５を有す る。また、インバータ３６３の出力はコンデンサ３６６および抵抗３６７を通し てインバータ３６８の入力に接続されている。インバータ３６８はそのフィード バック経路に並列に接続された抵抗３６９およびコンデンサ３７０を有する。イ ンバータ３６８の出力は、等価時間サンプル信号となってライン３７１に出力さ れる。この信号は抵抗３７２を介してインバータ３７３の入力に供給される。イ ンバータ３７３の出力はダイオード３７４のアノードに供給される。ダイオード ３７４のカソードは分岐点３７５に接続されており、この分岐点がコンデンサ３ ７６を通ってアースに接続されている。また、抵抗３７７が分岐点３７５とイン バータ３７３の入力端との間に接続されている。分岐点３７５は抵抗３７８を通 してインバータ３７９の入力端に接続されている。インバータ３７９はそのフィ ードバック経路にコンデンサ３８０を有するとともに、その入力が抵抗３８１を 通してアースに接続されている。このインバータ３７９の出力端は抵抗３８２を 通してトランジスタ３５７のコレクタに接続されており、コンデンサ３７６に基 づき発生された電圧に応じて前記一連のアンプに自動ゲイン制御が与えられる。 ライン３７１の等価時間信号はまたコンデンサ３８３および抵抗３８４を通し て分岐点３８５に結合されている。分岐点３８５はコンデンサ ３８６を通してアースに、また抵抗３８７を通してアースに接続されている。こ の分岐点はまたビデオ出力コネクタ３８８に接続されており、解析回路に接続で きる。 このライン３７１の信号は、等価時間信号ＲＸとして、図４に示すしきい値検 出器に供給される。 抵抗およびコンデンサの値は、この例示回路について図４〜６に示されている 。ＮＡＮＤゲートは７４ＨＣ００であり、また、受信機ではインバータがＭＣ１ ４０６９ＵＢのインバータを使ってインプリメントされていることを除いて、イ ンバータは７４ＡＣ０４である。 このサンプル回路では、シングル・エンドのシングル・ダイオードによるサン プルゲートが使用されており、このサンプルゲートが低電力および高効率で動作 し、本発明で必要とされる、高速レートでの小信号のサンプリングが達成される 。発明時に所有しており、現在、本発明と同一の譲り受け人により所有されてい る、超広帯域受信機（Ultra-Wide Band Receiver）の名称の、本発明者の同時係 属の米国特許出願、出願番号０８／０４４，７４５号、１９９３年４月１２日出 願、で説明されているトポロジの如く、他の受信機トポロジを使用することもで きる。かかる出願は別の受信機トポロジを教示するために参照用に組み入れられ る。 図７は、本発明にしたがってインプリメントされた簡単な頭部位置検知システ ムを示す。このシステムにおいて、送信機５００がユーザの頭部セット５０１に 取り付けられ、この頭部セットをコンピュータシステム５０２のユーザが被るよ うになっている。受信機ボックス５０３がコンピュータシステム５０２に取り付 けられ、ケーブル５０４を介して標準マウスインターフーイスに接続されている 。受信機ボックス５０３は第１の受信機５０５、第２の受信機５０６および第３ の受信機５０７を有し、それぞれの受信機は送信機５０１が発生したパルスの飛 行時間測定を成す。受信機ボックス５０３が生成する、送信機５００から３つの 受信機５０５、５０６、５０７のそれぞれへの飛行時間を指示するデー タは、頭部セット５０１に取り付けた送信機５００の正確な位置検出のために使 用できる。ユーザは小径の同軸ケーブル５０８で受信機ボックス５０３に繋がれ 、前述した実施例におけるタイミングを与える。コンピュータシステム５０２は 標準モニタ５１０およびキーボード５１１を有するので、これを使用して、本発 明にしたがって生成した位置データに基づきインターラクティブなコンピュータ プログラミングを実行するようにしてもよい。送信機および受信機の各種の配置 を駆使して三角法で測定するようにし、送信機５００に対する６個の軸情報、す なわち並進運動のｘ，ｙ，ｚおよび回転運動の３軸を提供するようにしてもよい 。 したがって、無線周波パルスの直接の飛行時間測定に基づいて、非常に高分解 能の位置検知システムが提供される。このシステムは簡素で、高精度で、この種 の情報を提供するについて従来システムに比べて非常に改善されている。 このシステムは、およそ１０ドル未満のコストの部品を用いて制作された、サ ブミリメートルの分解能を提供する能力を有する。本発明は、インターラクティ ブなメディアシステム、ロボット工学、自動車の乗車位置検知、デジタル手術、 および高分解能の位置検知が望まれる他の多種多様のアプリケーションに適用す ることができる。 本発明の好適な実施例の上述した説明は図示および説明の目的に提供されてき た。かかる説明は網羅的であることや、開示した詳細な形式に本発明を限定する ことを意図していない。言うまでもなく、この分野に精通した専門家には多くの 修正や変形が明らかである。意図していることは、本発明の範囲が以下のクレー ムおよびその均等範囲によって決まるということである。 クレームされることは以下のようである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)， ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，Ｍ Ｎ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ， ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 電磁パルスの飛行時間を測定する装置であって、 送信タイミング信号に応答して電磁パルスのシーケンスを送信する送信機と、 受信タイミング信号に応答して前記電磁パルスのシーケンスを制御されたタイ ミングでサンプリングし、そのサンプルリングに応じてサンプル信号を発生する 受信機と、 前記送信タイミング信号を前記送信機に供給するとともに前記受信タイミング 信号を前記受信機に供給する回路であって、前記シーケンスのパルスの送信と前 記受信機によるサンプリングとの間の時間が遅延量のレンジにわたって掃引され るように、前記受信タイミング信号が前記受信機に前記電磁パルスのシーケンス をサンプリングさせるタイミング回路と、 前記サンプル信号および前記タイミング回路に応じて前記シーケンスのパルス の前記送信機および前記受信機間の飛行時間を表すサンプル検出回路と、を備え た装置。 ２．前記タイミング回路が前記シーケンスのパルスの送信と前記受信機によるサ ンプリングとの間の前記時間を掃引させる前記遅延量のレンジの前記遅延量は、 １００ナノ秒未満の値で変わる請求項１記載の装置。 ３．前記遅延量のレンジの遅延量は、１０ナノ秒未満の値で変わる請求項２記載 の装置。 ４．前記送信タイミング信号によって前記送信機はパルス間の時間を決める不変 のパルス繰返しレートで前記電磁パルスのシーケンスを送信するとともに、その パルス間の時間は前記遅延量のレンジの初めと終りにおける前記遅延量の差より も大きく設定した請求項１記載の装置。 ５．前記送信タイミング信号によって前記送信機はパルス繰返しレートで前記電 磁パルスのシーケンスを送信する一方、前記受信タイミング信号は前記遅延量の レンジにわたって、前記シーケンスのパルスが前記パルス繰返しレートで且つ前 記遅延量のレンジの異なる遅延量を用いてサンプルされ、前記サンプル信号が受 信パルスの振幅を前記等価な時間で表すような掃引周期で掃引する請求項１記載 の装置。 ６．前記受信機は、前記サンプル信号の振幅を等価な時間で制御する自動ゲイン 制御回路を有する請求項５記載の装置。 ７．前記送信周期は１６キロヘルツ未満の掃引速度で繰り返される請求項５記載 の装置。 ８．前記送信周期は１００ヘルツ未満の掃引速度で繰り返される請求項５記載の 装置。 ９．前記パルス繰返しレートは約１メガヘルツよりも大きい値である請求項７記 載の装置。 １０． 目標体の位置を検出する装置であって、 前記目標体に配置するための、送信タイミング信号に応答して電磁パルスのシ ーケンスを送信する送信機と、 受信タイミング信号に応答して前記電磁パルスのシーケンスを制御されたタイ ミングでサンプリングし、そのサンプルリングに応じてサンプル信号を発生する 受信機と、 前記送信タイミング信号を前記送信機に供給するとともに前記受信タイミング 信号を前記受信機に供給する回路であって、前記シーケンスのパルスの前記送信 機による送信と前記受信機によるサンプリングとの間 の時間が遅延量のレンジにわたって掃引されるように、前記受信タイミング信号 が前記受信機に前記電磁パルスのシーケンスをサンプリングさせるタイミング回 路と、 前記サンプル信号および前記タイミング回路に応じて当該サンプル信号が掃引 中にしきい値に達したときパルス検出信号を発生するパルス検出回路と、 前記パルス検出回路に結合され、かつ前記パルス検出信号に応じて前記目標体 の位置を表示する信号プロセッサと、を備えた装置。 １１．前記パルス検出信号は、前記送信機から直接に伝搬してきた送信パルスの 受信を表す信号である請求項１０記載の装置。 １２．前記タイミング回路は、 パルスレート・クロックと、 ケーブル遅延時間を有し、かつ前記パルスレート・クロックを前記送信機に接 続するケーブルと、 前記送信機の位置にあって、前記パルスレート・クロックの信号を前記ケーブ ルから前記送信タイミング信号に変える回路と、 前記パルスレート・クロックに結合され、かつ前記ケーブル遅延を補償するよ うに時間的に遅延した前記パルスレート・クロックの信号に応じて前記受信機に おいて前記受信タイミング信号を生成する制御遅延回路と、を有する請求項１０ 記載の装置。 １３．前記タイミング回路は、クロックパルスを発生する発信器と、前記送信タ イミング信号としての既知の伝搬遅延量で前記クロックパルスを前記送信機に送 信する回路と、前記クロックパルスを受信するとともに、前記既知の伝搬遅延量 に対応する時間にほぼ始まり、前記送信機から前記受信機までの電磁パルスの飛 行時間の最大予想レンジにほぼ終わる範囲にわたる掃引における制御可能な値だ け時間的に遅延した前記受 信タイミング信号を発生する制御可能遅延回路と、を有する請求項１０記載の装 置。 １４．前記信号プロセッサは、前記掃引の初めから前記パルス検出信号の発生ま でカウントレートでカウントして前記送信機の位置を表すカウンタ出力を発生さ せるカウンタを備える請求項１３記載の装置。 １５．前記制御可能遅延回路は、制御入力端を有する電圧制御遅延回路及びその 電圧制御遅延回路の前記制御入力端に結合させた電圧ランプ波発生器を含み、前 記受信タイミング信号を掃引する回路である請求項１３記載の装置。 １６．前記電圧ランプ波発生器はデジタル／アナログ変換器を備える請求項１５ 記載の装置。 １７．前記電圧ランプ波発生器は、アナログの指数関数ランプ波発生器を備え、 前記電圧制御遅延回路は前記制御入力端の電圧の指数関数である遅延量を生成す る構成を有する請求項１５記載の装置。 １８．前記受信機は自動ゲイン制御回路を有する請求項１０記載の装置。 １９．前記送信タイミング信号によって前記送信機はパルス繰返しレートで前記 電磁パルスのシーケンスを送信する一方、前記受信タイミング信号は前記遅延量 のレンジにわたって、前記シーケンスのパルスが前記パルス繰返しレートで且つ 前記遅延量のレンジの異なる遅延量を用いてサンプルされ、前記サンプル信号が 受信パルスの振幅を前記等価な時間で表すような掃引周期で掃引する請求項１０ 記載の装置。 ２０．前記受信機は、前記サンプル信号の振幅を等価な時間で制御する 自動ゲイン制御回路を有する請求項１９記載の装置。 ２１．前記掃引周期は１６キロヘルツ未満の掃引レートで繰り返される請求項１ ９記載の装置。 ２２．前記掃引周期は１００ヘルツ未満の掃引レートで繰り返される請求項１９ 記載の装置。 ２３．前記パルス繰返しレートは約１メガヘルツより大きい値である請求項２１ 記載の装置。 ２４．少なくとも１つの受信機を前記ほかの受信機から離して一定間隔に追加的 に置き、かつ前記タイミング回路および前記信号プロセッサに結合させて備え、 追加のサンプル信号を発生する請求項１０記載の装置。 ２５． 目標体の位置を検出する装置であって、 前記目標体に配置するための、約１メガヘルツよりも大きいパルス繰返しレー トの送信タイミング信号に応答してマイクロ波パルスのシーケンスを送信する送 信機と、 アンテナと、このアンテナに結合するとともに前記パルス繰返しレートでかつ 受信タイミング信号に応じた制御されたタイミングで前記アンテナの信号をサン プルするサンプルゲートと、このサンプルゲートに結合するとともに前記シーケ ンスのパルスをサンプリングして等価な時間サンプル信号を生成するようにした 自動ゲイン制御を有するアンプとを有する受信機と、 前記送信タイミング信号を前記送信機に供給するとともに前記受信タイミング 信号を前記受信機に供給する回路であって、前記シーケンスのパルスの前記送信 機による送信と前記受信機によるサンプリングとの間の時間が、約１０ミリ秒よ りも大きい掃引持続期間に２０ナノ秒未満の 時間だけ変化する遅延量のレンジにわたって掃引されるように、前記受信タイミ ング信号が前記受信機に前記電磁パルスのシーケンスをサンプリングさせるタイ ミング回路と、 前記受信機に結合され、かつ前記等価な時間サンプル信号に応じて１０フィー ト未満のレンジ以内で前記目標体の位置を表示する信号プロセッサと、を備えた 装置。 ２６．前記信号プロセッサは、１メガヘルツよりも大きいレートで前記等価な時 間サンプル信号をサンプリングする請求項２５記載の装置。 ２７．少なくとも１つの受信機を前記ほかの受信機から離して一定間隔に追加的 に置き、かつ前記タイミング回路および前記信号プロセッサに結合させて備え、 追加の等価な時間サンプル信号を発生する請求項２５記載の装置。 ２８． １０フィート未満のレンジで目標体の位置を検出する方法であって、 前記目標体に送信機を取り付け、 前記送信機から電磁パルスのシーケンスを送信し、 前記送信機から受信機への前記電磁パルスの飛行時間を検出し、 前記飛行時間を処理して前記目標体の位置を示す、 ステップを備えた方法。 ２９．前記飛行時間は１０ナノ秒未満である請求項２８記載の方法。 ３０．前記飛行時間を検出するステップは、 制御されたタイミングで前記パルスのシーケンスをサンプリングして前記受信 機における送信パルスの等価な時間表現値を生成し、 前記等価な時間信号を処理して前記飛行時間を示す、 ステップを有する請求項２８記載の方法。 ３１．前記送信およびサンプリングのステップを、予測可能な遅延量を持つタイ ミングケーブルを通して前記送信機に参照クロックを供給することによって同期 させ、次いで、前記参照クロックおよび前記予想可能な遅延量に応じて前記サン プリングステップの処理タイミングを制御する、ステップを有する請求項３０記 載の方法。