JPH1070418A - 多段カスコード増幅器 - Google Patents
多段カスコード増幅器Info
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- JPH1070418A JPH1070418A JP22474196A JP22474196A JPH1070418A JP H1070418 A JPH1070418 A JP H1070418A JP 22474196 A JP22474196 A JP 22474196A JP 22474196 A JP22474196 A JP 22474196A JP H1070418 A JPH1070418 A JP H1070418A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 広帯域で高周波特性の良く、ばらつきが少な
く、低ノイズでモノリシックＩＣに好適なレベルシフト
回路を有する多段カスコード増幅器得ることにある。 【解決手段】 同一チップ上に形成するＰＮＰトランジ
スタを直流レベルシフト用の利得約1倍のベース接地と
し動作させ、さらに、ベース接地の入力から出力のコレ
クタへ比較的小さな容量のコンデンサを設け、直流から
中域まではベース接地が増幅とレベルシフトを受け持
ち、中域以上の高周波成分は前記コンデンサによってバ
イパスされ、広帯域に渡って安定で低ノイズのレベルシ
フト回路を実現する。
く、低ノイズでモノリシックＩＣに好適なレベルシフト
回路を有する多段カスコード増幅器得ることにある。 【解決手段】 同一チップ上に形成するＰＮＰトランジ
スタを直流レベルシフト用の利得約1倍のベース接地と
し動作させ、さらに、ベース接地の入力から出力のコレ
クタへ比較的小さな容量のコンデンサを設け、直流から
中域まではベース接地が増幅とレベルシフトを受け持
ち、中域以上の高周波成分は前記コンデンサによってバ
イパスされ、広帯域に渡って安定で低ノイズのレベルシ
フト回路を実現する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は広帯域増幅器、特に
モノリシックＩＣに好適な電圧レベルシフト回路に関す
るもので、オシロスコープ用増幅器、ハイビジョンビデ
オ信号増幅器等、広帯域直流増幅器に適したレベルシフ
ト回路をそなえた多段カスコード増幅器に関するもので
ある。
モノリシックＩＣに好適な電圧レベルシフト回路に関す
るもので、オシロスコープ用増幅器、ハイビジョンビデ
オ信号増幅器等、広帯域直流増幅器に適したレベルシフ
ト回路をそなえた多段カスコード増幅器に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】オシロスコープなど、直流から広帯域に
渡って増幅する回路としてカスコード差動増幅器が知ら
れており、このカスコード増幅器を多段接続した広帯域
直流差動多段カスコード増幅器の例を図８に示す。
渡って増幅する回路としてカスコード差動増幅器が知ら
れており、このカスコード増幅器を多段接続した広帯域
直流差動多段カスコード増幅器の例を図８に示す。
【０００３】同図に、この増幅器は第１段目のカスコー
ド増幅器１ａと、レベルシフト回路２、第２段目のカス
コード増幅器１ｂにより構成される。このような従来の
周知の広帯域直流差動増幅器において、カスコード増幅
器１ａに着目すれば、同増幅器は、トランジスタペアＱ
４、Ｑ５のトランスコンダクタンス段とそのコレクタに
接続されたベース接地ペアトランジスタＱ６、Ｑ７によ
って構成される。
ド増幅器１ａと、レベルシフト回路２、第２段目のカス
コード増幅器１ｂにより構成される。このような従来の
周知の広帯域直流差動増幅器において、カスコード増幅
器１ａに着目すれば、同増幅器は、トランジスタペアＱ
４、Ｑ５のトランスコンダクタンス段とそのコレクタに
接続されたベース接地ペアトランジスタＱ６、Ｑ７によ
って構成される。
【０００４】カスコード増幅器はすべてＮＰＮ形トラン
ジスタで構成するとトランスコンダクタンス段のトラン
ジスタＱ４、Ｑ５のＶｂｃ、ベース接地段のトランジス
タＱ６、Ｑ７のＶｃｅの分、直流電位が上昇する。
ジスタで構成するとトランスコンダクタンス段のトラン
ジスタＱ４、Ｑ５のＶｂｃ、ベース接地段のトランジス
タＱ６、Ｑ７のＶｃｅの分、直流電位が上昇する。
【０００５】カスコード増幅器を複数段接続して利得を
稼ぎたい場合、段数分電位が上昇するので、どこかでレ
ベルシフトを行い電位を下げる必要がある。
稼ぎたい場合、段数分電位が上昇するので、どこかでレ
ベルシフトを行い電位を下げる必要がある。
【０００６】例えば、図８のカスコード増幅器１ｂのト
ランジスタＱ１０、Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３をＰＮＰト
ランジスタに変えれば電位を下げることができるが、モ
ノリシックＩＣでは一般に高ｆｔ（利得帯域幅積）のＰ
ＮＰトランジスタを作りにくい。このため、通常は図８
に示すように、すべて、ＮＰＮトランジスタで構成す
る。
ランジスタＱ１０、Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３をＰＮＰト
ランジスタに変えれば電位を下げることができるが、モ
ノリシックＩＣでは一般に高ｆｔ（利得帯域幅積）のＰ
ＮＰトランジスタを作りにくい。このため、通常は図８
に示すように、すべて、ＮＰＮトランジスタで構成す
る。
【０００７】図８の例では、同じ構成のトランジスタか
らなるカスコード増幅器を１ａ、１ｂの２段接続してお
り、段間の接続にエミッタフォロアＱ１、Ｑ２、ツェナ
ーダイードＤｚ１、Ｄｚ２からなるレベルシフト回路２
を使って直流レベルを一端下げている。
らなるカスコード増幅器を１ａ、１ｂの２段接続してお
り、段間の接続にエミッタフォロアＱ１、Ｑ２、ツェナ
ーダイードＤｚ１、Ｄｚ２からなるレベルシフト回路２
を使って直流レベルを一端下げている。
【０００８】図９はこのレベルシフト回路２の片方の極
性だけを抜き出し、示したものである。エミッタフォロ
アトランジスタＱ１、Ｑ２（図９においては図示せず）
のＶｂｅとツェナーダイオードＤｚ１の分だけ出力電位
を下げているが、ツェナーダイオードがノイズを発生し
やすいことやツェナー電圧がばらつく問題がある。
性だけを抜き出し、示したものである。エミッタフォロ
アトランジスタＱ１、Ｑ２（図９においては図示せず）
のＶｂｅとツェナーダイオードＤｚ１の分だけ出力電位
を下げているが、ツェナーダイオードがノイズを発生し
やすいことやツェナー電圧がばらつく問題がある。
【０００９】一方、ツェナーダイオードを用いずに抵抗
でレベルシフトする図１０に示す周知の方法もある。同
図はレベルシフト回路２の片方の極性だけを抜き出し、
示したものである。抵抗Ｒ１に流れる電流でレベルシフ
ト電圧が決まるが、抵抗Ｒ１は次段回路や電流源Ｉ１の
インピーダンスの容量成分とでローパスフィルタを構成
し、広帯域特性を得難いため、モノリシックＩＣ化に不
利な比較的大きい容量Ｃ１を並列に設ける必要がある。
でレベルシフトする図１０に示す周知の方法もある。同
図はレベルシフト回路２の片方の極性だけを抜き出し、
示したものである。抵抗Ｒ１に流れる電流でレベルシフ
ト電圧が決まるが、抵抗Ｒ１は次段回路や電流源Ｉ１の
インピーダンスの容量成分とでローパスフィルタを構成
し、広帯域特性を得難いため、モノリシックＩＣ化に不
利な比較的大きい容量Ｃ１を並列に設ける必要がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】カスコード増幅器を多
段接続した広帯域直流差動カスコード増幅器のレベルシ
フト回路において、 １．カスコード増幅器を構成するトランジスタにＰＮＰ
トランジスタを使用する方法では、レベルシフト回路を
必要としないが、高周波特性の良いトランジスタを作り
にくく、ＰＮＰトランジスタの性能がボトルネックにな
る。
段接続した広帯域直流差動カスコード増幅器のレベルシ
フト回路において、 １．カスコード増幅器を構成するトランジスタにＰＮＰ
トランジスタを使用する方法では、レベルシフト回路を
必要としないが、高周波特性の良いトランジスタを作り
にくく、ＰＮＰトランジスタの性能がボトルネックにな
る。
【００１１】２．ツェナーダイオードを使用する方法で
はツェナーダイオードがノイズを発生しやすい点や、ツ
ェナー電圧がばらつきやすく本実施例のような平衡回路
で使用すると、ばらつきにより 電圧オフセットを生じ
る。
はツェナーダイオードがノイズを発生しやすい点や、ツ
ェナー電圧がばらつきやすく本実施例のような平衡回路
で使用すると、ばらつきにより 電圧オフセットを生じ
る。
【００１２】３．ツェナーダイオードに替え抵抗を用い
た従来例では、広帯域特性を得るために比較的大きい容
量素子、たとえば、容量値数μＦの高容量セラミックコ
ンデンサや、タンタルコンデンサが必須で、チップコン
デンサでは実現不可能であり、モノリシックＩＣ化に不
向きとなる。
た従来例では、広帯域特性を得るために比較的大きい容
量素子、たとえば、容量値数μＦの高容量セラミックコ
ンデンサや、タンタルコンデンサが必須で、チップコン
デンサでは実現不可能であり、モノリシックＩＣ化に不
向きとなる。
【００１３】等、それぞれに欠点がある。
【００１４】本発明の目的は、モノリシックＩＣ化に好
適で、広帯域で高周波特性の良く、ばらつきが少なく、
低ノイズで、例えば、オシロスコープ、ハイビジョンビ
デオ回路に好適な、広帯域直流差動用レベルシフト回路
を得ることにある。
適で、広帯域で高周波特性の良く、ばらつきが少なく、
低ノイズで、例えば、オシロスコープ、ハイビジョンビ
デオ回路に好適な、広帯域直流差動用レベルシフト回路
を得ることにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、多段カスコード増幅器において、同一チッ
プ上に形成するＰＮＰトランジスタを直流レベルシフト
用の（例えば、利得１倍）ベース接地とし動作させ、さ
らに該ベース接地トランジスタの入力から、出力のコレ
クタへ比較的小さな容量のコンデンサを設けたものであ
る。
成するため、多段カスコード増幅器において、同一チッ
プ上に形成するＰＮＰトランジスタを直流レベルシフト
用の（例えば、利得１倍）ベース接地とし動作させ、さ
らに該ベース接地トランジスタの入力から、出力のコレ
クタへ比較的小さな容量のコンデンサを設けたものであ
る。
【００１６】その結果、直流から中域まではベース接地
トランジスタが増幅とレベルシフトを受け持ち、中域以
上の高周波成分はコンデンサによってバイパスされ、結
果的に広帯域に渡って安定なレベルシフト回路を実現で
きる。
トランジスタが増幅とレベルシフトを受け持ち、中域以
上の高周波成分はコンデンサによってバイパスされ、結
果的に広帯域に渡って安定なレベルシフト回路を実現で
きる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下この発明の一実施例を図面を
用いて説明する。
用いて説明する。
【００１８】図１はこの多段カスコード増幅器のレベル
シフト回路の片方の極性だけを抜き出し示したものであ
る。
シフト回路の片方の極性だけを抜き出し示したものであ
る。
【００１９】Ｑ２０はエミッタフォロアトランジスタ、
Ｑ２１はＰＮＰトランジスタである。トランジスタＱ２
１はベルシフト用のベース接地トランジスタで、トラン
ジスタＱ２３は次段とのバッファためのエミッタフォロ
アを構成する。
Ｑ２１はＰＮＰトランジスタである。トランジスタＱ２
１はベルシフト用のベース接地トランジスタで、トラン
ジスタＱ２３は次段とのバッファためのエミッタフォロ
アを構成する。
【００２０】トランジスタＱ２１はベースを第１の既定
電位Ｖｂ２に接続し、コレクタに接続した抵抗Ｒ２は第
２の既定電位Ｖ−に接続される。
電位Ｖｂ２に接続し、コレクタに接続した抵抗Ｒ２は第
２の既定電位Ｖ−に接続される。
【００２１】さらに、Ｃは高周波信号を素通りさせるた
めのコンデンサで、比較的小さな容量、例えば、容量値
数５ｐＦ、チップサイズ２μｍ×２μｍのコンデンサで
ある。ベース接地トランジスタＱ２１の利得は抵抗Ｒ１
とＲ２で決まり、この場合、例えば、 Ｒ１＋ｒｅ＝Ｒ２ に選び利得１倍に設定する。
めのコンデンサで、比較的小さな容量、例えば、容量値
数５ｐＦ、チップサイズ２μｍ×２μｍのコンデンサで
ある。ベース接地トランジスタＱ２１の利得は抵抗Ｒ１
とＲ２で決まり、この場合、例えば、 Ｒ１＋ｒｅ＝Ｒ２ に選び利得１倍に設定する。
【００２２】ここで、ｒｅはトランジスタ２１のエミッ
タ動抵抗である。
タ動抵抗である。
【００２３】また、レベルシフト後の電圧Ｖｂ３はトラ
ンジスタＱ２０のベース電位Ｖｂ１とトランジスタＱ２
１のベース電位Ｖｂ２と抵抗Ｒ１、Ｒ２で決まり、 Ｖｂ３＝（Ｖｂ１−Ｖｂ２−（Ｖｂｅ１＋Ｖｂｅ２））
Ｒ２／Ｒ１＋Ｖ となる。
ンジスタＱ２０のベース電位Ｖｂ１とトランジスタＱ２
１のベース電位Ｖｂ２と抵抗Ｒ１、Ｒ２で決まり、 Ｖｂ３＝（Ｖｂ１−Ｖｂ２−（Ｖｂｅ１＋Ｖｂｅ２））
Ｒ２／Ｒ１＋Ｖ となる。
【００２４】ここで、コンデンサの容量Ｃがない場合を
考えてみると、高周波の通過帯域はベース接地のＰＮＰ
トランジスタＱ２１の利得帯域幅積ｆｔで決まるため、
前述したようにプロセス上の制約で高ｆｔのＰＮＰトラ
ンジスタは作りにくく広帯域化は望めない。ところが、
容量素子（コンデンサ）Ｃを追加することによってこの
欠点をカバーすることができる。この容量素子を設ける
ことにより図４に示すように周波数特性は点線で示す特
性ａと一点鎖線で示す特性ｂの合成特性として実線ｃの
ようになる。
考えてみると、高周波の通過帯域はベース接地のＰＮＰ
トランジスタＱ２１の利得帯域幅積ｆｔで決まるため、
前述したようにプロセス上の制約で高ｆｔのＰＮＰトラ
ンジスタは作りにくく広帯域化は望めない。ところが、
容量素子（コンデンサ）Ｃを追加することによってこの
欠点をカバーすることができる。この容量素子を設ける
ことにより図４に示すように周波数特性は点線で示す特
性ａと一点鎖線で示す特性ｂの合成特性として実線ｃの
ようになる。
【００２５】低域の特性ａは図２に示す等価回路にな
り、ベース接地トランジスタのコレクタのインピーダン
スがコンデンサＣと抵抗Ｒ２となりカットオフ周波数は
１／２πＣ・Ｒ２となる。
り、ベース接地トランジスタのコレクタのインピーダン
スがコンデンサＣと抵抗Ｒ２となりカットオフ周波数は
１／２πＣ・Ｒ２となる。
【００２６】また、高域の特性は図３の等価回路のよう
になり、容量Ｃと抵抗Ｒ２で構成された同じくカットオ
フ周波数１／２πＣ・Ｒ２の高域通過フィルタ特性とな
り、高周波ではベース接地はほとんど影響しなくなる。
になり、容量Ｃと抵抗Ｒ２で構成された同じくカットオ
フ周波数１／２πＣ・Ｒ２の高域通過フィルタ特性とな
り、高周波ではベース接地はほとんど影響しなくなる。
【００２７】図５は本発明を実施した、直流から広帯域
に渡って入力信号を増幅する広帯域多段カスコード増幅
器の回路図示す。このような広帯域多段カスコード増幅
器は、例えば、オシロスコープなどに使用される。
に渡って入力信号を増幅する広帯域多段カスコード増幅
器の回路図示す。このような広帯域多段カスコード増幅
器は、例えば、オシロスコープなどに使用される。
【００２８】同図において、図８と同一物には同じ符号
を付す。
を付す。
【００２９】この増幅器は第１段目のカスコード増幅器
１ａと、レベルシフト回路３、第２段目のカスコード増
幅器１ｂにより構成される。
１ａと、レベルシフト回路３、第２段目のカスコード増
幅器１ｂにより構成される。
【００３０】次にこの動作を説明する。
【００３１】第１段目カスコード増幅器１ａのトランジ
スタＱ６、Ｑ７はレベルシフト回路３に入力する。トラ
ンジスタＱ２０、Ｑ２４に入力した差動信号は増幅（た
だし、利得１倍）され、そのエミッタ出力は抵抗Ｒ１、
Ｒ４を介してトランジスタＱ２１、Ｑ２５のエミッタに
入力し、入力信号の低域成分はコレクタに出力する。こ
のとき高域成分はコンデンサＣ２、Ｃ３を通過し、トラ
ンジスタＱ２３、Ｑ２６のベースに入力する。このトラ
ンジスタＱ２３、Ｑ２６のエミッタ出力は次段のカスコ
ード増幅器１ｂのトランジスタＱ１０、Ｑ１１のベース
に出力される。
スタＱ６、Ｑ７はレベルシフト回路３に入力する。トラ
ンジスタＱ２０、Ｑ２４に入力した差動信号は増幅（た
だし、利得１倍）され、そのエミッタ出力は抵抗Ｒ１、
Ｒ４を介してトランジスタＱ２１、Ｑ２５のエミッタに
入力し、入力信号の低域成分はコレクタに出力する。こ
のとき高域成分はコンデンサＣ２、Ｃ３を通過し、トラ
ンジスタＱ２３、Ｑ２６のベースに入力する。このトラ
ンジスタＱ２３、Ｑ２６のエミッタ出力は次段のカスコ
ード増幅器１ｂのトランジスタＱ１０、Ｑ１１のベース
に出力される。
【００３２】次に、本発明の広帯域直流差動増幅器をデ
ジタルオシロスコープに実施した例を図６、図７を用い
て説明する。
ジタルオシロスコープに実施した例を図６、図７を用い
て説明する。
【００３３】図６は本発明のカスコード増幅回路をデジ
タルオシロスコープのＡ／Ｄ変換器の前記増幅器に使用
した例である。
タルオシロスコープのＡ／Ｄ変換器の前記増幅器に使用
した例である。
【００３４】同図において、４は被観測信号の入力端
子、５はバッファアンプを含む第１アッテネータ、６は
第２アッテネータでこの第２アッテネータは先に説明し
たカスコード増幅器１ａに対応するもので、図７にその
詳細回路図を示す。１２はＡ／Ｄ変換回路、１３はメモ
リ、１４はＬＣＤ、ＣＲＴまたはＥＬ等の表示器を含む
表示回路、１５はトリガ回路、１６はタイムべース回
路、１７はＣＰＵである。その他の符号は図５と同一物
を示す。なお、Ａ／Ｄ変換器１２、トリガ回路１５以下
の構成は周知のデジタルオシロスコープと同一であるた
め、ここでの説明は省略する。
子、５はバッファアンプを含む第１アッテネータ、６は
第２アッテネータでこの第２アッテネータは先に説明し
たカスコード増幅器１ａに対応するもので、図７にその
詳細回路図を示す。１２はＡ／Ｄ変換回路、１３はメモ
リ、１４はＬＣＤ、ＣＲＴまたはＥＬ等の表示器を含む
表示回路、１５はトリガ回路、１６はタイムべース回
路、１７はＣＰＵである。その他の符号は図５と同一物
を示す。なお、Ａ／Ｄ変換器１２、トリガ回路１５以下
の構成は周知のデジタルオシロスコープと同一であるた
め、ここでの説明は省略する。
【００３５】次にこの動作を説明する。
【００３６】入力端子４に入力した被観測信号は、図示
しないバッファアンプを含む第１アッテネータ回路５で
粗い間隔の減衰比で減衰される。次に、被観測信号をさ
らに小さな間隔の減衰比で減衰比を設定するため、第２
アッテネータ回路６を用いる。このように、オシロスコ
ープの入力回路は、入力部インピーダンス変換回路の前
段に設けた高インピーダンス系の第１アッテネータ回路
５と、インピーダンス変換回路以降に設けた第２アッテ
ネータ回路６に分けており、それらの減衰比率の組み合
わせで例えば４０ｍＶから４０Ｖフルスケールといった
広範囲の信号を扱えるようになっている。第１アッテネ
ータ回路５は扱う信号の電圧が高く、高耐圧であるため
リレーなどメカニカルスイッチを使うのが一般的であ
る。その減衰比は例えば１：１／１０：１／１００であ
る。一方、第２アッテネータ回路６はインピーダンスも
低く、扱う電圧も低いので図７の例に示すようにトラン
ジスタなどによって電子スイッチ化されている。つぎに
この動作を説明する。
しないバッファアンプを含む第１アッテネータ回路５で
粗い間隔の減衰比で減衰される。次に、被観測信号をさ
らに小さな間隔の減衰比で減衰比を設定するため、第２
アッテネータ回路６を用いる。このように、オシロスコ
ープの入力回路は、入力部インピーダンス変換回路の前
段に設けた高インピーダンス系の第１アッテネータ回路
５と、インピーダンス変換回路以降に設けた第２アッテ
ネータ回路６に分けており、それらの減衰比率の組み合
わせで例えば４０ｍＶから４０Ｖフルスケールといった
広範囲の信号を扱えるようになっている。第１アッテネ
ータ回路５は扱う信号の電圧が高く、高耐圧であるため
リレーなどメカニカルスイッチを使うのが一般的であ
る。その減衰比は例えば１：１／１０：１／１００であ
る。一方、第２アッテネータ回路６はインピーダンスも
低く、扱う電圧も低いので図７の例に示すようにトラン
ジスタなどによって電子スイッチ化されている。つぎに
この動作を説明する。
【００３７】第２アッテネータ６の入力信号はトランス
コンダクタンス段トランジスタＱ６８／Ｑ６９で電流に
変換する。この電流は、ベース接地対トランジスタＱ６
３／Ｑ６７、Ｑ６２／Ｑ６５、Ｑ６１／Ｑ６４のいずれ
かのベース電位を高く上げることによりＯＮとなったコ
レクタ間につながる抵抗Ｒ１１からＲ１６に流れる。こ
の抵抗を流れる電流の和によって、レベルシフト回路３
のトランジスタＱ２０／Ｑ２４間に発生する電圧を制御
するようにしている。
コンダクタンス段トランジスタＱ６８／Ｑ６９で電流に
変換する。この電流は、ベース接地対トランジスタＱ６
３／Ｑ６７、Ｑ６２／Ｑ６５、Ｑ６１／Ｑ６４のいずれ
かのベース電位を高く上げることによりＯＮとなったコ
レクタ間につながる抵抗Ｒ１１からＲ１６に流れる。こ
の抵抗を流れる電流の和によって、レベルシフト回路３
のトランジスタＱ２０／Ｑ２４間に発生する電圧を制御
するようにしている。
【００３８】例えば、本例では、 （１）制御電圧源ＶＬＡを５Ｖ、ＶＬＢを０Ｖ、ＶＬＣ
を０Ｖに設定したときは利得Ａｖは最大となり、 Ａｖ＝Ｖｃ／ＶＩＮ ＝（Ｒ１１＋Ｒ１２＋Ｒ１３＋Ｒ１４＋Ｒ１５＋Ｒ１
６）／（Ｒ５＋Ｒ６＋２ｒｅ）＝４００／（３９＋ｒ
ｅ）となる。
を０Ｖに設定したときは利得Ａｖは最大となり、 Ａｖ＝Ｖｃ／ＶＩＮ ＝（Ｒ１１＋Ｒ１２＋Ｒ１３＋Ｒ１４＋Ｒ１５＋Ｒ１
６）／（Ｒ５＋Ｒ６＋２ｒｅ）＝４００／（３９＋ｒ
ｅ）となる。
【００３９】（２）制御電圧源ＶＬＡを０Ｖ、ＶＬＢを
５Ｖ、ＶＬＣを０Ｖに設定したときは利得Ａｖは中間と
なり、 Ａｖ＝Ｖｃ／ＶＩＮ ＝（Ｒ１２＋Ｒ１３＋Ｒ１４＋Ｒ１５）／（Ｒ５＋Ｒ６＋２ｒｅ） ＝２００／（３９＋ｒｅ）となる。
５Ｖ、ＶＬＣを０Ｖに設定したときは利得Ａｖは中間と
なり、 Ａｖ＝Ｖｃ／ＶＩＮ ＝（Ｒ１２＋Ｒ１３＋Ｒ１４＋Ｒ１５）／（Ｒ５＋Ｒ６＋２ｒｅ） ＝２００／（３９＋ｒｅ）となる。
【００４０】（３）制御電圧源ＶＬＡを０Ｖ、ＶＬＢを
０Ｖ、ＶＬＣを５Ｖに設定したときは利得Ａｖは最小と
なり、 Ａｖ＝Ｖｃ／ＶＩＮ＝（Ｒ１３＋Ｒ１４）／（Ｒ５＋Ｒ６＋２ｒｅ） ＝１００／（３９＋ｒｅ）となる。
０Ｖ、ＶＬＣを５Ｖに設定したときは利得Ａｖは最小と
なり、 Ａｖ＝Ｖｃ／ＶＩＮ＝（Ｒ１３＋Ｒ１４）／（Ｒ５＋Ｒ６＋２ｒｅ） ＝１００／（３９＋ｒｅ）となる。
【００４１】この様に、最大時の利得を１とすると順に
減衰する比率１：（１／２）：（１／４）のアッテネー
タを実現できる。この第２アッテネータ回路６の出力電
圧は次段の本発明によるレベルシフト回路３のエミッタ
フォロアＱ２０／Ｑ２４及び次段の増幅回路Ｑ２１、Ｑ
２３、Ｑ２５、Ｑ２６でを経て、カスコード増幅器１ｂ
に伝達される。
減衰する比率１：（１／２）：（１／４）のアッテネー
タを実現できる。この第２アッテネータ回路６の出力電
圧は次段の本発明によるレベルシフト回路３のエミッタ
フォロアＱ２０／Ｑ２４及び次段の増幅回路Ｑ２１、Ｑ
２３、Ｑ２５、Ｑ２６でを経て、カスコード増幅器１ｂ
に伝達される。
【００４２】以下、この出力は周知のデジタルオシロス
コープの回路を経由して、表示回路１４の図示しない表
示器に入力信号の波形が表示される。本実施の形態によ
る表示波形は、回路内のノイズが少なく、オフセットの
ずれも少ないため、高品位のものとなる。また、形状を
小型化することも可能なため、ポータブルタイプのデジ
タルオシロスコープに実施することにより、より大きな
効果を発揮する。
コープの回路を経由して、表示回路１４の図示しない表
示器に入力信号の波形が表示される。本実施の形態によ
る表示波形は、回路内のノイズが少なく、オフセットの
ずれも少ないため、高品位のものとなる。また、形状を
小型化することも可能なため、ポータブルタイプのデジ
タルオシロスコープに実施することにより、より大きな
効果を発揮する。
【００４３】
【発明の効果】このように、本発明によれば、その高周
波特性はベース接地に依存しないため、ＰＮＰトランジ
スタの利得帯域幅積ｆｔの制約はなく、容量Ｃと抵抗Ｒ
２を適当に選ぶことで簡単に広帯域な周波数特性をもつ
レベルシフト回路を実現し、高性能な多段カスコード増
幅器を提供することができる。
波特性はベース接地に依存しないため、ＰＮＰトランジ
スタの利得帯域幅積ｆｔの制約はなく、容量Ｃと抵抗Ｒ
２を適当に選ぶことで簡単に広帯域な周波数特性をもつ
レベルシフト回路を実現し、高性能な多段カスコード増
幅器を提供することができる。
【００４４】また、コンデンサはカットオフ周波数の選
び方を最適化するとチップ上に形成可能な数ｐＦの容量
でも可能となるのでモノリシックＩＣ化にも適してい
る。このため、回路を小型化できる。
び方を最適化するとチップ上に形成可能な数ｐＦの容量
でも可能となるのでモノリシックＩＣ化にも適してい
る。このため、回路を小型化できる。
【００４５】また、このレベルシフト回路はツェナーダ
イオードを使用しないため、ノイズの発生は少なく、シ
フト電圧もベース接地のベース電圧と同一チップ上では
ばらつきが小さいベース−エミッタ電圧Ｖｂｅで決まる
ため安定にでき、平衡回路に使用してもオフセットのず
れる量も少なくすることができる。
イオードを使用しないため、ノイズの発生は少なく、シ
フト電圧もベース接地のベース電圧と同一チップ上では
ばらつきが小さいベース−エミッタ電圧Ｖｂｅで決まる
ため安定にでき、平衡回路に使用してもオフセットのず
れる量も少なくすることができる。
【図１】本発明の多段カスコード増幅器のレベルシフト
回路の実施例の回路図。
回路の実施例の回路図。
【図２】本発明の実施例の低域動作を示す等価回路図。
【図３】本発明の実施例の高域動作を示す等価回路図。
【図４】本発明の実施例の周波数特性図。
【図５】本発明の多段カスコード増幅器の実施例の回路
図。
図。
【図６】本発明のオシロスコープにおける実施例のブロ
ック図。
ック図。
【図７】本発明のオシロスコープにおける実施例の回路
ブロック図。
ブロック図。
【図８】多段カスコード増幅器の従来例技術を示す回路
図。
図。
【図９】従来例技術の多段カスコード増幅器のレベルシ
フト回路の回路図。
フト回路の回路図。
【図１０】従来例技術の多段カスコード増幅器のレベル
シフト回路の回路図。
シフト回路の回路図。
１ａ、１ｂ：カスコード増幅器、２：レベルシフト回
路、Ｑ１〜Ｑ２６：トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ１６、Ｒ
ｓ：抵抗、Ｃ：コンデンサ、４：入力端子、５：第１ア
ッテネータ回路、６：第２アッテネータ回路、１２：Ａ
／Ｄ変換器、１３：メモリ、１４：表示回路、１５：ト
リガ回路、１６：タイムベース回路、１７：ＣＰＵ
路、Ｑ１〜Ｑ２６：トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ１６、Ｒ
ｓ：抵抗、Ｃ：コンデンサ、４：入力端子、５：第１ア
ッテネータ回路、６：第２アッテネータ回路、１２：Ａ
／Ｄ変換器、１３：メモリ、１４：表示回路、１５：ト
リガ回路、１６：タイムベース回路、１７：ＣＰＵ
Claims (5)
- 【請求項１】 ＰＮＰトランジスタを直流レベルシフト
用のベース接地とし動作させ、さらに該ベース接地トラ
ンジスタの入力から出力のコレクタへ容量素子を設け、
直流から中域までは前記ＰＮＰベース接地トランジスタ
が増幅とレベルシフトを受け持ち、中域以上の高周波成
分は前記容量素子によってバイパスすることを特徴とす
るレベルシフト回路を有する多段カスコード増幅器。 - 【請求項２】 ベースを第１の既定電位に接続し、コレ
クタを出力端子としたベース接地トランジスタと、一方
の端子を入力端子とし、他方の端子を前記ベース接地ト
ランジスタのエミッタに接続した抵抗と、一方の端子を
第２の既定電位に接続し、他方の端子を前記ベース接地
トランジスタのコレクタに接続した抵抗と、前記入力端
子から前記出力端子へ接続したコンデンサで構成したレ
ベルシフト回路を有することを特徴とする多段カスコー
ド増幅器。 - 【請求項３】 請求範囲２項に記載のレベルシフト回路
において、前記ベース接地トランジスタの入力端子にエ
ミッタを接続し、ベースを入力端子とするエミッタフォ
ロアバッファトランジスタを設けたレベルシフト回路を
有することを特徴とする多段カスコード増幅器。 - 【請求項４】 前段カスコード増幅器の出力信号をベー
ス入力とし、コレクタを既定電位に接続し、エミッタを
出力とするエミッタフォロアバッファトランジスタと、 ベースを既定電位に接続し、コレクタを出力端子とした
ベース接地トランジスタと、該ベース接地トランジスタ
のエミッタと前記エミッタフォロアトランジスタの間に
接続された抵抗と、一方の端子を既定電位に接続し、他
方の端子を前記ベース接地トランジスタのコレクタに接
続した抵抗と、前記エミッタフォロアバッファトランジ
スタのエミッタ出力端子と前記ベース接地トランジスタ
のコレクタ出力端の間に接続したコンデンサで構成した
レベルシフト回路と、次段の多段カスコード増幅器より
成ることを特徴とする多段カスコード増幅器。 - 【請求項５】 請求項４の前段多段カスコード増幅器は
アッテネータ−回路を従属接続して成ることを特徴とす
るオシロスコープ用多段カスコード増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22474196A JPH1070418A (ja) | 1996-08-27 | 1996-08-27 | 多段カスコード増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22474196A JPH1070418A (ja) | 1996-08-27 | 1996-08-27 | 多段カスコード増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1070418A true JPH1070418A (ja) | 1998-03-10 |
Family
ID=16818519
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22474196A Pending JPH1070418A (ja) | 1996-08-27 | 1996-08-27 | 多段カスコード増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1070418A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005184628A (ja) * | 2003-12-22 | 2005-07-07 | Yokogawa Electric Corp | 入力回路 |
| JP2006311542A (ja) * | 2005-04-29 | 2006-11-09 | Tektronix Inc | マルチ帯域増幅器回路、デジタル化方法及び測定機器 |
| JP2011097638A (ja) * | 2006-02-27 | 2011-05-12 | Mitsubishi Electric Corp | 可変利得増幅器 |
| JP2012249206A (ja) * | 2011-05-31 | 2012-12-13 | Onkyo Corp | 増幅回路 |
| JP6336217B1 (ja) * | 2017-03-02 | 2018-06-06 | 三菱電機株式会社 | ポリフェーズフィルタ |
| US10531655B2 (en) | 2011-12-02 | 2020-01-14 | The Regents Of The University Of California | Reperfusion protection solution and uses thereof |
| JP2021082983A (ja) * | 2019-11-21 | 2021-05-27 | 住友電気工業株式会社 | トランスインピーダンスアンプ |
-
1996
- 1996-08-27 JP JP22474196A patent/JPH1070418A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005184628A (ja) * | 2003-12-22 | 2005-07-07 | Yokogawa Electric Corp | 入力回路 |
| JP2006311542A (ja) * | 2005-04-29 | 2006-11-09 | Tektronix Inc | マルチ帯域増幅器回路、デジタル化方法及び測定機器 |
| JP2011097638A (ja) * | 2006-02-27 | 2011-05-12 | Mitsubishi Electric Corp | 可変利得増幅器 |
| JP2013236410A (ja) * | 2006-02-27 | 2013-11-21 | Mitsubishi Electric Corp | 可変利得増幅器 |
| JP2012249206A (ja) * | 2011-05-31 | 2012-12-13 | Onkyo Corp | 増幅回路 |
| US10531655B2 (en) | 2011-12-02 | 2020-01-14 | The Regents Of The University Of California | Reperfusion protection solution and uses thereof |
| JP6336217B1 (ja) * | 2017-03-02 | 2018-06-06 | 三菱電機株式会社 | ポリフェーズフィルタ |
| WO2018158902A1 (ja) * | 2017-03-02 | 2018-09-07 | 三菱電機株式会社 | ポリフェーズフィルタ |
| US10763826B2 (en) | 2017-03-02 | 2020-09-01 | Mitsubishi Electric Corporation | Polyphase filter |
| JP2021082983A (ja) * | 2019-11-21 | 2021-05-27 | 住友電気工業株式会社 | トランスインピーダンスアンプ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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