JPH0227807A - 電子回路 - Google Patents
電子回路Info
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- JPH0227807A JPH0227807A JP17850788A JP17850788A JPH0227807A JP H0227807 A JPH0227807 A JP H0227807A JP 17850788 A JP17850788 A JP 17850788A JP 17850788 A JP17850788 A JP 17850788A JP H0227807 A JPH0227807 A JP H0227807A
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- transistor
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔目次〕
概要
産業上の利用分野
従来の技術 （第３〜５図）発明が解決
しようとする課題 課題を解決するための手段 作用 実施例 本発明の一実施例 （第１．２図）発明の効果 〔概要〕 電子回路に関し、 ミラー容量を極めて小さくして周波数特性を向上させる
ことのできる差動増幅回路を提供することを目的とし、 エミッタを共通に接続して差動対を構成し、それぞれの
ベースには入力信号差が入力される第１、第２のトラン
ジスタと、各エミッタが前記第１、第２のトランジスタ
のコレクタにそれぞれ接続され、各コレクタ側は抵抗を
介して電源電圧及び第１、第２の出力端子に接続され、
ベースはそれぞれダイオードを介して接地された第３、
第４のトランジスタと、前記第３、第４のトランジスタ
のベースにそれぞれ接続されたエミッタと、電源電圧に
接続されたコレクタを有し、各ベースは、前記第３、第
４のトランジスタのコレクタ側から前記第１、第２のト
ランジスタの入力信号と同相でかつ小振幅の出力信号を
それぞれ受ける第５、第６のトランジスタと、を備え、
前記入力信号と同相でかつ小振幅の出力信号を前記第５
、第６のトランジスタでエミッタホロワ増幅して第３、
第４のトランジスタをそれぞれ駆動することにより、第
１、第２のトランジスタの利得を少なくとも１未満とし
てそのミラー容量を小さくするように構成する。
しようとする課題 課題を解決するための手段 作用 実施例 本発明の一実施例 （第１．２図）発明の効果 〔概要〕 電子回路に関し、 ミラー容量を極めて小さくして周波数特性を向上させる
ことのできる差動増幅回路を提供することを目的とし、 エミッタを共通に接続して差動対を構成し、それぞれの
ベースには入力信号差が入力される第１、第２のトラン
ジスタと、各エミッタが前記第１、第２のトランジスタ
のコレクタにそれぞれ接続され、各コレクタ側は抵抗を
介して電源電圧及び第１、第２の出力端子に接続され、
ベースはそれぞれダイオードを介して接地された第３、
第４のトランジスタと、前記第３、第４のトランジスタ
のベースにそれぞれ接続されたエミッタと、電源電圧に
接続されたコレクタを有し、各ベースは、前記第３、第
４のトランジスタのコレクタ側から前記第１、第２のト
ランジスタの入力信号と同相でかつ小振幅の出力信号を
それぞれ受ける第５、第６のトランジスタと、を備え、
前記入力信号と同相でかつ小振幅の出力信号を前記第５
、第６のトランジスタでエミッタホロワ増幅して第３、
第４のトランジスタをそれぞれ駆動することにより、第
１、第２のトランジスタの利得を少なくとも１未満とし
てそのミラー容量を小さくするように構成する。
本発明は、電子回路に係り、詳しくは低入力容量の広帯
域差動増幅を行う電子回路に関する。
域差動増幅を行う電子回路に関する。
二つの入力信号差を増幅する差動増幅回路はペアとなる
トランジスタの平衡がよ（とれるために、広帯域の増幅
器として、例えばビデオアンプ、磁気ヘッド用のアンプ
等に広（用いられている。バイポーラトランジスタを用
いた集積回路において、雑音特性のよい差動増幅回路を
実現するには差動入力のトランジスタのベース抵抗を小
さくする必要があり、そのため微細化プロセスが用いら
れているが、それでもトランジスタの形状は他の素子に
比較して５〜６倍の大きな形状になる。そのため、この
ような大きなトランジスタを入力段の差動増幅回路に用
いた場合、このトランジスタに寄生する容量が大きくな
り、その対策が重要となっている。
トランジスタの平衡がよ（とれるために、広帯域の増幅
器として、例えばビデオアンプ、磁気ヘッド用のアンプ
等に広（用いられている。バイポーラトランジスタを用
いた集積回路において、雑音特性のよい差動増幅回路を
実現するには差動入力のトランジスタのベース抵抗を小
さくする必要があり、そのため微細化プロセスが用いら
れているが、それでもトランジスタの形状は他の素子に
比較して５〜６倍の大きな形状になる。そのため、この
ような大きなトランジスタを入力段の差動増幅回路に用
いた場合、このトランジスタに寄生する容量が大きくな
り、その対策が重要となっている。
従来のこの種の差動増幅回路としては、例えば第３図に
示すような第１の回路がある。同図において、トランジ
スタＱ、、Ｑ、のベースには入力１．２がそれぞれ印加
され、二つの入力信号差は負荷である抵抗３．４を介し
て取り出される。なお、５は電流源である。この場合、
入力端子に加わる信号のへ〇倍の信号が出力され、利得
Ａ（１は次式■で表される。
示すような第１の回路がある。同図において、トランジ
スタＱ、、Ｑ、のベースには入力１．２がそれぞれ印加
され、二つの入力信号差は負荷である抵抗３．４を介し
て取り出される。なお、５は電流源である。この場合、
入力端子に加わる信号のへ〇倍の信号が出力され、利得
Ａ（１は次式■で表される。
また、図中に示すように入力ｌに対してトランジスタＱ
、の出力は逆相、トランジスタＱ、の出力は同相の関係
にあり、入力２についてもトランジスタＱ１の出力との
関係は同様である。
、の出力は逆相、トランジスタＱ、の出力は同相の関係
にあり、入力２についてもトランジスタＱ１の出力との
関係は同様である。
ここで、上記のような差動増幅回路に用いられるｎｐｎ
トランジスタに寄生する容量としては次の各種のものが
ある。
トランジスタに寄生する容量としては次の各種のものが
ある。
（イ）ベース・エミッタ間容量：ＣＢ
ＣＩＥ−ＣＩｌＦ＋ＣＪｆｆｉ
但し、Ｃ□； 拡散容量
Ｃ７区：エミッタ接合容量
（ロ）コレクタ・ベース間容！： ＣＪ ＣＣＪＣ：コ
レクタ接合容量 （ハ）コレ°クタ・アース間容量：ｃｃｓＣｃｓ：コレ
クタ基板間容量 ｅ 但し、ＲＬ ：負荷抵抗３．４の値 ｒ−：トランジスタＱ、、Ｑ、のエミッタ抵抗 〔発明が解決しようとする課題〕 しかしながら、このような従来の差動増幅回路にあって
は、前述のように、トランジスタを集積化した場合に他
の素子より形状が大きいから、上記名容量が高周波特性
に影響を与えることとなり、特に接合容量ＣＪｃについ
ては、この増幅量がＡ。
レクタ接合容量 （ハ）コレ°クタ・アース間容量：ｃｃｓＣｃｓ：コレ
クタ基板間容量 ｅ 但し、ＲＬ ：負荷抵抗３．４の値 ｒ−：トランジスタＱ、、Ｑ、のエミッタ抵抗 〔発明が解決しようとする課題〕 しかしながら、このような従来の差動増幅回路にあって
は、前述のように、トランジスタを集積化した場合に他
の素子より形状が大きいから、上記名容量が高周波特性
に影響を与えることとなり、特に接合容量ＣＪｃについ
ては、この増幅量がＡ。
倍の増幅度をもつとき、ＣＪＣが出力から入力への帰還
容量となり、等価的には（１＋Ａ＊ ）ＣＪｃの容量が
単独に入ったようにみえ（ミラー容量となる）、周波数
特性に最も大きな影響を与えている。
容量となり、等価的には（１＋Ａ＊ ）ＣＪｃの容量が
単独に入ったようにみえ（ミラー容量となる）、周波数
特性に最も大きな影響を与えている。
したがって、雑音特性を重視すると、高周波までフラッ
トな伝達特性が得られないという問題点があった。
トな伝達特性が得られないという問題点があった。
ここで、ミラー容量について説明すると、第４図（ａ）
に示すエミッタ接地トランジスタＱ、では、ベース・コ
レクタ間の容量ＣＪＣは等価的にはベース・アース間の
容量として第４図（ｂ）に示すように、（１＋Ａ＊）Ｃ
ＪＣにみえる。なお、６は負荷抵抗である。したがって
、第３図の差動増幅回路において増幅度Ａ、がＡｍ −
１００，２００倍と大きいときは極めて大きなミラー容
量となる。
に示すエミッタ接地トランジスタＱ、では、ベース・コ
レクタ間の容量ＣＪＣは等価的にはベース・アース間の
容量として第４図（ｂ）に示すように、（１＋Ａ＊）Ｃ
ＪＣにみえる。なお、６は負荷抵抗である。したがって
、第３図の差動増幅回路において増幅度Ａ、がＡｍ −
１００，２００倍と大きいときは極めて大きなミラー容
量となる。
一方、コレクタ接合容量ＣＪｃの影響を少なくする方法
として使われて第２の回路もあり、第５図のように示さ
れる。この回路はカスコード接続を差動増幅器に適用し
た広帯域増幅回路であり、トランジスタＱＩ、Ｑ富と抵
抗３．４との間にカスコード接続されたトランジスタＱ
ａ 、Ｑ、をそれぞれ介挿している。この回路では、入
力端子に加わる信号のＡ、′倍の信号がトランジスタＱ
６、Ｑ８のコレクタ側に現れる。トランジスタＱ４、Ｑ
、はベース接地であるから ｒ・ スタＱａ 、Ｑ、のエミッタ抵抗）となる、また、出力
端子から得られる信号利得Ａ、は （１＋ＡＩ ’ ） Ｃａｃ−（１＋１ ） ＣＪＣ”
＝ ２ ＣＪＣ・・・・・・■ となり、第３図に示す回路より低く抑えられる。
として使われて第２の回路もあり、第５図のように示さ
れる。この回路はカスコード接続を差動増幅器に適用し
た広帯域増幅回路であり、トランジスタＱＩ、Ｑ富と抵
抗３．４との間にカスコード接続されたトランジスタＱ
ａ 、Ｑ、をそれぞれ介挿している。この回路では、入
力端子に加わる信号のＡ、′倍の信号がトランジスタＱ
６、Ｑ８のコレクタ側に現れる。トランジスタＱ４、Ｑ
、はベース接地であるから ｒ・ スタＱａ 、Ｑ、のエミッタ抵抗）となる、また、出力
端子から得られる信号利得Ａ、は （１＋ＡＩ ’ ） Ｃａｃ−（１＋１ ） ＣＪＣ”
＝ ２ ＣＪＣ・・・・・・■ となり、第３図に示す回路より低く抑えられる。
しかし、この回路においてもコレクタ接合容量を２倍未
満にすることはできず、より一層の周波数特性を得−る
ためには改善の余地がある。
満にすることはできず、より一層の周波数特性を得−る
ためには改善の余地がある。
そこで本発明は、ミラー容量を極めて小さ（して周波数
特性を向上させることのできる差動増幅回路を提供する
ことを目的としている。
特性を向上させることのできる差動増幅回路を提供する
ことを目的としている。
本発明による電子回路は上記目的達成のため、エミッタ
を共通に接続して差動対を構成し、それぞれのベースに
は入力信号差が入力される第１、第２のトランジスタと
、各エミッタが前記第１、第２のトランジスタのコレク
タにそれぞれ接続され、各コレクタ側は抵抗を介して電
源電圧及び第１、第２の出力端子に接続され、ベースは
それぞれダイオードを介して接地された第３、第４のト
ランジスタと、前記第３、第４のトランジスタのベース
にそれぞれ接続されたエミッタと、電源電圧に接続され
たコレクタを有し、各ベースは、前記第３、第４のトラ
ンジスタのコレクタ側から前記第１、第２のトランジス
タの入力信号と同相でかつ小振幅の出力信号をそれぞれ
受ける第５、第６のトランジスタと、を備え、前記入力
信号と同相でかつ小振幅の出力信号を前記第５、第６の
トランジスタでエミッタホロワ増幅して第３、第４のト
ランジスタをそれぞれ駆動することにより、第１、第２
のトランジスタの利得を少なくとも１未満としてそのミ
ラー容量を小さ（するように構成している。
を共通に接続して差動対を構成し、それぞれのベースに
は入力信号差が入力される第１、第２のトランジスタと
、各エミッタが前記第１、第２のトランジスタのコレク
タにそれぞれ接続され、各コレクタ側は抵抗を介して電
源電圧及び第１、第２の出力端子に接続され、ベースは
それぞれダイオードを介して接地された第３、第４のト
ランジスタと、前記第３、第４のトランジスタのベース
にそれぞれ接続されたエミッタと、電源電圧に接続され
たコレクタを有し、各ベースは、前記第３、第４のトラ
ンジスタのコレクタ側から前記第１、第２のトランジス
タの入力信号と同相でかつ小振幅の出力信号をそれぞれ
受ける第５、第６のトランジスタと、を備え、前記入力
信号と同相でかつ小振幅の出力信号を前記第５、第６の
トランジスタでエミッタホロワ増幅して第３、第４のト
ランジスタをそれぞれ駆動することにより、第１、第２
のトランジスタの利得を少なくとも１未満としてそのミ
ラー容量を小さ（するように構成している。
本発明では、差動対を構成する２つの入力トランジスタ
（第１、第２のトランジスタ）のコレクタ側にそれぞれ
設けられた第３、第４のトランジスタのベースがグラン
ドから離れてバイアスがかかるようになっており、各ベ
ースには入力信号と同相でかつ小振幅の出力信号が第５
、第６のトランジスタに゛よりエミッタホロワ増幅され
てそれぞれ印加される。
（第１、第２のトランジスタ）のコレクタ側にそれぞれ
設けられた第３、第４のトランジスタのベースがグラン
ドから離れてバイアスがかかるようになっており、各ベ
ースには入力信号と同相でかつ小振幅の出力信号が第５
、第６のトランジスタに゛よりエミッタホロワ増幅され
てそれぞれ印加される。
したがって、２つの入力トランジスタの利得が少なくと
も１未満となって、そのミラー容量が極めて小さくなり
、周波数特性が向上する。
も１未満となって、そのミラー容量が極めて小さくなり
、周波数特性が向上する。
以下、本発明を図面に基づいて説明する。
第１．２図は本発明に係る電子回路の一実施例を示す図
である０本実施例の説明に当たり、従来例と同一構成部
分には同一番号を符す、まず、構成を説明する。第１図
において、差動入力のトランジスタＱＩ、Ｃｈ（第１、
第２のトランジスタに相当）のコレクタ側にはそれぞれ
トランジスタＱ＝、Ｑｔ（第３、第４のトランジスタに
相当）が介挿され、トランジスタＱ、 ＳＱ、のコレク
タ側はそれぞれ抵抗１１．１２および抵抗１３．１４を
介して電源ＶＣＣに接続され、トランジスタＱ、 、Ｑ
。
である０本実施例の説明に当たり、従来例と同一構成部
分には同一番号を符す、まず、構成を説明する。第１図
において、差動入力のトランジスタＱＩ、Ｃｈ（第１、
第２のトランジスタに相当）のコレクタ側にはそれぞれ
トランジスタＱ＝、Ｑｔ（第３、第４のトランジスタに
相当）が介挿され、トランジスタＱ、 ＳＱ、のコレク
タ側はそれぞれ抵抗１１．１２および抵抗１３．１４を
介して電源ＶＣＣに接続され、トランジスタＱ、 、Ｑ
。
のコレクタから出力信号が取り出される。また、トラン
ジスタＱ、のベースにはバイアスを安定させるためのダ
イオードＤ＋、Ｄｚが接続されるとともに、抵抗１５を
介してトランジスタＱｓ （第５のトランジスタに相
当）のエミッタが接続される。
ジスタＱ、のベースにはバイアスを安定させるためのダ
イオードＤ＋、Ｄｚが接続されるとともに、抵抗１５を
介してトランジスタＱｓ （第５のトランジスタに相
当）のエミッタが接続される。
トランジスタＱ、のベースには抵抗１３．１４の接続点
における入力ｌと同相の信号が印加され、トランジスタ
Ｑ、は該同相信号をエミッタホロワ増幅してトランジス
タＱ、のベースに供給する。なお、１６は抵抗である。
における入力ｌと同相の信号が印加され、トランジスタ
Ｑ、は該同相信号をエミッタホロワ増幅してトランジス
タＱ、のベースに供給する。なお、１６は抵抗である。
一方、トランジスタＱ７のベースにもバイアスを安定さ
せるためのダイオードＤｓ 、Ｄ４が接続されるととも
に、抵抗１７を介してトランジスタＱ、（第６のトラン
ジスタに相当）のエミッタが接続される。トランジスタ
Ｑ、のベースには抵抗１１．１２の接続点における入力
２と同相の信号が印加され、トランジスタＱ９は該同相
信号をエミッタホロワ増幅してトランジスタＱ、のベー
スに供給する。なお、１日は抵抗である。
せるためのダイオードＤｓ 、Ｄ４が接続されるととも
に、抵抗１７を介してトランジスタＱ、（第６のトラン
ジスタに相当）のエミッタが接続される。トランジスタ
Ｑ、のベースには抵抗１１．１２の接続点における入力
２と同相の信号が印加され、トランジスタＱ９は該同相
信号をエミッタホロワ増幅してトランジスタＱ、のベー
スに供給する。なお、１日は抵抗である。
以上の構成において、差動入力が図示の信号波形でトラ
ンジスタＱｓ 、Ｑ、のベースに供給されると、各部の
信号波形は図示のように変化する。゛このとき、入力ｌ
と同相の信号はトランジスタＱ、のコレクタ側に現れ、
この信号は抵抗１３．１４によって分割されトランジス
タＱ、のベースに加えられる。これにより、トランジス
タＱ、が入力１の同相の信号をエミッタホロワ増幅して
トランジスタＱ、のベースに供給することとなる。した
がって、入力１の振幅が大きいときはトランジスタＱ−
に流れる電流が大きく、トランジスタＱ、のコレクタ側
に現れる振幅を入力信号より小さくできる。これは、ト
ランジスタＱ、の増幅度をＡ。
ンジスタＱｓ 、Ｑ、のベースに供給されると、各部の
信号波形は図示のように変化する。゛このとき、入力ｌ
と同相の信号はトランジスタＱ、のコレクタ側に現れ、
この信号は抵抗１３．１４によって分割されトランジス
タＱ、のベースに加えられる。これにより、トランジス
タＱ、が入力１の同相の信号をエミッタホロワ増幅して
トランジスタＱ、のベースに供給することとなる。した
がって、入力１の振幅が大きいときはトランジスタＱ−
に流れる電流が大きく、トランジスタＱ、のコレクタ側
に現れる振幅を入力信号より小さくできる。これは、ト
ランジスタＱ、の増幅度をＡ。
とすると、Ａ、く１となることを意味しており、この現
象はトランジスタＱ！についても同様である。
象はトランジスタＱ！についても同様である。
Ａｏ＜１となることによりミラー容量は（１＋Ａｏ
） ＣＪＣ＜ ２ Ｃｘｃ ・・・・・・■と
なり、第４図に示した従来例の回路よりも格段と小さく
することができる。なお、■式に基づくミラー容量の値
は抵抗１１．１２又は、抵抗１３．１４の抵抗値の選定
により同相帰還信号のレベルを調節することで変えるこ
とができる。一方、出力端子における利得は となり従来と変わらず、低下することはない、その結果
、周波数特性に最も影響を及ぼすコレクタ接合容量ＣＪ
Ｃによるミラー容量の値が小さくなるため、第２図に示
すように高周波帯域まで周波数特性のよい広帯域の差動
増幅回路を得ることができる。なお、第２図中、第１の
従来例とは第３図に示した第１の回路をいい、第２の従
来例とは第５図に示した第２の回路をいう、その結果、
低雑音化を達成して入力トランジスタを大きなパターン
とした場合でも、周波数特性のよい増幅器が実現できる
。
） ＣＪＣ＜ ２ Ｃｘｃ ・・・・・・■と
なり、第４図に示した従来例の回路よりも格段と小さく
することができる。なお、■式に基づくミラー容量の値
は抵抗１１．１２又は、抵抗１３．１４の抵抗値の選定
により同相帰還信号のレベルを調節することで変えるこ
とができる。一方、出力端子における利得は となり従来と変わらず、低下することはない、その結果
、周波数特性に最も影響を及ぼすコレクタ接合容量ＣＪ
Ｃによるミラー容量の値が小さくなるため、第２図に示
すように高周波帯域まで周波数特性のよい広帯域の差動
増幅回路を得ることができる。なお、第２図中、第１の
従来例とは第３図に示した第１の回路をいい、第２の従
来例とは第５図に示した第２の回路をいう、その結果、
低雑音化を達成して入力トランジスタを大きなパターン
とした場合でも、周波数特性のよい増幅器が実現できる
。
本発明によれば、コレクタ接合容量に基づ（ミラー容量
の値を極めて小さくすることができ、周波数特性を格段
と向上させた広帯域の差動増幅回路を得ることができる
。
の値を極めて小さくすることができ、周波数特性を格段
と向上させた広帯域の差動増幅回路を得ることができる
。
第１．２図は本発明に係る電子回路の一実施例を示す図
であり、 第１図はその回路図、 第２図はその周波数特性を示す図、 第３図は従来の差動増幅回路の第１の例を示す回路図、 第４図はミラー容量を説明するための図、第５図は従来
の差動増幅回路の第２の例を示す回路図である。 Ｑ。 ９口 Ｑ。 Ｑ。 Ｑ。 （第１、第２の ・・・・・・トランジスタ トランジスタ） ・・・・・・トランジスタ トランジスタ） ・・・・・・トランジスタ（第５、第６のトランジスタ
） （第３、第４の ５・・・・・・電流源、 １１〜１８・・・・・・抵抗、 Ｄ、、Ｄ、・・・・・・ダイオード。 −勉到ｑ同塵拠降１飢示γ闘 第２図 Ｓ・電涜、沸 １／、１ｇ・為抗・ ＤＩ、 Ｄ２・グイ丁−ド 一莢廠虎ト回外圏 第１図 （α） （シ） 第 図
であり、 第１図はその回路図、 第２図はその周波数特性を示す図、 第３図は従来の差動増幅回路の第１の例を示す回路図、 第４図はミラー容量を説明するための図、第５図は従来
の差動増幅回路の第２の例を示す回路図である。 Ｑ。 ９口 Ｑ。 Ｑ。 Ｑ。 （第１、第２の ・・・・・・トランジスタ トランジスタ） ・・・・・・トランジスタ トランジスタ） ・・・・・・トランジスタ（第５、第６のトランジスタ
） （第３、第４の ５・・・・・・電流源、 １１〜１８・・・・・・抵抗、 Ｄ、、Ｄ、・・・・・・ダイオード。 −勉到ｑ同塵拠降１飢示γ闘 第２図 Ｓ・電涜、沸 １／、１ｇ・為抗・ ＤＩ、 Ｄ２・グイ丁−ド 一莢廠虎ト回外圏 第１図 （α） （シ） 第 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 エミッタを共通に接続して差動対を構成し、それぞれの
ベースには入力信号が入力される第１、第２のトランジ
スタと、 各エミッタが前記第１、第２のトランジスタのコレクタ
にそれぞれ接続され、各コレクタ側は抵抗を介して電源
電圧及び第１、第２の出力端子に接続され、ベースはそ
れぞれダイオードを介して接地された第３、第４のトラ
ンジスタと、 前記第３、第４のトランジスタのベースにそれぞれ接続
されたエミッタと、電源電圧に接続されたコレクタを有
し、各ベースは、前記第３、第４のトランジスタのコレ
クタ側から前記第１、第２のトランジスタの入力信号と
同相でかつ小振幅の出力信号をそれぞれ受ける第５、第
６のトランジスタと、を備え、 前記入力信号と同相でかつ小振幅の出力信号を前記第５
、第６のトランジスタでエミッタホロワ増幅して第３、
第４のトランジスタをそれぞれ駆動することにより、 第１、第２のトランジスタの利得を少なくとも１未満と
してそのミラー容量を小さくするように構成されている
ことを特徴とする電子回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17850788A JPH0227807A (ja) | 1988-07-18 | 1988-07-18 | 電子回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17850788A JPH0227807A (ja) | 1988-07-18 | 1988-07-18 | 電子回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0227807A true JPH0227807A (ja) | 1990-01-30 |
Family
ID=16049676
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17850788A Pending JPH0227807A (ja) | 1988-07-18 | 1988-07-18 | 電子回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0227807A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5453718A (en) * | 1993-09-24 | 1995-09-26 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Differential amplifier for reducing input capacitance without deterorating noise characteristics |
| US6452422B1 (en) | 1999-05-28 | 2002-09-17 | Nec Corporation | Interface circuit and operating method thereof |
| WO2005074126A1 (en) * | 2004-01-29 | 2005-08-11 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Switching cascode driver configuration |
| WO2012137290A1 (ja) * | 2011-04-04 | 2012-10-11 | 三菱電機株式会社 | 帯域可変増幅器 |
-
1988
- 1988-07-18 JP JP17850788A patent/JPH0227807A/ja active Pending
Cited By (5)
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