JPH1132486A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置Info
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- JPH1132486A JPH1132486A JP19926397A JP19926397A JPH1132486A JP H1132486 A JPH1132486 A JP H1132486A JP 19926397 A JP19926397 A JP 19926397A JP 19926397 A JP19926397 A JP 19926397A JP H1132486 A JPH1132486 A JP H1132486A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 コンバータのスイッチングに伴う電流リプル
の影響を受けることなく、応答性がよく、かつ、電流が
歪むことのない電力変換器の制御装置を提供することに
ある。 【解決手段】 交流電源と、交流電源電圧esを直流電圧
に変換する電力変換器とを減流要素を介して接続し、電
力変換器の直流側に直流出力電圧を平滑するフィルタコ
ンデンサとフィルタコンデンサ電圧を電圧源とする負荷
が並列接続される電力変換装置において、電力変換器を
ＰＷＭ制御する電力変換器の制御装置であって、交流電
源電圧esから、電力変換器の目標交流電流Is*が減流要
素に流れた場合に発生する減流要素Ｌの電圧降下分vlを
減じた結果得られる信号ecをもとに電力変換器を構成す
る半導体素子のスイッチングを決定するＰＷＭ変調波
（２１）を発生する。
の影響を受けることなく、応答性がよく、かつ、電流が
歪むことのない電力変換器の制御装置を提供することに
ある。 【解決手段】 交流電源と、交流電源電圧esを直流電圧
に変換する電力変換器とを減流要素を介して接続し、電
力変換器の直流側に直流出力電圧を平滑するフィルタコ
ンデンサとフィルタコンデンサ電圧を電圧源とする負荷
が並列接続される電力変換装置において、電力変換器を
ＰＷＭ制御する電力変換器の制御装置であって、交流電
源電圧esから、電力変換器の目標交流電流Is*が減流要
素に流れた場合に発生する減流要素Ｌの電圧降下分vlを
減じた結果得られる信号ecをもとに電力変換器を構成す
る半導体素子のスイッチングを決定するＰＷＭ変調波
（２１）を発生する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力変換器の制御
装置に係わり、特に、交流を直流に変換するコンバータ
等の電力変換器の制御装置に関する。
装置に係わり、特に、交流を直流に変換するコンバータ
等の電力変換器の制御装置に関する。
【０００２】
【従来技術】単相交流を直流に変換する電力変換器の一
例として、図２に、鉄道車両用コンバータを示す。図２
では、図示していない変電所からの電圧を架線１１およ
び集電装置１を介して変圧器１２に入力し、変圧器１２
によって降圧した電圧esを交流電源とし、インダクタン
ス要素１３を介して交流を直流に変換するコンバータ４
が接続され、コンバータ４の直流側には直流電圧を平滑
するフィルタコンデンサ５とインバータ等の直流電圧を
電源とする負荷が接続されている。なお、インダクタン
ス１３は変圧器１２の漏れインダクタンス等を利用して
もよい。さらに、制御装置８では、フィルタコンデンサ
５の電圧edを電圧検出器９２、変圧器２の電圧esを電圧
検出器９１、コンバータの交流電流isを電流検出器９３
からそれぞれ得て、コンバータ４を駆動するためのＰＷ
Ｍパルスを発生し、このＰＷＭパルスをもとにコンバー
タ４がスイッチングすることによって、交流電流isを正
弦波状に保ちつつ、フィルタコンデンサ５の電圧edを所
定の電圧に制御している。なお、ecはコンバータ４の交
流電圧を表す。このコンバータの交流電流の制御方式と
しては、制御装置８が図３に示す電圧制御器および図４
に示すコンバータ制御器を有し、フィルタコンデンサ５
の電圧edを制御し、かつ、コンバータ交流電流isを正弦
波状に制御するために、図３に示す電圧制御器によっ
て、交流電流の実効値レベルでの指令値Is*を発生し、
このIs*をもとに、図４に示すコンバータ制御器によっ
てコンバータ４を制御する方式が広く知られている。図
３に示す電圧制御器においては、減算器５１によって、
フィルタコンデンサ電圧指令値ed*から電圧手段検出器
９２を介して得たフィルタコンデンサ５の電圧edを減
じ、この結果を電圧制御装置５２に入力し、コンバータ
４の交流電流実効値の指令Is*を得る。一方、図４のコ
ンバータ制御器では、コンバータ４の交流電流実効指令
Is*に、電圧検出器９１によって得た交流電圧esから交
流電圧の電気角θを求める電気角検出器９９によって交
流電圧esの電気角θを検出し、このθに交流電圧との位
相φを加えたθ＋φを正弦波発生装置９８に入力して得
た正弦波ｓｉｎ（θ＋φ）を乗じ、交流電流瞬時指令is
*を得、また、電流検出器９３によって検出した交流電
流の瞬時値isをフィードバックし、、減算器９６によっ
てこの指令値is*と交流電流の瞬時値isとの偏差をと
り、交流電流制御器９５に入力する。さらに、減算器９
４において交流電流制御器９５の出力を交流電圧源esか
ら減じることによって、交流電圧源esをフィードフォワ
ード補償した上で、コンバータ４の変調波を発生し、Ｐ
ＷＭパルス発生装置２１でコンバータを駆動するための
ＰＷＭパルスを発生し、コンバータ４を動作させること
によって、交流電流の瞬時値isを交流電流瞬時指令is*
に一致させると共に、フィルタコンデンサ電圧edが直流
電圧の目標値（指令値）ed*に一致するようにコンバー
タ４を制御する。
例として、図２に、鉄道車両用コンバータを示す。図２
では、図示していない変電所からの電圧を架線１１およ
び集電装置１を介して変圧器１２に入力し、変圧器１２
によって降圧した電圧esを交流電源とし、インダクタン
ス要素１３を介して交流を直流に変換するコンバータ４
が接続され、コンバータ４の直流側には直流電圧を平滑
するフィルタコンデンサ５とインバータ等の直流電圧を
電源とする負荷が接続されている。なお、インダクタン
ス１３は変圧器１２の漏れインダクタンス等を利用して
もよい。さらに、制御装置８では、フィルタコンデンサ
５の電圧edを電圧検出器９２、変圧器２の電圧esを電圧
検出器９１、コンバータの交流電流isを電流検出器９３
からそれぞれ得て、コンバータ４を駆動するためのＰＷ
Ｍパルスを発生し、このＰＷＭパルスをもとにコンバー
タ４がスイッチングすることによって、交流電流isを正
弦波状に保ちつつ、フィルタコンデンサ５の電圧edを所
定の電圧に制御している。なお、ecはコンバータ４の交
流電圧を表す。このコンバータの交流電流の制御方式と
しては、制御装置８が図３に示す電圧制御器および図４
に示すコンバータ制御器を有し、フィルタコンデンサ５
の電圧edを制御し、かつ、コンバータ交流電流isを正弦
波状に制御するために、図３に示す電圧制御器によっ
て、交流電流の実効値レベルでの指令値Is*を発生し、
このIs*をもとに、図４に示すコンバータ制御器によっ
てコンバータ４を制御する方式が広く知られている。図
３に示す電圧制御器においては、減算器５１によって、
フィルタコンデンサ電圧指令値ed*から電圧手段検出器
９２を介して得たフィルタコンデンサ５の電圧edを減
じ、この結果を電圧制御装置５２に入力し、コンバータ
４の交流電流実効値の指令Is*を得る。一方、図４のコ
ンバータ制御器では、コンバータ４の交流電流実効指令
Is*に、電圧検出器９１によって得た交流電圧esから交
流電圧の電気角θを求める電気角検出器９９によって交
流電圧esの電気角θを検出し、このθに交流電圧との位
相φを加えたθ＋φを正弦波発生装置９８に入力して得
た正弦波ｓｉｎ（θ＋φ）を乗じ、交流電流瞬時指令is
*を得、また、電流検出器９３によって検出した交流電
流の瞬時値isをフィードバックし、、減算器９６によっ
てこの指令値is*と交流電流の瞬時値isとの偏差をと
り、交流電流制御器９５に入力する。さらに、減算器９
４において交流電流制御器９５の出力を交流電圧源esか
ら減じることによって、交流電圧源esをフィードフォワ
ード補償した上で、コンバータ４の変調波を発生し、Ｐ
ＷＭパルス発生装置２１でコンバータを駆動するための
ＰＷＭパルスを発生し、コンバータ４を動作させること
によって、交流電流の瞬時値isを交流電流瞬時指令is*
に一致させると共に、フィルタコンデンサ電圧edが直流
電圧の目標値（指令値）ed*に一致するようにコンバー
タ４を制御する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】一般に、指令値への応
答を高めるには、系が安定な範囲でゲインを高くするこ
とが必要となる。ところが、図９の制御系においては、
交流電流の瞬時値isには、コンバータのスイッチングに
伴うリプル成分が含まれている。このため、isのis*に
対する応答を高めるために、交流電流制御器ＡＣＲのゲ
インを高めてしまうと、isのリプル成分がコンバータの
変調波に与える影響が大きくなり、結果として交流電流
isが歪んでしまう。一方、isのリプル成分の影響を小さ
くするために、ゲインを下げてしまうと、追従性が悪く
なり、位相遅れが発生し、力率が低下してしまう。ま
た、交流電圧の瞬時制御においては、理論上、位相遅れ
を零にすることはできない。
答を高めるには、系が安定な範囲でゲインを高くするこ
とが必要となる。ところが、図９の制御系においては、
交流電流の瞬時値isには、コンバータのスイッチングに
伴うリプル成分が含まれている。このため、isのis*に
対する応答を高めるために、交流電流制御器ＡＣＲのゲ
インを高めてしまうと、isのリプル成分がコンバータの
変調波に与える影響が大きくなり、結果として交流電流
isが歪んでしまう。一方、isのリプル成分の影響を小さ
くするために、ゲインを下げてしまうと、追従性が悪く
なり、位相遅れが発生し、力率が低下してしまう。ま
た、交流電圧の瞬時制御においては、理論上、位相遅れ
を零にすることはできない。
【０００４】本発明の課題は、コンバータのスイッチン
グに伴う電流リプルの影響を受けることなく、応答性が
よく、かつ、電流が歪むことのない電力変換器の制御装
置を提供することにある。
グに伴う電流リプルの影響を受けることなく、応答性が
よく、かつ、電流が歪むことのない電力変換器の制御装
置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題は、交流電源電
圧を直流電圧に変換する電力変換器の制御装置であっ
て、交流電源電圧から、電力変換器の目標交流電流が減
流要素に流れた場合に発生する減流要素の電圧降下分を
減じた結果得られる信号をもとに電力変換器を構成する
半導体素子のスイッチングを決定するＰＷＭ変調波を発
生することによって、解決される。また、交流電源電圧
を直流電圧に変換する電力変換器の制御装置であって、
目標交流電流瞬時値指令と減流要素を流れる電流との差
分をとり、この差分が零となるように電力変換器の変調
率を調整する電流制御装置を合わせ持ち、交流電源電圧
から電流制御装置の出力信号を減ずると共に、目標交流
電流が減流要素に流れた場合に発生する減流要素の電圧
降下分を減じた結果得られた信号をもとに電力変換器を
構成する半導体素子のスイッチングを決定するＰＷＭ変
調波を発生することによって、解決される。また、交流
電源電圧を変圧する変圧器を有し、変圧器が少なくとも
２巻線以上の二次巻線からなると共に、二次巻線にそれ
ぞれ電力変換器を接続する場合、当該電力変換器の目標
交流電流が減流要素に流れた場合に発生する減流要素の
電圧降下分に、他の電力変換器の目標交流電流が他の巻
線に流れた場合に発生する相互インダクタンスによる電
圧降下分を加算した信号を生成し、変圧された交流電源
電圧から前記加算した信号を減じた結果得られる信号を
もとに当該電力変換器を構成する半導体素子のスイッチ
ングを決定するＰＷＭ変調波を発生することによって、
解決される。ここで、減流要素は、インダクタンスまた
はインダクタンスおよび抵抗分の合成によって構成され
る。また、減流要素は、変圧器の漏れインダクタンスま
たは漏れインダクタンスおよび巻線の抵抗分の合成によ
って構成される。
圧を直流電圧に変換する電力変換器の制御装置であっ
て、交流電源電圧から、電力変換器の目標交流電流が減
流要素に流れた場合に発生する減流要素の電圧降下分を
減じた結果得られる信号をもとに電力変換器を構成する
半導体素子のスイッチングを決定するＰＷＭ変調波を発
生することによって、解決される。また、交流電源電圧
を直流電圧に変換する電力変換器の制御装置であって、
目標交流電流瞬時値指令と減流要素を流れる電流との差
分をとり、この差分が零となるように電力変換器の変調
率を調整する電流制御装置を合わせ持ち、交流電源電圧
から電流制御装置の出力信号を減ずると共に、目標交流
電流が減流要素に流れた場合に発生する減流要素の電圧
降下分を減じた結果得られた信号をもとに電力変換器を
構成する半導体素子のスイッチングを決定するＰＷＭ変
調波を発生することによって、解決される。また、交流
電源電圧を変圧する変圧器を有し、変圧器が少なくとも
２巻線以上の二次巻線からなると共に、二次巻線にそれ
ぞれ電力変換器を接続する場合、当該電力変換器の目標
交流電流が減流要素に流れた場合に発生する減流要素の
電圧降下分に、他の電力変換器の目標交流電流が他の巻
線に流れた場合に発生する相互インダクタンスによる電
圧降下分を加算した信号を生成し、変圧された交流電源
電圧から前記加算した信号を減じた結果得られる信号を
もとに当該電力変換器を構成する半導体素子のスイッチ
ングを決定するＰＷＭ変調波を発生することによって、
解決される。ここで、減流要素は、インダクタンスまた
はインダクタンスおよび抵抗分の合成によって構成され
る。また、減流要素は、変圧器の漏れインダクタンスま
たは漏れインダクタンスおよび巻線の抵抗分の合成によ
って構成される。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態による電
力変換器の制御装置を構成するコンバータ制御器を示
す。ここで、本実施形態を適用する対象は図２に示すコ
ンバータであり、本実施形態の制御装置は図３に示すフ
ィルタコンデンサ電圧edを制御する電圧制御器を有す
る。図３は、従来技術において述べたように、フィルタ
コンデンサ電圧の指令値ed*と電圧検出器９２から得た
フィルタコンデンサ電圧edとの偏差を減算器５１によっ
て求め、減算器５１の出力を電圧制御器５２に入力し、
コンバータ交流電流の実効値指令Is*を得る。図１に示
すコンバータ制御器は、コンバータ交流電流の実効値指
令Is*をもとに、実効値がIs*に一致し、かつ、交流電圧
esと位相が一致した電流isを得るための制御器である。
図１において、コンバータ交流電流の実効値指令Is*
に、増幅器２４でインダクタンス１３のインダクタンス
成分Ｌと交流電源の角周波数ω（＝２πｆ：ｆは交流電
圧の周波数）を乗じ得た値に、交流電圧esの位相を検出
する位相検出器２３によって検出した電気角θと、交流
電圧esとの位相φの和であるθ＋φをもとに、インダク
タンス成分Ｌは９０0位相進み故、余弦波ｃｏｓ（θ＋
φ）を発生する余弦波発生装置２２の出力を乗算器７２
によって乗じ、この結果すなわちインダクタンス要素１
３の両端に発生する電圧vlを減算器７１において交流電
圧esから減じ、減算器７１の出力（コンバータ４の交流
電圧ec）をＰＷＭパルス発生装置に入力し、コンバータ
４を動作させるＰＷＭパルスを発生させ、コンバータ４
の電流isおよびフィルタコンデンサ電圧edを制御する。
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態による電
力変換器の制御装置を構成するコンバータ制御器を示
す。ここで、本実施形態を適用する対象は図２に示すコ
ンバータであり、本実施形態の制御装置は図３に示すフ
ィルタコンデンサ電圧edを制御する電圧制御器を有す
る。図３は、従来技術において述べたように、フィルタ
コンデンサ電圧の指令値ed*と電圧検出器９２から得た
フィルタコンデンサ電圧edとの偏差を減算器５１によっ
て求め、減算器５１の出力を電圧制御器５２に入力し、
コンバータ交流電流の実効値指令Is*を得る。図１に示
すコンバータ制御器は、コンバータ交流電流の実効値指
令Is*をもとに、実効値がIs*に一致し、かつ、交流電圧
esと位相が一致した電流isを得るための制御器である。
図１において、コンバータ交流電流の実効値指令Is*
に、増幅器２４でインダクタンス１３のインダクタンス
成分Ｌと交流電源の角周波数ω（＝２πｆ：ｆは交流電
圧の周波数）を乗じ得た値に、交流電圧esの位相を検出
する位相検出器２３によって検出した電気角θと、交流
電圧esとの位相φの和であるθ＋φをもとに、インダク
タンス成分Ｌは９０0位相進み故、余弦波ｃｏｓ（θ＋
φ）を発生する余弦波発生装置２２の出力を乗算器７２
によって乗じ、この結果すなわちインダクタンス要素１
３の両端に発生する電圧vlを減算器７１において交流電
圧esから減じ、減算器７１の出力（コンバータ４の交流
電圧ec）をＰＷＭパルス発生装置に入力し、コンバータ
４を動作させるＰＷＭパルスを発生させ、コンバータ４
の電流isおよびフィルタコンデンサ電圧edを制御する。
【０００７】図１および図３の制御系によってコンバー
タを動作させた場合、交流電圧es、コンバータ４の交流
電圧ec、インダクタンス１３の電圧vlの関係は、力行時
には、図５（ａ）、回生時には、図５（ｂ）のような関
係となり、EsがIs*と一致し、かつ、交流電圧esに対す
る位相が力行時は０°、回生時は１８０°である交流電
流Is（Is*と一致）を得ることができる。ただし、図５
は、位相φ＝０の時の一例であり、Esは交流電圧の実効
値、Ecはコンバータの基本波電圧、Is*は交流電流の実
効値指令、jωLIs*はIs*が流れることによって発生する
インダクタンスの電圧降下分である。また、φを適宜変
更することによって、Isの位相を自由に設定することが
できる。図１の制御系では、従来例（図４）のように、
交流電流isのリプル分がフィードバックされることがな
いため、isを歪ませることがなく、isを所定の実効値、
力率に制御することができる。
タを動作させた場合、交流電圧es、コンバータ４の交流
電圧ec、インダクタンス１３の電圧vlの関係は、力行時
には、図５（ａ）、回生時には、図５（ｂ）のような関
係となり、EsがIs*と一致し、かつ、交流電圧esに対す
る位相が力行時は０°、回生時は１８０°である交流電
流Is（Is*と一致）を得ることができる。ただし、図５
は、位相φ＝０の時の一例であり、Esは交流電圧の実効
値、Ecはコンバータの基本波電圧、Is*は交流電流の実
効値指令、jωLIs*はIs*が流れることによって発生する
インダクタンスの電圧降下分である。また、φを適宜変
更することによって、Isの位相を自由に設定することが
できる。図１の制御系では、従来例（図４）のように、
交流電流isのリプル分がフィードバックされることがな
いため、isを歪ませることがなく、isを所定の実効値、
力率に制御することができる。
【０００８】以上の実施形態では、インダクタンス要素
１３のインダクタンス成分のみを考慮して制御を行って
いるが、インダクタンス要素１３の抵抗成分が大きい場
合の例を本発明の他の実施形態として、図６に示す。図
６のコンバータ制御器は、基本的に図１の制御器と同じ
であるが、図１の制御器に加え、正弦波発生装置２８に
よって位相検出器２３の出力θすなわち交流電圧源の電
気角と位相φの和θ＋φをもとにした正弦波を得、この
出力に交流電流実効値指令Is*に増幅器２９によって抵
抗分Ｒを乗じた結果を乗算器７６にて乗じ、加算器３４
によって乗算器７６の出力と図１と同様にして得た乗算
器７２の出力と加え、加算器３４の出力を減算器７３に
よって交流電圧esから減じる。このように、本実施形態
では抵抗分による電圧降下分を考慮した上で、コンバー
タ４のＰＷＭ変調波を得る。この制御器によって位相φ
＝０でコンバータ４を動作させた場合の一例を図７に示
す。コンバータ４の電圧Ec、交流電圧Esとの関係は、図
７のようになり、位相は、力行時には位相０°、回生時
には位相１８０°、実効値は、交流電流実効値指令Is*
に一致した交流電流Is（Is*と一致）を得ることができ
る。なお、図７におけるRIs*は、Is*が流れることによ
って発生する抵抗分Ｒの電圧降下分であり、他の記号に
ついては、図５と同様の記号を用いている。
１３のインダクタンス成分のみを考慮して制御を行って
いるが、インダクタンス要素１３の抵抗成分が大きい場
合の例を本発明の他の実施形態として、図６に示す。図
６のコンバータ制御器は、基本的に図１の制御器と同じ
であるが、図１の制御器に加え、正弦波発生装置２８に
よって位相検出器２３の出力θすなわち交流電圧源の電
気角と位相φの和θ＋φをもとにした正弦波を得、この
出力に交流電流実効値指令Is*に増幅器２９によって抵
抗分Ｒを乗じた結果を乗算器７６にて乗じ、加算器３４
によって乗算器７６の出力と図１と同様にして得た乗算
器７２の出力と加え、加算器３４の出力を減算器７３に
よって交流電圧esから減じる。このように、本実施形態
では抵抗分による電圧降下分を考慮した上で、コンバー
タ４のＰＷＭ変調波を得る。この制御器によって位相φ
＝０でコンバータ４を動作させた場合の一例を図７に示
す。コンバータ４の電圧Ec、交流電圧Esとの関係は、図
７のようになり、位相は、力行時には位相０°、回生時
には位相１８０°、実効値は、交流電流実効値指令Is*
に一致した交流電流Is（Is*と一致）を得ることができ
る。なお、図７におけるRIs*は、Is*が流れることによ
って発生する抵抗分Ｒの電圧降下分であり、他の記号に
ついては、図５と同様の記号を用いている。
【０００９】次に、図８を用いて、本発明の他の実施形
態を説明する。図８において、コンバータの交流電流の
実効値指令Is*に、増幅器３４でインダクタンス要素３
のインダクタンス成分Ｌと交流電源の角周波数ω（＝２
πｆ：ｆは交流電圧の周波数）を乗じ得た値に、交流電
圧esの位相を検出する位相検出器３１によって検出した
電気角θと、交流電圧esとの位相φとの和であるθ＋φ
をもとに余弦波を発生する余弦波発生装置３３の出力を
乗算器８０で乗じ、インダクタンス要素１３の両端に発
生する電圧vlを得る。また、乗算器３９によって、電気
角θと位相φの和であるθ＋φをもとに正弦波を発生す
る正弦波発生装置３０の出力とコンバータの交流電流の
実効値指令Is*とを乗じ、交流電流Isの瞬時指令is*を算
出し、減算器７９によって、瞬時指令is*から電流検出
手段９２を介して得た交流電流の瞬時値isを減じ、電流
制御器３２に入力し、電流制御器３２の出力を減算器７
８によって、交流電圧esから減じ、さらに減算器７７に
よって減算器７８の出力から乗算器８０の出力を減じる
ことによりコンバータ４の変調波を得、ＰＷＭパルス発
生装置２１に入力し、コンバータ４を動作させる。図８
の制御系を用いることによって、例えば、インダクタン
ス要素１３のインダクタンス分Ｌが変動したり、実際の
値と食い違っていたとしても、図１の制御系と同様にコ
ンバータ４の交流電流Isを所定の実効値、力率で制御す
ることができる。本実施形態では、コンバータのスイッ
チングによって発生するリプル成分を含む交流電流の瞬
時値isをフィードバックしているが、インダクタンス要
素１３の電圧分を補償する制御系が別途用いられている
ため、電流制御器３２のゲインを大きく設定する必要が
ないため、交流電流isが歪んでしまったり、位相遅れが
発生することはない。
態を説明する。図８において、コンバータの交流電流の
実効値指令Is*に、増幅器３４でインダクタンス要素３
のインダクタンス成分Ｌと交流電源の角周波数ω（＝２
πｆ：ｆは交流電圧の周波数）を乗じ得た値に、交流電
圧esの位相を検出する位相検出器３１によって検出した
電気角θと、交流電圧esとの位相φとの和であるθ＋φ
をもとに余弦波を発生する余弦波発生装置３３の出力を
乗算器８０で乗じ、インダクタンス要素１３の両端に発
生する電圧vlを得る。また、乗算器３９によって、電気
角θと位相φの和であるθ＋φをもとに正弦波を発生す
る正弦波発生装置３０の出力とコンバータの交流電流の
実効値指令Is*とを乗じ、交流電流Isの瞬時指令is*を算
出し、減算器７９によって、瞬時指令is*から電流検出
手段９２を介して得た交流電流の瞬時値isを減じ、電流
制御器３２に入力し、電流制御器３２の出力を減算器７
８によって、交流電圧esから減じ、さらに減算器７７に
よって減算器７８の出力から乗算器８０の出力を減じる
ことによりコンバータ４の変調波を得、ＰＷＭパルス発
生装置２１に入力し、コンバータ４を動作させる。図８
の制御系を用いることによって、例えば、インダクタン
ス要素１３のインダクタンス分Ｌが変動したり、実際の
値と食い違っていたとしても、図１の制御系と同様にコ
ンバータ４の交流電流Isを所定の実効値、力率で制御す
ることができる。本実施形態では、コンバータのスイッ
チングによって発生するリプル成分を含む交流電流の瞬
時値isをフィードバックしているが、インダクタンス要
素１３の電圧分を補償する制御系が別途用いられている
ため、電流制御器３２のゲインを大きく設定する必要が
ないため、交流電流isが歪んでしまったり、位相遅れが
発生することはない。
【００１０】次に、図９を用いて、本発明の他の実施形
態を説明する。本実施形態は、図８と同様の機能を持
ち、かつ、インダクタンス要素１３の抵抗分を考慮した
構成とする。すなわち、インダクタンス要素１３の抵抗
分Ｒに電流Is*が流れた場合に発生する電圧降下分RIs*
を増幅器４０から得、この電圧降下分RIs*を図８で説明
したインダクタンス要素１３の両端に発生する電圧vlに
加算器８６により加算する系と、瞬時電流isを制御する
電流制御系３５を合わせ持つ。この構成により、本実施
形態では、インダクタンス要素１３のインダクタンス分
Ｌや抵抗分Ｒが変動したり、実際の値と食い違っていた
としても、図８の制御系と同様に、コンバータ４の交流
電流Isを所定の実効値、力率で制御することができる。
本実施形態では、コンバータのスイッチングによって発
生するリプル成分を含む交流電流の瞬時値isをフィード
バックしているが、インダクタンス要素１３の電圧分を
補償する制御系が別途用いられているため、電流制御器
３２のゲインを大きく設定する必要がないため、交流電
流isが歪んでしまったり、位相遅れが発生することはな
い。また、抵抗分の電圧降下分を考慮しているため、図
１、図６、図８の実施形態よりもさらに精度の高い制御
が期待できる。
態を説明する。本実施形態は、図８と同様の機能を持
ち、かつ、インダクタンス要素１３の抵抗分を考慮した
構成とする。すなわち、インダクタンス要素１３の抵抗
分Ｒに電流Is*が流れた場合に発生する電圧降下分RIs*
を増幅器４０から得、この電圧降下分RIs*を図８で説明
したインダクタンス要素１３の両端に発生する電圧vlに
加算器８６により加算する系と、瞬時電流isを制御する
電流制御系３５を合わせ持つ。この構成により、本実施
形態では、インダクタンス要素１３のインダクタンス分
Ｌや抵抗分Ｒが変動したり、実際の値と食い違っていた
としても、図８の制御系と同様に、コンバータ４の交流
電流Isを所定の実効値、力率で制御することができる。
本実施形態では、コンバータのスイッチングによって発
生するリプル成分を含む交流電流の瞬時値isをフィード
バックしているが、インダクタンス要素１３の電圧分を
補償する制御系が別途用いられているため、電流制御器
３２のゲインを大きく設定する必要がないため、交流電
流isが歪んでしまったり、位相遅れが発生することはな
い。また、抵抗分の電圧降下分を考慮しているため、図
１、図６、図８の実施形態よりもさらに精度の高い制御
が期待できる。
【００１１】次に、変圧器１２の二次巻線が複数である
場合について説明する。図１０は、二次巻線が２の場合
を示す。図１０において、変圧器１２の２つの二次巻線
にそれぞれ同様の構成のコンバータ４、コンバータ４ａ
が接続されている。また、コンバータ４ａの装置番号お
よび電流、電圧の記号については対応するコンバータ４
の装置番号および電流、電圧の記号の末尾にａをつけて
ある。変圧器１２の巻線間には、相互インダクタンスが
あり、このインダクタンスの値をＭとすると、コンバー
タ４が動作することによって、コンバータ４が接続され
ている巻線に電流Isが流れると、コンバータ４ａが接続
されている巻線にjωＭIsの電圧降下を発生し、逆に、
コンバータ４ａが動作することによって、コンバータ４
ａが接続されている巻線に電流Isaが流れると、コンバ
ータ４側の接続されている巻線にjωＭIsaの電圧降下を
発生する。このため、巻線の自己インダクタンスＬの電
圧降下分vl=jωＬIsのみを補償しても、指令値通りにis
を制御できなくなってしまう。
場合について説明する。図１０は、二次巻線が２の場合
を示す。図１０において、変圧器１２の２つの二次巻線
にそれぞれ同様の構成のコンバータ４、コンバータ４ａ
が接続されている。また、コンバータ４ａの装置番号お
よび電流、電圧の記号については対応するコンバータ４
の装置番号および電流、電圧の記号の末尾にａをつけて
ある。変圧器１２の巻線間には、相互インダクタンスが
あり、このインダクタンスの値をＭとすると、コンバー
タ４が動作することによって、コンバータ４が接続され
ている巻線に電流Isが流れると、コンバータ４ａが接続
されている巻線にjωＭIsの電圧降下を発生し、逆に、
コンバータ４ａが動作することによって、コンバータ４
ａが接続されている巻線に電流Isaが流れると、コンバ
ータ４側の接続されている巻線にjωＭIsaの電圧降下を
発生する。このため、巻線の自己インダクタンスＬの電
圧降下分vl=jωＬIsのみを補償しても、指令値通りにis
を制御できなくなってしまう。
【００１２】本発明の他の実施形態として、変圧器の二
次巻線に２台のコンバータ４およびコンバータ４ａが接
続されている場合のコンバータ４の電流制御器を図１１
に、コンバータ４ａの電流制御器を図１２に示す。図１
１の電流制御器と図１２の電流制御器は、同一の構造で
あり、図１２の装置番号および電流、電圧の記号につい
ては対応する図１１の装置番号および電流、電圧の記号
の末尾にａをつけてある。図１１では、コンバータ４側
の巻線電流isを指令値通りに制御するため、コンバータ
４ａ側の巻線電流の指令値Isa*をコンバータ４ａの制御
系８ａから得て、ゲインωＭ（ωは、前出のように交流
電源の角周波数、Ｍは、巻線の相互インダクタンス）で
増幅し、相互インダクタンスによる電圧降下の実効値ω
ＭIsa*を得て、加算器１１１ａにおいて、自己インダク
タンスＬによる電圧降下の実効値ωＬIs*に加えたの
ち、余弦波発生装置２２の出力を乗算器７２で乗じ、自
己インダクタンスによる電圧降下jωＬIs*および相互イ
ンダクタンスＭによる電圧降下jωＭIsa*を補償する。
これにより、コンバータ４側の巻線電流isを指令値通り
に制御することが可能となる。同様に、コンバータ４ａ
の制御装置８ａにおいては、コンバータ４の電流指令値
Isをコンバータ４の制御系８から得て、ゲインωＭ（ω
は、前出のように交流電源の角周波数、Ｍは、巻線の相
互インダクタンス）で増幅し、相互インダクタンスによ
る電圧降下の実効値ωＭIs*を得て、加算器１１１ａに
おいて、自己インダクタンスＬによる電圧実効値ωＬIs
a*に加えたのち、余弦波発生装置２２ａの出力を乗算器
７２ａで乗じ、自己インダクタンスによる電圧降下に加
え、相互インダクタンスＭによる電圧降下を補償する。
これにより、コンバータ４ａ側の巻線電流isaを指令値
通りに制御することが可能となる。このように、本実施
形態では、変圧器２の二次巻線が複数である場合には、
自らが電流を制御しようとしている巻線と他の巻線との
相互インダクタンスと他の巻線に流れる電流によって自
らが制御しようとしている巻線に発生する電圧降下分を
考慮することにより、自らが制御しようとしている巻線
の電流を所定の実効値、力率で制御することができる。
次巻線に２台のコンバータ４およびコンバータ４ａが接
続されている場合のコンバータ４の電流制御器を図１１
に、コンバータ４ａの電流制御器を図１２に示す。図１
１の電流制御器と図１２の電流制御器は、同一の構造で
あり、図１２の装置番号および電流、電圧の記号につい
ては対応する図１１の装置番号および電流、電圧の記号
の末尾にａをつけてある。図１１では、コンバータ４側
の巻線電流isを指令値通りに制御するため、コンバータ
４ａ側の巻線電流の指令値Isa*をコンバータ４ａの制御
系８ａから得て、ゲインωＭ（ωは、前出のように交流
電源の角周波数、Ｍは、巻線の相互インダクタンス）で
増幅し、相互インダクタンスによる電圧降下の実効値ω
ＭIsa*を得て、加算器１１１ａにおいて、自己インダク
タンスＬによる電圧降下の実効値ωＬIs*に加えたの
ち、余弦波発生装置２２の出力を乗算器７２で乗じ、自
己インダクタンスによる電圧降下jωＬIs*および相互イ
ンダクタンスＭによる電圧降下jωＭIsa*を補償する。
これにより、コンバータ４側の巻線電流isを指令値通り
に制御することが可能となる。同様に、コンバータ４ａ
の制御装置８ａにおいては、コンバータ４の電流指令値
Isをコンバータ４の制御系８から得て、ゲインωＭ（ω
は、前出のように交流電源の角周波数、Ｍは、巻線の相
互インダクタンス）で増幅し、相互インダクタンスによ
る電圧降下の実効値ωＭIs*を得て、加算器１１１ａに
おいて、自己インダクタンスＬによる電圧実効値ωＬIs
a*に加えたのち、余弦波発生装置２２ａの出力を乗算器
７２ａで乗じ、自己インダクタンスによる電圧降下に加
え、相互インダクタンスＭによる電圧降下を補償する。
これにより、コンバータ４ａ側の巻線電流isaを指令値
通りに制御することが可能となる。このように、本実施
形態では、変圧器２の二次巻線が複数である場合には、
自らが電流を制御しようとしている巻線と他の巻線との
相互インダクタンスと他の巻線に流れる電流によって自
らが制御しようとしている巻線に発生する電圧降下分を
考慮することにより、自らが制御しようとしている巻線
の電流を所定の実効値、力率で制御することができる。
【００１３】なお、図１１では、コンバータ４の制御系
８において、コンバータ４ａの制御系８ａの発生するIs
a*をもとに相互インダクタンスによる電圧降下分を補償
したが、Isa*の代わりにコンバータ４ａが接続されてい
る巻線の電流isaの実効値Isaをもとに相互インダクタン
スによる電圧降下分を補償してもよい。同様に、コンバ
ータ４ａの制御系８ａにおいても、コンバータ４の制御
系８の発生するIs*の代わりにコンバータ４が接続され
ている巻線の電流isの実効値Isをもとに相互インダクタ
ンスによる電圧降下分を補償してもよい。また、変圧器
１２の二次巻線が２の場合について説明したが、二次巻
線が３以上ある場合についても、同様に各巻線間を相互
インダクタンスおよびこの相互インダクタンスによって
発生する電圧降下を考慮することにより、同様の効果が
得られる。また、この方法は、図６、図８および図９の
制御系にも適用できる。
８において、コンバータ４ａの制御系８ａの発生するIs
a*をもとに相互インダクタンスによる電圧降下分を補償
したが、Isa*の代わりにコンバータ４ａが接続されてい
る巻線の電流isaの実効値Isaをもとに相互インダクタン
スによる電圧降下分を補償してもよい。同様に、コンバ
ータ４ａの制御系８ａにおいても、コンバータ４の制御
系８の発生するIs*の代わりにコンバータ４が接続され
ている巻線の電流isの実効値Isをもとに相互インダクタ
ンスによる電圧降下分を補償してもよい。また、変圧器
１２の二次巻線が２の場合について説明したが、二次巻
線が３以上ある場合についても、同様に各巻線間を相互
インダクタンスおよびこの相互インダクタンスによって
発生する電圧降下を考慮することにより、同様の効果が
得られる。また、この方法は、図６、図８および図９の
制御系にも適用できる。
【００１４】以上、本発明の実施形態として、単相交流
を直流に変換するコンバータを例にとって説明したが、
本発明は、単相交流を直流に変換する電力変換器の制御
のみならず、三相交流を直流に変換する電力変換器の制
御に適用できることは言うまでもない。
を直流に変換するコンバータを例にとって説明したが、
本発明は、単相交流を直流に変換する電力変換器の制御
のみならず、三相交流を直流に変換する電力変換器の制
御に適用できることは言うまでもない。
【００１５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
コンバータのスイッチングに伴う電流リプルの影響を受
けることなく、電流の実効値、力率を制御することがで
きるので、応答性よく、かつ、歪むことなく、交流電流
を制御することができる。
コンバータのスイッチングに伴う電流リプルの影響を受
けることなく、電流の実効値、力率を制御することがで
きるので、応答性よく、かつ、歪むことなく、交流電流
を制御することができる。
【図１】本発明の一実施形態による電力変換器の制御装
置を構成するコンバータ制御器
置を構成するコンバータ制御器
【図２】単相交流を直流に変換する電力変換器の一例を
示す構成図
示す構成図
【図３】従来の電圧制御器
【図４】従来のコンバータ制御器
【図５】本発明による電力変換器の動作を説明するため
のベクトル図
のベクトル図
【図６】本発明の他の実施形態を示す構成図
【図７】本発明による電力変換器の動作を説明するため
のベクトル図
のベクトル図
【図８】本発明の他の実施形態を示す構成図
【図９】本発明の他の実施形態を示す構成図
【図１０】変圧器に２つの二次巻線を有する場合の単相
交流を直流に変換する電力変換器の構成図
交流を直流に変換する電力変換器の構成図
【図１１】本発明の他の実施形態を示す構成図
【図１２】本発明の他の実施形態を示す構成図
１…集電器 ４…コンバータ ５…フィルタコンデ
ンサ ６…直流負荷 ８…コンバータの制御装置 １１…交流架線 １２
…変圧器 １３…減流要素 ２１…ＰＷＭパルス発
生装置 ２２，３３，３８…余弦波発生装置 ２３，３１，３７…電気角検出器 ２４，３４，３
９，４０，２４１…増幅器 ２８，３０，３６…正弦
波発生装置 ３２，３５…電流制御装置 ３４，５１，７１，７６，７７，７８，７９，８１，８
２，８４，８６，１１１…加算器 ２９，３９，７
２，８０，８５，８７…乗算器 ５２…電圧制御装置
９１，９３…電圧検出器 ９２…電流検出器
ンサ ６…直流負荷 ８…コンバータの制御装置 １１…交流架線 １２
…変圧器 １３…減流要素 ２１…ＰＷＭパルス発
生装置 ２２，３３，３８…余弦波発生装置 ２３，３１，３７…電気角検出器 ２４，３４，３
９，４０，２４１…増幅器 ２８，３０，３６…正弦
波発生装置 ３２，３５…電流制御装置 ３４，５１，７１，７６，７７，７８，７９，８１，８
２，８４，８６，１１１…加算器 ２９，３９，７
２，８０，８５，８７…乗算器 ５２…電圧制御装置
９１，９３…電圧検出器 ９２…電流検出器
Claims (5)
- 【請求項１】 交流電源と、半導体素子によって構成さ
れ、前記交流電源電圧を直流電圧に変換する電力変換器
とを減流要素を介して接続し、前記電力変換器の直流側
に直流出力電圧を平滑するフィルタコンデンサと前記フ
ィルタコンデンサ電圧を電圧源とする負荷が並列接続さ
れる電力変換装置において、前記電力変換器をＰＷＭ制
御する電力変換器の制御装置であって、前記交流電源電
圧から、前記電力変換器の目標交流電流が前記減流要素
に流れた場合に発生する前記減流要素の電圧降下分を減
じた結果得られる信号をもとに前記電力変換器を構成す
る前記半導体素子のスイッチングを決定するＰＷＭ変調
波を発生することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項２】 交流電源と、半導体素子によって構成さ
れ、前記交流電源電圧を直流電圧に変換する電力変換器
とを減流要素を介して接続し、前記電力変換器の直流側
に直流出力電圧を平滑するフィルタコンデンサと前記フ
ィルタコンデンサ電圧を電圧源とする負荷が並列接続さ
れる電力変換装置において、前記電力変換器をＰＷＭ制
御する電力変換器の制御装置であって、目標交流電流瞬
時値指令と前記減流要素を流れる電流との差分をとり、
この差分が零となるように前記電力変換器の変調率を調
整する電流制御装置を合わせ持ち、前記交流電源電圧か
ら前記電流制御装置の出力信号を減ずると共に、目標交
流電流が前記減流要素に流れた場合に発生する前記減流
要素の電圧降下分を減じた結果得られた信号をもとに前
記電力変換器を構成する前記半導体素子のスイッチング
を決定するＰＷＭ変調波を発生することを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２において、前記
交流電源電圧を変圧する変圧器を有し、前記変圧器は少
なくとも２巻線以上の二次巻線からなると共に、前記二
次巻線にそれぞれ電力変換器を接続し、当該電力変換器
の目標交流電流が前記減流要素に流れた場合に発生する
前記減流要素の電圧降下分に、他の電力変換器の目標交
流電流が他の巻線に流れた場合に発生する相互インダク
タンスによる電圧降下分を加算した信号を生成し、前記
変圧された交流電源電圧から前記加算した信号を減じた
結果得られる信号をもとに当該電力変換器を構成する前
記半導体素子のスイッチングを決定するＰＷＭ変調波を
発生することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項４】 請求項１から請求項３のいずれかにおい
て、前記減流要素は、インダクタンスまたはインダクタ
ンスおよび抵抗分の合成によって構成されることを特徴
とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項５】 請求項１から請求項３のいずれかにおい
て、交流電圧は変圧器の二次電圧であって、前記減流要
素は、前記変圧器の漏れインダクタンスまたは漏れイン
ダクタンスおよび巻線の抵抗分の合成によって構成され
ることを特徴とする電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19926397A JPH1132486A (ja) | 1997-07-09 | 1997-07-09 | 電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19926397A JPH1132486A (ja) | 1997-07-09 | 1997-07-09 | 電力変換器の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1132486A true JPH1132486A (ja) | 1999-02-02 |
Family
ID=16404891
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19926397A Pending JPH1132486A (ja) | 1997-07-09 | 1997-07-09 | 電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1132486A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012039834A (ja) * | 2010-08-11 | 2012-02-23 | Central Res Inst Of Electric Power Ind | 配電線電圧降下補償システム |
-
1997
- 1997-07-09 JP JP19926397A patent/JPH1132486A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012039834A (ja) * | 2010-08-11 | 2012-02-23 | Central Res Inst Of Electric Power Ind | 配電線電圧降下補償システム |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Effective date: 20040324 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 |