JPS5828242Y2 - サ−ボ機構 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、自動平衡形の記録計等に用いるパルスモータ
を用いたサーボ機構に関するものである。

一般にパルスモータを用いたサーボ機構にかいては、入
力信号電圧と帰還電圧との偏差の大きさに関係なく偏差
が不感帯を越えると、パルスモータはその最大自起動周
波数に近い一定周波数のパルスで駆動されている。

したがって入力がゆっくり変化するときパルスモータは
フルスピード回転と停止を数ステップづつ繰り返すため
、記録計の指針や記録結果に第２図イに示すようなビリ
っきやケバ立ちを生ずる欠点がある。

またノイズ電圧が不感帯を越えるとパルスモータがフル
スピードで回転するため、パルスモータの軸がノイズで
ビリつきやすい欠点がある。

渣たこのような欠点を除去するために従来、１個の電圧
制御可変周波発振器を用い偏差電圧の絶対値に比例した
周波数のパルス出力を得ζこのパルス出力を偏差の極性
に応じて制御されるゲートを介してパルスモータ駆動回
路に加えるようにしたものがある。

ところが、電圧制御可変周波発振器は回路構成が複雑で
、可変周波数範囲を広くとれず特に超低周波数を安定に
出力させることが困難であるため、入力信号がゆっくり
変化するときの動作が不安定になる場合があり、捷た偏
差の絶対値を取り出すための絶対値検出回路や偏差の極
性を判別するための２（ＶＡの比較器およびその出力で
制御される２ｓ１のゲート回路等が必要となり全体構成
が複雑になる欠点がある。

本考案の目的は、入力がゆっくり変化するときでも動作
が安定で、しかも全体構成の簡単なパルスモータを用い
たサーボ機構を実現するにある。

第１図は本考案サーボ機構の一実施例を示すブロック線
図である。

図に訃いて、１は入力信号電圧Ｅｉが加わる端子、２は
帰還電圧Ｅｆを発生する回路、３は入力信号電圧Ｅｉと
帰還電圧Ｅｆを比較しその偏差を増幅する比較増幅器、
４（ｒｉ比較増幅器出力Ｅａをその極性釦よび大きさに
対応した定電流特性を持った２つの電流ｉ １ ＞ｉ２
に変換する２個のベース接地トランジスタを用いた電圧
電流変換器、５，６は各々電圧電流変換器４の出力電流
１１）ｉ２の大きさに対応した周波数ｆ１．ｆ２のパル
ス出力を生ずるユニジャンクショントランジスタを用い
たパルス発振器、７はパルスモータ駆動回路で、パルス
発振器５または６からのパルス出力に応じてパルスモー
タ８を正転または逆転させるものである。

パルスモータ８の回転量は帰還電圧発生回路２に加えら
れ、その回転量に応じた帰還電圧Ｅｆを発生させる。

このように構成した本考案サーボ機構において、入力信
号電圧Ｅｉが帰還電圧Ｅｆより小さく、偏差εが負で比
較増幅器出力Ｅａが負になると、電圧電流変換器４が定
電流特性の電流１１を生じ、パルス発振器５が発振を開
始し、偏差εに対応した周波数ｆ１なるパルスをパルス
モータ駆動回路７に加えパルスモータ８を逆転させる。

その結果帰還電圧Ｅｆが小さくなり入力信号電圧Ｅｉと
平衡すると、パルス発振器５が発振を停止し、パルスモ
ータ８は回転を止める。

次に入力信号電圧Ｅｉが帰還電圧Ｅｆより大きく比較増
幅器出力Ｅａが正になり、電圧電流変換器４が定電流特
性の電流１２を生じパルス発振器６が発振を始め、偏差
εに対応した周波数ｆ２なるパルスをパルスモータ駆動
回路７に加えると、パルスモータ８が正転する。

それにともない帰還電圧Ｅｆが増大して入力信号電圧Ｅ
ｉと平衡すると、パルス発振器６が発振を停止し、パル
スモータ８は回転を止める。

このようにパルスモータ８の駆動周波数を偏差に対応さ
せているので、入力がゆっくり変化する場合でも第２図
口に示すように記録計の指針や記録結果のビリつきやケ
バ立ちを除くことができる。

またノイズ電圧が不感帯を越えてもその大きさが大きく
なければパルスモータの駆動周波数が低いので、パルス
モータ８の軸のビリつきが少なくなり、ノイズに対して
強くなる。

そのうえ比例帯があるのでループゲインを高くすること
ができ、最小検出感度を高くすることができる。

また偏差電圧をその極性および大きさに対応した定電流
特性の２つの電流に変換する２個のベース接地トランジ
スタを用いた電圧電流変換器と、回路構成が簡単で、可
変周波数範囲が広く超低周波数でも安定に出力するユニ
ジャンクショントランジスタを用いた２個の発振器とを
組合せているので、入力信号がゆっくり変化するときで
も動作が安定で、しかも全体構成を簡単にできる。

その具体的な構成が第３図に示されている。

第３図は本考案サーボ機構の具体的な一実施例を示す接
続図である。

図において、Ｒ８は例えば２４Ｖの直流電源で、このサ
ーボ機構にむける唯一の電源である。

Ｑ １ｔｒｉ ）ランジスタで、ツェナーダイオードＤ
２１と共にコモンラインｌに例えば１２Ｖの安定な電圧
Ｅ８を与えるレギュレータ回路を構成している。

帰還電圧Ｅｆを発生する回路２／／′ｉ磁気平衡式の変
位電気変換器からなるものが例示されている。

すなわち、励磁コイルｗｂと検出コイルＷｄおよび帰還
コイルＷｆが各々巻回された例えば第４図に示す如き形
状の可飽和鉄心Ｔの中央空隙内に変位可能なように配置
された可動永久磁石Ｍを有しており、可動永久磁石Ｍの
回転軸はパルスモータ８の回転軸に連結されている。

可動永久磁石Ｍによる磁束φｍと帰還コイルＷｆに流れ
る電流により生ずる磁束φｆとの間に差Ａφがあると、
検出コイルＷｄに交流電圧が誘起する。

この電圧はトランジスタＱ２．Ｑ３で増幅され、その半
波交流の出力電流ｉｅが励磁コイルｗｂに正帰還される
ので、検出コイルＷｄとコンデンサＣ１の同調回路の定
数で決渣る周波数（約２ ＫＨｚ ）で自励発振し、発
振増幅回路を構成する。

この発振増幅回路出力は整流平滑された後トランジスタ
Ｑ４ 、Ｑ５で増幅付勢され直流出力電流Ｉｏとなる。

出力電流■ｏ／ｌ′ｉ前記磁束の差Ａφが小さくなるよ
うに帰還コイルＷｆに供給される。

この発振増幅回路の利得は充分に大きいので、磁束の差
ｌφは実質的に零となり磁束φｍとφｆとが平、衡する
。

したがって出力電流Ｉｏは可動永久磁石Ｍの変位量に正
確に対応したものとなる。

この出力電流ＩＯが負荷抵抗ＲＬに流れコモンラインｌ
を基準とした帰還電圧Ｅｆを発生する。

このように帰還電圧発生回路２を磁気平衡式の変位電気
変換器を用いて構成した場合には、可動部に永久磁石を
用いることができ、変換器全体を非接触化できるととも
に極めて安定にできるので、信頼性の高い帰還電圧発生
回路が得られる。

また上述の如く自励発振増幅回路を用いて変位電気変換
器を構成する場合には、別個に交流電源あるいは発振器
等を必要とせず全体構成が極めて簡単にできる利点があ
り、サーボ機構を単一の直流電源で動作させる場合に好
適である。

比較増幅器３は、差動入力の演算増幅器ＯＰと、抵抗Ｒ
３〜Ｒ６と、入力フィルタＦを構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２
とコンデンサＣ２および分圧抵抗Ｒ７，Ｒ８からなって
いる。

演算増幅器ＯＰは入力信号電圧Ｅｉを入力フィルタＦお
よび抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して差動回路で受けている。

ｌた演算増幅器ＯＰの一方の入力端子（ト）には抵抗Ｒ
６を介してコモンラインｌを基準とした帰還電圧Ｅｆが
与えられ、他方の入力端子（ハ）にはコモンラインｌを
基準とした出力電圧Ｅａを分圧抵抗Ｒ７，Ｒ８で分圧し
た電圧が抵抗Ｒ５を介して負帰還されて、演算増幅器０
ＰＩｌ−ｉコモンラインｌの電位ＥＢを基準レベルとし
て動作するようになっている。

したがってその電源端子に加わる直流電源Ｅ８の２４Ｖ
とＯ■の点が基準レベルＥＢに対して正と負の電位とな
り、演算増幅器ＯＰを動作させるに必要な正、負の電源
を直流電源Ｅ より得ている。

このようにして本実施例では、一般に正と負の二重源を
必要とする演算増幅器を単一の直流電源Ｅ８だけで駆動
できるようにして、電源回路の構成を簡単化している。

この演算増幅器ＯＰの出力端には次式に示す如きコモン
ラインｌを基準とした出力電圧Ｅａが得られる。

ａ Ｋ（（Ｅｉ＋ＥＣＭ）−Ｅｆ−ＥＯＭ） Ｋ（Ｅｉ−Ｅｆ） ・・・・・・（１
）但し％ Ｅ ＣＭ ：入力信号電圧Ｅｉの（→側とア
ース間のコモンモードノイズ、 Ｒ１＋Ｒ３＝Ｒ２＋Ｒ４二Ｒ５＝Ｒ６＝ＲＲ６）ＲＬ （１）式においては、ＥｃＭＯ項を含んでいないのでコ
モンモードノイズの影響が除去でき、しかも入力信号電
圧ＥｉがＯ■から浮いていてもその影響があられれない
ため、演算増幅器ＯＰは任意のレベルの入力信号電圧Ｅ
ｉを受けることができる。

この比較増幅器出力Ｅａが電圧電流変換回路４に加えら
れる。

電圧電流変換回路４は、電圧電流変換抵抗Ｒ０、ベース
接地トランジスタＱ６．Ｑ７、レベルシフト用トランジ
スタＱ８それに抵抗Ｒ１０、Ｒ１□からなっている。

トランジスタＱ６′＊たはＱ７のエミッタには比較増幅
器出力Ｅａを電圧電流変換抵抗Ｒ０で割った値の電流が
溝れる。

トランジスタＱ６．Ｑｌ；ｊベース接地回路を構成して
いるので、そのコレクタ電流はほぼエミッタ電流に等し
い定電流特性となる。

ところでトランジスタＱ６゜Ｑ７のエミッタベース間に
は電圧ＶＢＥ□ｔＶＢＥ２が存在するので、比較増幅器
出力Ｅａがこれらの値を越えないとコレクタに出力電流
を生じない。

このベース・エミッタ間電圧がサーボ機構の不感帯を与
える。

い１比較増幅器出力Ｅａがコモンラインｌに対して正で
ＶＲＷＩを越えるとトランジスタＱ６のエミッタには なる電流ｉａ が流れ、 これにほぼ等しい コレクタ 電流１２が生 ずる。

一方比較増幅器出力Ｅａがコモンラインｌに対して負で
ＶＢＥ２を越えると、トランジスタＱ７のエミッタに なる電流ｉａが流 れ、これにほぼ等しいコレクタ電流が抵抗Ｒ１ｏに流れ
る。

トランジスタＱ７とレベルシフト用のトランジスタＱＢ
のｈｆｅ が非常に大きく、それぞれのベース電流を零
と考えれば、トランジスタＱ８のコレクタ電流１１は次
式の如くなる。

但し、 ＢＥ３ ：トランジスタＱ８のベース・エ ミッタ間電圧、 したがって、抵抗Ｒ１（ＭＲＩ□Ｏ比を調整することに
より、比較増幅器出力Ｅｇの正の飽和値における電流１
２と負の飽和値における電流１１を等しくすることがで
きる。

電圧電流変換器４は比較増幅器出力Ｅａの極性および大
きさに比例した定電流特性の２つの電流ｊ１）ｉ２を得
ることができる。

そして電流１１ｔ１２の値は抵抗Ｒ０の値により調整す
ることができる。

この２つの定電流特性の電流ｊｌ）１２はそれぞれパル
ス発振器５または６に加えられる。

パルス発振器５．６Ｆ′ｉユニジャンクショントランジ
スタ（以下ＵＪＴという）を用いた同じ構成のものであ
る。

パルス発振器５（６）はＵＪＴＱ９（Ｑ１０）の工□ツ
タに接続されたコンデンサＣ３（Ｃ４）が電流１１（ｉ
２）で充電され、その端子電圧がＵＪＴのピーク点電圧
■Ｐ１（ｖＰ２）に達すると、ＵＪＴがオンとなりコン
デンサに貯えられていた電荷が抵抗Ｒ１２（Ｒ１３）を
介して放電し、抵抗Ｒ１゜（Ｒ１３）に第３図に示す如
き正のパルス電圧を生ずる。

コンデンサが放電するとＵＪＴが再びオフとなり、コン
デンサが再び充電され上述の動作を繰り返し、電流１１
（ｉ２）の大きさに比例した繰り返し周波数ｆ１（ｆ２
）なる弛張発振を行う。

そして電流ｉ□、１２は定電流特性であるので、コンデ
ンサの充放電による大幅な電圧の変化に対しても電流１
１ｊ１２は変化しない。

したがってパルス発振器５，６の発振周波数ｆｌ、ｆ２
Ｇ’ｉ比較増幅器出力Ｅａの大きさにほぼ比例し、次式
の如くなる。

但し、■Ｄ４．■Ｄ５：ＵＪＴの工□ツタ・ベース間ダ
イオードの接触電位 このパルス発振器５，６の周波数ｆ１．ｆ２なるパルス
出力がパルスモータ駆動回路７に加えられる。

このようにユニジャンクショントランジスタを用いた２
個の発振器を電圧電流変換器の２つの電流出力で駆動し
ているので、３個のトランジスタと２（固のユニジャン
クショントランジスタ訃よび若干数の抵抗、コンデンサ
を用いるだけの非常に簡単な構成で可変周波数のパルス
出力を得ることができる。

パルスモータ駆動回路′７は、パルス発振器５０周波数
ｆ１なるパルス出力を受けるとそのパルス数に同期して
４相２励磁方式のパルスモータ８を逆回転させ、パルス
発振器６の周波数ｆ２に対しては正回転させる。

パルスモータ８の４相を励磁するのには４組のモードを
必要とする。

その真理値表を示すと次の通りである。

これら４相を励磁する４組のモードに２ビツトのレベル
信号ｑｌ、ｑ２を対応させると、その論理式は次式の如
くなる。

ａ＝ｑ１ｑ２＋ｑｌｑ２＝ｃ ｂ＝ｑ”（１２＋ｑ”（１２＝ｄ ・・・・・
・（４）Ｃ：ｑ１ｑ２＋ｑｌｑ２：ａ ｄ＝ｑｌｑ２＋ｑ１ｑ２＝ｂ パルスモータ正転の励磁モードはＩ→■→■→■→■の
順に変化する。

よってレベル信号ｑ２の桁上げをレベル信号ｑ１のレベ
ルが１から０（１→０）の状態へ変化するときに行う。

また逆転の励磁モードはＩ→■→■→■→Ｉの順に変化
するから、レベル信号ｑ２の桁げをレベル信号ｑ１のレ
ベルがＯから１（０→１）の状態へ変化するときに行う
。

これらの論理回路を本実施例では、２パツケージの２人
力４ナンドゲー）Ａ２゜Ａ４と、各１パツケージのオー
プンコレクタ出力２入カナンドゲートＡ５とＪＫフリッ
プ７０ツブＡ３で構成したものが例示されている。

これら各回路のタイミングチャートを第５図に示しであ
る。

なおパルスモータ駆動回路７の論理回路の構成は、必要
に応じてその他の種々の構成のものを用いることができ
る。

そしてパルス発振器５，６がＵＪＴを用いて構成され正
のパルス出力を生ずるため、論理回路を駆動するのに好
都合である。

以上説明したように本考案では、パルスモータの駆動周
波数を偏差に対応させるのに、偏差電圧をその極性およ
び大きさに対応した定電流特性の２つの電流に変換する
２個のベース接地トランジスタを用いた電圧電流変換器
と、ユニジャンクショントランジスタを用いた２個のパ
ルス発振器との組合せで得ているので、人力信号がゆっ
くり変化するときでも動作が安定で、また不感帯が２個
のベース接地トランジスタのペース・エミッタ間電圧で
決筐り安定で、しかも全体構成の簡単なパルスモータを
用いたサーボ機構を実現することかで・きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案サーボ機構の一実施例を示すブロック線
図、第２図はその動作説明図、第３図は本考案サーボ機
構の具体的な構成め一実施例を示す接続図、第４図は本
考案サーボ機構に用いる変位電気変換器の一例を示す構
成説明図、第５図は第３図実施例サーボ機構のタイミン
グチャートである。 １・・・・・・入力信号電圧Ｅｉが加わる端子、２・・
・・・・帰還電圧Ｅｆを発生する回路、３・・・・・・
比較増幅器、４・・・・・・電圧電流変換器、５，６・
・・・・・パルス発振器、７・・・・・・パルスモータ
駆動回路、８・・・・・・ノζルスモータ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 入力信号電圧と帰還電圧とを比較増幅する増幅器と、こ
   の比較増幅器出力電圧が抵抗を介して共通にエミッタに
   加えられる２個のベース接地トランジスタを有し、比較
   増幅器出力電圧の極性および大きさに対応した２つの定
   電流特性の電流に変換する電圧電流変換器と、この電圧
   電流変換器の２つの電流出力に各々対応した周波数のパ
   ルス出力を生ずるユニジャンクショントランジスタラ用
   いた２個の発振器と、これら２個の発振器からのパルス
   出力に応じてパルスモータを正転筐たは逆転させるパル
   スモータ駆動回路と、前記パルスモータの回転に応じて
   帰還電圧を発生する回路とを有してなるサーボ機構。