JPS5832035B2 - 抵抗溶接機の定電流制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は抵抗溶接機の定電流制御装置、特に溶接電流の
実効値を常に一定にすることによって良好な溶接品質を
得ることの出来る抵抗溶接機の改良された定電流制御装
置に関するものである。

抵抗溶接機においては、電源電圧の変動あるいは溶接機
二次インピーダンスの変化（被溶接物の挿入深さによる
インダクタンスの変化及び加圧力、板厚、重ね枚数、ケ
ーブルの温度上昇等の変化による抵抗の変化など）によ
り溶接電流が変化する。

この溶接電流の変化は電極の溶着あるいは溶接部のパリ
や溶接はがれを生じさせ、溶接品質を著しく低下させる
。

従来の溶接機では、前述した溶接電流の実効値を一定き
する為に定電流装置が設けられていた。

従来の定電流装置は、溶接初期における突入溶接電流を
防止する為に初期電流を抑制し、又、溶接時の電流変動
を防止する為に帰還回路が設けられていた。

通常の場合、初期電流抑制はスロープ電圧発生器により
初期溶接電流を所定時間抑制することにより行なわれ、
又、帰還回路としては比例制御系を含む自動制御同格が
用いられていた。

しかしながら、従来の溶接電流制御装置では、前述した
初期電流抑制の為のスロープ制御を必要としているの＝
で、溶接電流設定値を変更する為にはその都度スロープ
電圧を対応変化させる必要があり設定値変更が容易でな
く、又、短時間溶接、バールセーション溶接あるいはシ
ーム溶接などの溶接電流初期立上り部分を主として利用
する溶接方法に対しては十分な溶接電流を得ることが出
来ないという欠点があった。

更に、比例制御系による溶接電流制御は残留未制御分（
オフセット）を除去することが出来ず、溶接電流の変動
を正確に補償することが出来ないという欠点があった。

更に、従来の制御系では帰還ループ開始時の増幅度が変
化する非直線性を有する為、帰還速度を速くすると、溶
接電流増大時に制御系が発振を起しやすくなり、帰還速
度が一定値以下に抑制され、溶接条件に制限が加えられ
るという欠点があり、パルセーション溶接、シーム溶接
あるいは３〜５サイクルの短時間に行なわれる溶接が不
可能となるなどの欠点があった。

本発明では上記従来の課題に鑑みなされたものであり、
その目的は電源電圧の変動その他の外乱による溶接電流
の変動を補償することによって溶接時に常に一定の溶接
電流実効値を得ることの出来る改良された定電流制御装
置を得ることにある。

上記目的を達成する為に、本発明に係る定電流制御装置
は電源電圧と同期して溶接電流と基準値との比較を行な
い従来装置における溶接初期の突入電流を防止するスロ
ープ制御を必要とすることのない定電流装置を得たこと
を特徴とし、又、本発明によれば溶接時における制御系
を積分制御とすることによってきわめて良好な電流制御
特性を得たことを特徴とする。

本発明によれば、溶接初期においても十分な溶接電流を
得ることが出来、パルセーション溶接、シーム溶接その
他短時間溶接にも十分利用することの出来る電源装置を
提供することが出来、又、溶接時における残留未制御分
を除去し、きわめて良好な溶接電流を得ることが可能と
なる。

以下図面に基づいて本発明の好適な実線例を詳細に説明
する。

第１図には本発明に係る定電流制御装置の概略がブロッ
ク図で示されている。

溶接機の溶接電流は溶接電流検出器１により検出される
。

溶接電流検出器１は溶接機トランスの一次あるいは二次
側に設けられた変流器又はトロイダルコイルからなり、
検出器１の出力・′、」整流器２によって溶接電流が全
波整流される。

検出器１としてトロイダルコイルが用いられた場合、そ
の検出出力は溶接電流の微分出力となるので、整流器２
は微分出力をいったん積分回路に供給し、溶接電流に比
例した出力に変換した後、全波整流作用を行なう。

又、トロイダルコイル検出器１の出力はその微分出力を
そのまま全波整流した後に、ＲＣ積分回路にて溶接電流
の実効値にほぼ比例した電圧に変換することも可能であ
る。

整流器２の溶接電流実効値出力は基準電圧発生器３の溶
接電流基準値出力と共に比較差動増幅器４に供給される
。

比較差動増幅器４は溶接電流検出値と基準値とを比較し
てその比較出力を移相パルス発生器５に送り、溶接電流
制御素子６への出力パルス位相を制御する。

溶接電流制御素子６はサイリスク又はイグナイトロンな
どからなり、比較差動増幅器４の比較出力電圧によって
制御素子６のゲート入力電圧が変化し、溶接電流の変動
に応じて制御素子６が電流補償制御を行ない、溶接電流
を一定値に保つ。

又、本発明によれば移相パルス発生器５の入力電圧と制
御される溶接電流とを時間遅れなくほぼ一定の比例関係
に保つことが出来、その増幅量を一定とすることが出来
るので、基準電圧発生器３の基準電圧を変化した場合に
おいても制御系を常に安定に保持することが可能となる
。

本発明は溶接初期における突入電流を除去する為に電源
電圧波形と同期した溶接開始及び終了指令信号を比較差
動増幅器４及び移相パルス発生器５に供給する同期信号
発生器７が設けられている。

この同期信号発生器７は電源電圧波形を零クロス検出回
路に入力して溶接開始同期信号を得、又、溶接タイマに
よって溶接終了信号を得ることが出来る。

以上のように、本発明によれば、同期信号発生器７によ
って電源電圧と同期した制御作用を得ることが出来るの
で、突入電流を防止する為のスロープ制御を必要きする
ことがなく、又、この結果、溶接電流の実効値を電源電
圧の変動及び溶接器の二次インピーダンス変化に対して
も一定にすることが出来、簡単な回路構成により確実な
制御を行なうことが出来る。

溶接条件の変動が著しく溶接電流を大幅に増加させんと
する場合、移相パルス発生器５への入力信号値が高くな
るが、実際上、抵抗溶接機はその本体二次側負荷条件（
主としてリアクタンス）により定まる移相角以上に制御
量を増加することが出来ず、これ以上の制御量を必要と
する場合には制御不能となり、本発明においては、この
ような状態では移相パルス発生器５への入力信号が一定
値を越えると外部へ警報を出力するアラーム発生器８が
設けられている。

従って、アラーム発生器８の警報により、溶接電流の制
御が不能であることを知ることが出来る。

以下第１図に示された本発明の制御回路の主要部を従来
の回路と比較しながら説明する。

第２図には溶接電流実効値ｅ２を基準電圧ｅ１と比較演
算する従来回路が示されている。

変流器から得られた溶接電流検出値ｅ ２’はダイオー
ドブリッジＤにより全波整流された後抵抗Ｒ１、Ｒ２及
びコンデンサＣ１からなる積分回路により平滑され、溶
接電流の実効値にほぼ比例した電圧ｅ２に変換さたる。

積分回路は平滑作用と共に、その時定数により制御系の
バンチングを防ぐ為の遅れ特性を提供する。

こうして得られた溶接電流信号ｅ２は基準電圧ｅ１と共
に演算増幅器Ａ１、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ６を含む加算器
に供給され、所望の比較演算が行なわれる。

この従来回路においては、溶接初期における過大な突入
電流を防ぐ為にスロープ制御回路の初期設定電圧ｅ ３
／が抵抗Ｒ５を介して演算増幅器Ａ１に供給されている
。

初期設定電圧ｅ ３’はタイマからの通電信号により制
御されるリレーｂ接点Ｓ１を介してコンデンサＣ２に充
電され、溶接が開始されると、接点Ｓ１は“開“となり
コンデンサｃ２の充電は停止し、コンデンサＣ２の充電
された電荷は抵抗Ｒ５を通して放電し、このスロープ電
圧が演算増幅器Ａ１に供給され、初期突入電流を抑制す
る。

以上の説明から明らかなように、第２図の従来回路では
、第３図の電圧比較特性に示されるように、溶接初期の
みスロープ電圧を提供するｅ３と溶接電流の変動を示す
ｅ２とカ稗挿止圧ｅ１と比較され、その出力ｅ４−（（
−ｅ １ ）＋ｅ２＋ｅ３）が移相パルス発生器５への
出力信号として供給される。

前述した従来回路は以下の欠点を有する。

即ち、第１に、溶接電流の実効値を得る為の平滑作用を
行なう積分回路のコンデンサＣ１は溶接初期には充電さ
れていないので、溶接初期における突入電流を防止する
為にスロープ電圧発生器を必要とすることである。

仮りに、従来装置において、スロープ電圧発生器が無く
スロープ電圧ｅ３が比較器Ａ１に入力されなければ、第
３図の特性は破線で示されるようにｅ４＝ （（ｅｌ
）＋ｅ２）となり、溶接初期に過大な電流が流れてしま
う。

この為に従来装置では第２図に示されるように、スロー
プ電圧発生器を付加することによって初期電流を抑制し
ていたので、制御回路が複雑となる欠点があった。

従来の他の比較回路として、第４図で示されるように、
コンデンサＣ１に対して初期設定電圧ｅ ３／を与え、
第２図のコンデンサＣ２を省略することも可能であるが
、この場合においても、初期設定電圧回路を必要とし回
路構代が複雑上なる欠点を有していた。

従来の第２の欠点は制御系が比例制御である為に外乱に
対し残留未制御分が残るという点であり、十分な制御作
用を得ることが出来なかった。

本発明に係る定電流制御装置は前述した従来の欠点を除
去するものであり、第５図には本発明の要部である比較
差動増幅器４の好適な実施例が示されている。

第５図において、基準電圧発生器３の基準電圧ｅ１は演
算増幅器Ａ１の非反転入力端子に加えられ、この結果、
増幅器Ａ１は基準電圧ｅ１に対してバッファとしての作
用を行なう。

又、第５図において、放電抵抗Ｒ２とアース間にタイマ
からの通電信号により制御されるリレーａ接点Ｓ２を挿
入接続する。

ａ接点Ｓ２は後述のように電源電圧と同期して同期信号
発生器７により制御される。

以上の構成により、積分回路のコンデンサＣ１の初期条
件は増幅器Ａ１の帰還作用により基準電圧ｅ１と１対１
にて対応することとなり、設定溶接電流値の変更時にお
いても、コンデンサＣ１の初期条件は常に基準値と等し
くなり、初期溶接電流の過大な突入電流を確実に抑制す
ることが出来る。

第５図の実施例においては、制御系は比例制御系となっ
ており、残留未制御分が残るが比較差動増幅器４を第６
図に示されるように積分制御特性を有する比較差動増幅
積分器から成る回路構成とすれば、更に良好な制御特性
を得ることが出来る。

即ち、第６図の構成は第５図における増幅器Ａ１のフィ
ードバック部の抵抗Ｒ８をコンデンサＣ３に、川伝入力
の抵抗Ｒ７をＲ９に置き換え、コンデンサＣ３の初期値
を与えるための放電抵抗Ｒ１０をコンデンサＣ３に並列
に接続することにより積分制御作用を得ている。

以上説明したように、本発明に係る比較差動増幅器４に
よれば、従来のスロープ電圧発生器を必要とすることな
く、又、残留未制御分のない積分制御系を得ることが出
来るが、次に制御出力により動作する移相パルス発生器
５の追従性が問題となる。

即ち、比較差動増幅器４の出力電圧ｅ４と制御される溶
接電流の実効値とが比例関係にないと、基準電圧ｅ１が
一定値を越え制御系が不安定となり、発振現象が起りあ
るいは応答性が悪化するなどの欠点を生じていた。

このような場合、基準電圧ｅ１の変更毎に比較差動増幅
器４の回路定数を変化させ、比例関係を保つことは可能
であるが、このような定数の調整はきわめて面倒であり
実際上の溶接作業においては殆どの場合不可能である。

従来の移相パルス発生器が第７図に示され、この従来回
路では、比較差動増幅器４の出力制御電圧ｅ４とこれに
より制御される溶接電流との間に良好な比例関係を得る
ことは出来ない。

移相パルス発生器５は、単接合トランジスタＵＪＴ、抵
抗Ｒ１４及びパルストランスＰＴからなる移相パルス発
生回路とコンデンサＣ４、ダイオードＤ２及び抵抗Ｒ，
１３からなるゲート回路を含み、差動増幅器からの出力
電圧ｅ４によってコンデンサＣ４が充電され、単接合ト
ランジスタＵＪＴに電源電圧を全波整流した後台形波に
変換した電圧■を抵抗Ｒ１４を通して印加することによ
り、電源電圧に同期して半波毎に単接合トランジスタＵ
ＪＴが導通される。

この単接合トランジスタＵＪＴの導通によりパルストラ
ンスＰＴが作動され電源位相に同期した出力パルスがパ
ルストランスＰＴの二次側に得られ、この出力パルスを
スイッチング素子のゲート回路に加えることにより位相
制御が行なわれる。

即ち、コンデンサＣ４の充電電圧が単接合トランジスタ
ＵＪＴの動作電圧を越えると、単接合トランジスタＵＪ
Ｔの作動によりパルストランスＰＴからパルスが発生し
、このパルスをスイッチング素子６であるサイリスクの
ゲートに加えることにより、サイリスクが点弧し溶接電
流が流れる。

この移相パルス発生器５の動作特性は、第１３図に示さ
れるようになり、制御電圧ｅ４が１ｅ４（Ｖ）であれば
、抵抗Ｒ１３ＸコンデンサＣ４の時定数で飽和電圧１ｅ
４に向ってコンデンサＣ４が充電され、曲線Ａのように
なる。

そのため、制御電圧ｅ４が増加し、単接合トランジスタ
ＵＪＴの動作点が曲線Ａ−＋Ｂ−＋Ｃ→Ｄのように変化
すると、コンデンサＣ４の充電時間が速くなり、点弧角
θの位相が進む。

この結果、溶接電流が大きくなる。

一方、制御電圧ｅ４が低下すると、コンデンサＣ４の充
電時間が遅くなり、位相が遅れ溶接電流が低下する。

ところで、点弧角θと溶接電流■の関係は、第１４図に
示されるように、一般に使用される点弧角の間では、は
ぼ直線関係にある。

しかも、単接合トランジスタＵＪＴのゲートには制御電
圧ｅ４が抵抗Ｒ１３、コンデンサＣ４の時定数に応じて
印加されるので、制御電圧ｅ４が低い範囲で変化すると
きは制御電圧ｅ４の値がわずかに変化してもパルストラ
ンスＰＴの二次側からは位相が急激に進むパルスが出力
される。

一方、制御電圧ｅ４が高い範囲で変化するときは、制御
電圧ｅ４の値が大きく変化してもパルストランスＰＴの
二次側から出力されるパルスの位相の進みはわずかであ
る。

そのため、制御電圧ｅ４が均等に増加しても点弧角θは
不均等に変化し、制御電圧ｅ４に対する溶接電流Ｉの制
御特性は第８図の特性Ａにて示されるように、直線の比
例関係とはならず、制御電圧に対する良好な追従性を得
ることができない。

従来の他の移相パルス発生器として第９図の回路構成が
知られている。

この従来回路は、抵抗Ｒ１５からなる充電抵抗をダイオ
ードＤ３と直列接続して単接合トランジスタＵＪＴのゲ
ートに接続したものであり、充電抵抗Ｒ１５を通して制
御電源電圧Ｖｃを供給する。

この従来例では抵抗Ｒ１５の値を抵抗Ｒ１３の値よりき
わめて大きく設定することによって最低溶接電流を決定
することができる。

すなわち、制御電圧ｅ４が低いときでも制御電源電圧Ｖ
ｃによる電圧が充電抵抗Ｒ１５を介して供給されるので
、単接合トランジスタＵＪＴが導通状態になる。

このように、制御電圧ｅ４が低いときは、単接合トラン
ジスタＵＪＴの導通が充電抵抗Ｒ１５を介して供給され
る電圧の値によって定められている。

この場合の移相パルス発生器５の動作特性は第１５図の
ようになる。

なお、抵抗１３の抵抗値は、コンデンサＣ４が急速充電
される値に定められている。

そのため、制御電圧ｅ４が例えば１ｅ４（Ｖ）とすると
、コンデンサＣ４は、瞬時に１ ｅ４ （Ｖ ’）１分
充電され、その後は、電源電圧＋Ｖｃ、抵抗Ｒ１５、コ
ンデンサＣ４によって定まる充電特性で充電される。

コンデンサＣ４の充電電圧が単接合トランジスタＵＪＴ
の動作点を越えたときトランジスタＵ Ｊ Ｔが作動し
、サイリスクを点弧させるパルスがパルストランスＰＴ
から出力される。

このように、第９図の移相パルス発生器は、第１５図に
示されるように、制御電圧ｅ４が均等に増加すると、点
弧角θが第７図の場合とは逆となり、制御電圧ｅ４が低
い範囲で変化するときは制御電圧ｅ４の値が多少変化し
てもパルストランスＰＴから出力されるパルスの位相は
わずかじか変化しない。

しかし、制御電圧ｅ４が高い範囲で変化するときは、制
御電圧ｅ４の値がわずかに変化してもパルストランスＰ
Ｔから出力されるパルスの位相が急激に進む方向に変化
する。

そのため、制御電圧ｅ４に対する溶接電流■の制御特性
は第８図の特性Ｂで示されるようになり、特性Ａと同様
に比例特性を得るこ吉が出来ない。

本発明に係る定電籏制御装置の移相パルス発生器５は第
１０図に示されるように、コンデンサＣ４への充電を安
定化電圧＋Ｖｃの分圧電圧により行なうことによって、
分圧同格定数を適当な値に設定することによってほぼ直
線的な制御作用を得たものである。

即ち制御電圧ｅ４とは別個に設けられた安定化電圧Ｖｃ
を抵抗Ｒ１７とＲ１６を介して制御電圧ｅ４に加算しこ
の加算電圧を抵抗Ｒ１７とＲ１６との中間接続点から取
り出し、可変抵抗Ｒ１Ｂを介してコンデンサＣ４へ供給
する。

なお、抵抗Ｒ１９は、他の抵抗Ｒ１７、Ｒ１６、ＲｌＢ
に対して非常に小さくコンデンサＣ４に対して初期充電
を与えるものである。

すなわち、本実施列の場合は、制御電圧ｅ４を、抵抗Ｒ
１９を介してコンデンサＣ４に供給する系続き、安定化
電圧十■ｃと制御電圧ｅ４を抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７と
で分圧した分圧電圧を抵抗Ｒ１８を介して供給する系統
の２系統でコンデンサＣ４が充電されており、最低電流
が抵抗Ｒ１８の抵抗値によって、第９図の場合と同様に
定められている。

又、抵抗Ｒ１９の抵抗値は第９図の場合と同様にコンデ
ンサＣ４を急速充電するように定められている。

又、本実施例の場合は、移相パルス発生器５の動作特性
が第１６図のように定められている。

そのため、制御電圧ｅ４が、例えば１ｅ４〔■〕のとき
には、コンデンサＣ４の電圧は瞬時に１ｅ４〔Ｖ〕分充
電され、その後コンデンサＣ４には、電圧子■ｃと制御
電圧ｅ４を抵抗Ｒ１６ど抵抗Ｒ１７とで分圧した分圧電
圧−飽和電圧Ｖａが抵抗Ｒ１８を介して供給される。

すなわち本実施例は、第９図の場合とは異なり、飽和電
圧Ｖａが制御電圧ｅ４の大きさによって変化する。

従って、本実施例によれば、抵抗Ｒ１６と抵抗Ｒ１７の
比率α；（α＝Ｒ１’６−／ （！（１６＋Ｒ１７）
）を適正な値に選ぶことにより、第１１図の実線特性図
に示されるように、制御電圧ｅ４に対する溶接電流■の
制御特性をほぼ直線的な比例特性にすることが可能とな
る。

なお、比率α−１のときは、抵抗Ｒ１６が無い場合に等
しく、第９図のものと同等となる。

又、比率α〈１のときは、抵抗Ｒ１７の抵抗値が非常に
大きくなったものと等しくなるので、第７図のものと同
等となる。

第１２図には本発明に用いられる移相パルス発生器５の
他の実施例が示され、トランジスタＴｒ。

抵抗Ｒ２０、Ｒ２１、Ｒ２２、ダイオードＤ４からなる
定電流回路を制御電圧ｅ４と並列に設けることによって
もほぼ直線的な比例特性を得ることが可能である。

すなわち、本実施例の場合は、コンデンサＣ４が前記定
電流回路によって充電されるので、移相パルス発生器５
の詩作特性は第１７図のようになり、サイリスタの点弧
角θとコンテ゛ンサの充電電圧が比例関係をもってコン
デンサＣ４が充電される。

そして、制御電圧ｅ４による充電を急速充電とするため
に抵抗Ｒ１９の抵抗値を選ぶことにより、制御電圧ｅ４
が均等に増加すると、サイリスクの点弧角θも均等に増
加する。

従って本実施例の場合も、制御電圧ｅ４に対する溶接電
流■の制御特性を、第１１図の実線特性図で示されるよ
うに、はぼ直線的な比例特性に補正することができる。

以上説明した移相パルス発生器５によって、本発明にお
いては制御電圧の変化に対応した追従性の良い制御作用
を得ることが可能となる。

本発明に係る定電流制御装置は以上説明した比較差動増
幅器４及び移相パルス発生器５を含み、これらの主要部
に基づいた全体の抵抗溶接機における定電流制御装置の
具体的な回路構成が第１８図に示されている。

第１８図の実施例において、端子１００，１０１に供給
された溶接電源電圧が溶接トランスＴ１により降圧され
、溶接部Ｗに溶接電流を供給する。

溶接電流の制御は溶接機−次側に挿入されたサイリスク
などからなるスイッチング素子６により行なわれ、スイ
ッチング素子６の位相制御によって溶接電流が制御され
る。

溶接電流は、図示した実施例において、溶接機−次側に
挿入された変流器ＣＴにより検出され、その検出電圧が
保護抵抗Ｒ１０１、ゲイン調整抵抗Ｒ１０２により溶接
電流に比例した電圧に変換され、溶接電流検出器１から
出力される。

検出器１の出力はダイオードＤ１０１、Ｄ１０２及び抵
抗Ｒ１０３、Ｒ１０４のブリッジからなる整流器２によ
り全波整流される。

一方抵抗Ｒ１０５、Ｒ１０６からなる基準電圧発生器３
によって所望の基準電圧が設定され、前述した整流器２
の出力と基準電圧発生器３の出力とが比較差動増幅器４
に入力される。

整流器２からの出力は、抵抗Ｒ１０７とＲ１０８及びト
ランジスタＴｒ１０１及びコンデンサ０１００等からな
る実効値換算回路に供給され、溶接電流の実効値に換算
される。

ところで、トランジスタＴｒ１０１にはベースとアース
間に抵抗Ｒ１１０が接続されており、トランジスタＴｒ
１０１のベースにはダイオードＤ１０３が接続されてい
る。

そして、端子４０１には後述する同期信号発生器７から
の同期信号が供給される。

比較差動増幅器４は差動増幅器Ａ１０１を含み、その反
転入力端子には実効値換算回路の出力が抵抗Ｒ１００を
介して供給され、非反転入力端子には基準電圧発生器３
の出力が供給される。

そして、差動増幅器Ａ１０１の入出力間には積分コンデ
ンサＣ１０１とコンデンサＣ１０１に初期値を与える放
電抵抗Ｒ１０９が接続され比較差動増幅積分器が形成さ
れている。

この比較差動増幅積分器によれば、前述した第６図の実
施例から明らかなように、制御系全体からみれば積分制
御系となるので残留米制御分を除去することができ安定
した制御が行なえる。

同期信号発生器７は溶接タイマを含み、溶接開始及び終
了信号を電源電圧波形に同期したオンオフ信号として出
力端子７０１から出力し、この同期信号が比較差動増幅
器４の入力端子４０１に供給される。

溶接作用が行なわれていない場合、増幅器４の入力端子
４０１には同期信号が供給されないので、トランジスタ
Ｔｒ１０１はオフ状態を保持し、この結果、コンデンサ
Ｃ１００の初期条件は、比較差動増幅器４のコンデンサ
Ｃ１０１の端子間電圧の初期値はＯ■となり比較差動増
幅器４の出力は基準電圧発生器３の基準電圧と等しい値
に制御されるので反転入力側の抵抗Ｒ１００とコンデン
サＣ１００の交点における電圧値も基準電圧となる。

従って、本発明においては基準電圧を任意に変更した場
合においても、コンデンサＣ１０１及びＣ１００の初期
条件は常に一定となり比較差動増幅器４の出力は基準電
圧と追従するので基準電圧と関係づけた初期値設定回路
を別に設けなくてよい。

そして電源電圧波形と同期して溶接開始時には同期信号
が端子４０１に供給され、トランジスタＴｒ１０１がオ
ン作動されるので、整流器２からの入力電流はコンデン
サＣ１００に充電されると同時に抵抗Ｒ１０８を通って
も放電される。

このように、本発明においては、コンデンサＣ１００の
初期値を一定にするので初期値設定ミスを防止すること
が出来、特別なスロープ電圧発生器を必要とすることが
ない。

以上のようにして比較差動増幅器４から得られた溶接電
流制御電圧は移相パルス発生器５に供給され、前述した
スイッチング素子６の位相制御を行なう。

移相パルス発生器５は前述した第１２図の実施例から明
らかなように、単接合トランジスタＵＪＴのオンオフ作
動によりパルストランスＰＴからパルス信号Ｐ１、Ｒ２
を出力し、この信号Ｐ１、Ｒ２がスイッチング素子６の
ゲート入力端子に人力されサイリスクなどのスイッチン
グ素子が位相制御される。

第１９’Ａ図には比較差動増幅器４の出力波形が示され
、この波形は溶接電流のリップルを含むが、本発明に係
る制御特性に影響を与えることはない。

第１９Ｂ図には溶接電流の制御特性が示され、通常の波
形が実線にて示されている。

第１９Ａ図の破線で示された制御波形は溶接電流を増加
させるときの制御波形であり、鎖線で示される基準レベ
ルを越えたときには制御位相カ月００係を越え、後述す
る警報作用が行なわれる。

第１９Ｂ図の破線は位相１００％を越えたときの溶接電
流波形を示す。

パルストランスＰＴの出力パルスを電源電圧に同期させ
る為に単接合トランジスタＵＪＴに、は溶接電源電圧に
接続されたトランスＴ２の二次電圧がツェナーダイオー
ドＺＤ、ダイオードＤ１０７゜１０８．１０９，１１０
及び抵抗Ｒ１１９，１２０を介して得られた台形波形と
して供給されている。

単接合トランジスタＵＪＴのベースには抵抗Ｒ１１１、
Ｒ１１２、Ｒ１１３、Ｒ１１４、ダイオードＤ１０４、
Ｄ１０５及びコンデンサＣｌＯ２からなる積分回路を通
して比較差動増幅器４の出力信号が供給され、比較差動
増幅器４の出力電圧に応じてコンデンサＣｌＯ２の充電
速度を変化することにより、パルストランスＦＴのパル
ス位相を制御し、所望の溶接電流を得ることが出来る。

第１０図の実施例で説明したように、抵抗Ｒ１１２とＲ
１１３との抵抗値を適当な値に設定することにより、比
較差動増幅器４の出力に対する溶接電流の制御特性を直
線的な比例関係にすることが可能である。

溶接作用が行なわれていないききに、単接合トランジス
タＵＪＴをオフ状態に保つ為、同期信号発生器７の同期
信号が端子５０１に供給される。

同期信号はトランジスタＴｒ １０２、Ｔｒ１０３、抵
抗Ｒ１１５、Ｒ１１６、Ｒ１１７、Ｒ１１８及びダイオ
ードＤ１０６からなるスイッチング回路を介して単接合
トランジスタＵＪＴをオンオフ作動し、溶接時のみ単接
合トランジスタＵＪＴをオン状態に保つ。

比較差動増幅器４の出力はアラーム発生器８の演算増幅
器ＡｌＯ２の反転入力端子に供給され、増幅器ＡｌＯ２
の非反転入力端子に供給される抵抗Ｒ１２１、Ｒ１２２
から得られた第１９Ａ図の鎖線で示される基準電圧と比
較される。

増幅器ＡｌＯ２の入出力間には抵抗Ｒ１２３が接続され
ている。

比較差動増幅器４の出力は低下した溶接電流の実効値を
補償する為に曽加するが、溶接電流の位相が１００係に
達すると比較差動増幅器４の出力が増加してもそれ以上
の補償作用を行なうことが出来ず、このような飽和状態
を警報する為に、アラーム発生器８が用いられる。

前述した飽和状態では増幅器ＡｌＯ２から出力が供給さ
れ、この出力が抵抗Ｒ１２４、ダイオードＤ１１１を介
してトランジスタＴｒ １０４のベースに供給され、ト
ランジスタＴｒ１０４をオン作動させる。

トランジスタＴｒ１０４のペースエミッタ間には抵抗Ｒ
１２５が接続され、又、そのコレクタにはランプＬ、リ
レーＣＲ及びコンデンサＣｌＯ３の並列回路が接続され
ている。

従って、比較差動増幅器４の出力が一定値を越えると、
ランプＬが点灯し警報を発生すると共にリレーＣＲのオ
ン作動を利用して溶接電流制御回路その他の回路をイン
ターロックしたり、その他の警報あるいは制御作用を得
ることが可能である。

コンデンサＣｌＯ３は異常検出リレーＣＲの開時遅延の
為に有効である。

以上説明したように、本発明によれば、溶接電流を検出
して、この検出値を基準電圧と比較することにより溶接
電流の変動を抑制し、常に一定の溶接電流実効値を得る
ことが可能となる。

従って、溶接機の電源電圧変動あるいは溶接機二次イン
ピーダンスの変化が生じても常時安定した抵抗溶接を行
なうことが可能となる。

本発明に係る定電流制御装置によれば、溶接電流の実効
値を検出することなく、電源電圧との同期をとることに
よって溶接電流の実効値を定電流化させることが可能と
なる。

又、本発明によれば、溶接初期における過大な突入電流
を除去する為のスロープ電圧発生器を必要とすることが
ない。

更に、本発明によれば、積分制御系を用いることにより
、残留米制御分を防止することが出来、きわめて良好な
制御作用を得ることが可能となる。

更に、本発明に係る移相パルス発生器は入出力制御特性
が直線的比例関係を有するので、広範囲に渡って良好な
制御特性を得ることが出来る。

本発明は上記様々の利点を有する為に、きわめて溶接品
質の良好な抵抗溶接を得ることが出来、又、パルセーシ
ョン溶接あるいはシーム溶接その他の短時間溶接にも好
適な溶接電源を得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る定電流制御装置の好適な実施例を
示すブロック線図、第２図は従来回路における溶接電流
検出値と基準電圧との比較回路を示す同格図、第３図は
第２図の特性図、第４図は第２図と類似した従来回路図
、第５図は本発明に係る定電流制御装置の比較差動増幅
器の好適な実施例を示す回路図、第６図は第５図に類似
した本発明の他の実施例を示す回路図、第７図は従来装
置における移相パルス発生器の回路図、第８図は第７図
の特性図、第９図は第７図と類似した従来の他の回路図
、第１０図は本発明に係る定電流制御装置の移相パルス
発生器の好適な実施例を示す回路図、第１１図は第１０
図の特性図、第１２図は第１０図と類似した本発明の移
相パルス発生器の好適な実施例を示す回路図、第１３図
は第７図の動作特性図、第１４図は点弧角と溶接電流と
の関係を示す線図、第１５図は第９図の動作特性図、第
１６図は第１０図の動作特性図、第１７図は第１２図の
動作特性図、第１８図は本発明に係る定電流装置の詳細
な回路図、第１９Ａ１第１９Ｂ図は第１８図の要部波形
図である。 １・・・溶接電流検出器、２・・・整流器、３・・・基
準電圧発生器、４・・・比較差動増幅器、５・・・移相
パルス発生器、６・・・スイッチング素子、７・・・同
期信号発生器、８・・・アラーム発生器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 溶接機の溶接電流を検出する溶接電流検出器と、 溶接電流検出器の出力を全波整流する整流器と、所望の
   溶接電流を設定する基準電圧発生器と、所望の抵抗比に
   設定された少なくとも２個の抵抗と両抵抗の中間接続点
   に接続されたコンデンサを有し前記整流器の整流出力が
   印加されて溶接電流の実効値にほぼ比例した出力を供給
   するＲＣ積分回路と前記ＲＣ積分回路が反転入力端子に
   供給され、前記基準電圧発生器の基準電圧が非反転入力
   端子に供給される差動増幅器とを有しＲＣ積分回路の出
   力と基準電圧とを比較出力する比較差動増幅器と、 比較差動増幅器の制御出力が入力され、この入力信号に
   対応する位相を有するパルス信号を出力する移相パルス
   発生器と、 溶接電源電圧と同期した同期信号である溶接通電信号を
   実効値演算を行なうＲＣ積分回路と移相パルス発生器と
   に供給し、溶接休止時に実効値演算を行なうＲＣ積分回
   路のコンデンサに初期値を与え、移相パルス発生器にお
   いて移相パルス発生器と、 溶接機の溶接電流回路に設けられ移相パルス発生器の出
   力パルスにより位相制御されるスイッチング素子と、 を含む抵抗溶接機の定電流制御装置。 ２ 比較差動増幅器を、比較差動増幅積分器から形成し
   たことを特徴とする特許請求の範囲１項記載の抵抗溶接
   機の定電流制御装置。 ３ 比較差動増幅器の出力を所定の基準電圧と比較する
   比較器を有し、制御作用が飽和したときに警報を発する
   アラーム発生器を含む特許請求の範囲１又は２項に記載
   の抵抗溶接機の定電流制御装置。 ４ 溶接機の溶接電流を検出する溶接電流検出器と、 溶接電流検出器の出力を全波整流する整流器と、所望の
   溶接電流を設定する基準電圧発生器と、所望の抵抗比に
   設定された少なくとも２個の抵抗と両抵抗の中間接続点
   に接続されたコンデンサを有し前記整流器の整流出力が
   印加されて溶接電流の実効値にほぼ比例した出力を供給
   するＲＣ積分回路と前記ＲＣ積分回路が反転入力端子に
   供給され、前記基準電圧発生器の基準電圧が非反転入力
   端子に供給される差動増幅器とを有しＲＣ積分回路の出
   力と基準電圧とを比較出力する比較差動増幅器と、 該比較差動増幅器の制御出力信号に対する溶接電流の制
   御特性がほぼ直線比例関係を有するように前記制御出力
   信号を補正する電源回路とゲート−回路の一部を構成す
   ると共に比較差動増幅器の出力に基づいて所定の周期で
   充放電が行われるコンデンサと該コンデンサの充放電に
   より移相パルスを発生する移相パルス発生回路とを有す
   る位相パルス発生器と、 溶接電源電圧と同期した同期信号である溶接通電信号を
   実効値演算を行なうＲＣ積分回路と移相パルス発生器と
   に供給し、溶接休止時に実効値演算を行なうＲＣ積分回
   路のコンデンサに初期値を与え、移相パルス発生器にお
   いて移相パルス発生器のコンデンサの充電を開始させる
   同期信号発生器と、 溶接機の溶接電流回路に設けられ移相パルス発生器の出
   力パルスにより位相制御されるスイッチング素子と、 を含む抵抗溶接機の定電流制御装置。 ５ 位相パルス発生器の電源回路はコンデンサに一定電
   圧を供給する定電圧回路である特許請求の範囲４項記載
   の抵抗溶接機の定電流制御装置。 ６ 位相パルス発生器の電源回路はコンデンサに一定電
   流を供給する定電流回路である特許請求の範囲４項記載
   の抵抗溶接機の定電流制御装置。 ７ 比較差動増幅器の出力を所定の基準電圧と比較する
   比較器を有し、制御作用が飽和したときに警報を発する
   アラーム発生器を含む特許請求の範囲４． ５． ６項
   のいずれか１項に記載の抵抗溶接機の定電流制御装置。