JPS583353A - 遅延検波回路 - Google Patents
遅延検波回路Info
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- JPS583353A JPS583353A JP56100518A JP10051881A JPS583353A JP S583353 A JPS583353 A JP S583353A JP 56100518 A JP56100518 A JP 56100518A JP 10051881 A JP10051881 A JP 10051881A JP S583353 A JPS583353 A JP S583353A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は被変調波の周波数変動にょｐ生ずる復脚信漫の
アイパターン劣化を除去できるように構成し九遍延検波
回路に関する。
アイパターン劣化を除去できるように構成し九遍延検波
回路に関する。
デシタル移動通信に訃いては、電力と屑＃Ｌａ帯域とを
有効に利用するため、■ 非線形伝送路に適金すること
、■ 占有周波数帯域幅が狭いこと等の条件を満足する
変調方式が要求される。前者■Ｏ条件を満足するもＯと
して変調指数αｓの位相連続なＦｍＫ変調方式（周波数
シフト中−インダ）即ちｍｔ変調方式が存在する。しか
しながらこの変調方式の１まで杜、後者■の条件を満足
しない九め、変調ベースバンド信号に対してナイキスト
フィルタ等で帯域制限を加え、これによって■及び■の
条件を満足させるようにした変調方式が用いられる。
有効に利用するため、■ 非線形伝送路に適金すること
、■ 占有周波数帯域幅が狭いこと等の条件を満足する
変調方式が要求される。前者■Ｏ条件を満足するもＯと
して変調指数αｓの位相連続なＦｍＫ変調方式（周波数
シフト中−インダ）即ちｍｔ変調方式が存在する。しか
しながらこの変調方式の１まで杜、後者■の条件を満足
しない九め、変調ベースバンド信号に対してナイキスト
フィルタ等で帯域制限を加え、これによって■及び■の
条件を満足させるようにした変調方式が用いられる。
この種のＭ８に変調による変調波等の復調手段としては
、同期検波方式、遅延検波方式等が知られている。移動
通信においては、レーし−７エーゾング動作時、バース
ト毫−ド動作時及びプレス） −クオン・オフ動作時に
おける回路の引込み適度高速化及びシステムＯ構成の部
品化を考慮すると遅延検波方式が有利である。
、同期検波方式、遅延検波方式等が知られている。移動
通信においては、レーし−７エーゾング動作時、バース
ト毫−ド動作時及びプレス） −クオン・オフ動作時に
おける回路の引込み適度高速化及びシステムＯ構成の部
品化を考慮すると遅延検波方式が有利である。
第１図は従来の遅延検波回路のブロック園である。同図
に示す通シ、従来のこの種回路は、端子１０を介して印
加される被変調波信号に対しベースバンド信号の１ビツ
トあるいは２ビ、部分の遅延量を与える遅延回路１２、
被変調波信号と遅延被変調波信号との位相比ＩＩＲを行
う正弦波もしく社命弦波位相比較回路１４、ローノ譬ス
フィルタ１６及びデータ出力端子１８から構成される。
に示す通シ、従来のこの種回路は、端子１０を介して印
加される被変調波信号に対しベースバンド信号の１ビツ
トあるいは２ビ、部分の遅延量を与える遅延回路１２、
被変調波信号と遅延被変調波信号との位相比ＩＩＲを行
う正弦波もしく社命弦波位相比較回路１４、ローノ譬ス
フィルタ１６及びデータ出力端子１８から構成される。
なお、遅延機ｔＩＬ回路で通常用いられる正弦波位相比
較回路社、ベースバンド信号に対して帯域制限を行う九
変調方式を用いた場合には符号量干渉が著しく大きくな
〉復調信号のアイ・ぐターンが大きく劣化するため実用
にならず、従ってこのような場合に社符号間干渉に強い
余弦波位相比較回路が用いられる。
較回路社、ベースバンド信号に対して帯域制限を行う九
変調方式を用いた場合には符号量干渉が著しく大きくな
〉復調信号のアイ・ぐターンが大きく劣化するため実用
にならず、従ってこのような場合に社符号間干渉に強い
余弦波位相比較回路が用いられる。
前述の如く、遅延検波回路は、同期検波回路に比較して
構成が簡単となシ、かつ同期外れ等がない利点を有して
いるが、従来Ｏ遅延回路は、遅延量が常に一定であるた
め、被変調波信号入力の周波数変動が生じると、この被
変調波信号と遅延回路で１ビツトもしくは２ビツト遍延
されて得られる遅延被変調波信号との位相誤差が大きく
１ｋ〉、復調信号のアイツヤターンが劣化する問題を有
している。
構成が簡単となシ、かつ同期外れ等がない利点を有して
いるが、従来Ｏ遅延回路は、遅延量が常に一定であるた
め、被変調波信号入力の周波数変動が生じると、この被
変調波信号と遅延回路で１ビツトもしくは２ビツト遍延
されて得られる遅延被変調波信号との位相誤差が大きく
１ｋ〉、復調信号のアイツヤターンが劣化する問題を有
している。
従って本発明状従来技術の上述し九問題を解消するもの
であ）、木兄−の目的は、被変調波信号の周波数変動が
生じても復調信号のアイパターンが劣化しないようにし
九遅嬌検波回路を提供することにある。
であ）、木兄−の目的は、被変調波信号の周波数変動が
生じても復調信号のアイパターンが劣化しないようにし
九遅嬌検波回路を提供することにある。
上述の目的を達成する本発明の特徴は、被変調波信号を
遅延させる遅延回路、鋏遅延回路によりて遅延させた第
１の遅延被変調波信号と前記被変調波信号とを位相比較
する位相比較回路を備えた遅延検波回路において、前記
遅延回路からベースバンド信号の１ビツト以下の遅延量
を与えた第２０遥延被変調波信号を取ｐ出し、該第２０
遥延被変調波信号と前記被変調波信号との位相比較を行
う正弦波位相比較回路及び鋏正弦波位相比較關路からの
出力信号を平滑してループ応答を定めるループフィルタ
を含む閉ループ回路をさらに設け、該ルー７回路の出力
を前記遅延回路に戻して腋遅嬌回路の遅延量を制御する
ことにある。
遅延させる遅延回路、鋏遅延回路によりて遅延させた第
１の遅延被変調波信号と前記被変調波信号とを位相比較
する位相比較回路を備えた遅延検波回路において、前記
遅延回路からベースバンド信号の１ビツト以下の遅延量
を与えた第２０遥延被変調波信号を取ｐ出し、該第２０
遥延被変調波信号と前記被変調波信号との位相比較を行
う正弦波位相比較回路及び鋏正弦波位相比較關路からの
出力信号を平滑してループ応答を定めるループフィルタ
を含む閉ループ回路をさらに設け、該ルー７回路の出力
を前記遅延回路に戻して腋遅嬌回路の遅延量を制御する
ことにある。
以下実施例によシ、本発明の詳細な説明する。
第２図は本発明の第１の実施例のツ四ツク図である・こ
の実施例鉱本発明の基本的構成から成るものである。同
図において、第１図と同一符号は同一部分を表わしてい
る。遅延回路１６は、従来のものと同様に被変調波に対
してベースバンド信号０１ビツト又紘２ビツトの遅延量
を与えるタッグの他に１ビツト以下の遅延量を与えるタ
ップを有している。即ち、遅延回路２０はに段及び麗段
のシフトレジスタ２０ｍと発振器２０にとから成ってい
る。発振器２０ｂ紘後述するルーｆ回路逼ら印加される
電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器であ
る。遅延回路２００１ビツト以下の遅延量のタップから
出力された遅延被変調＃Ｌｌｌ１号は正弦波位相比較回
路２２ＦＣ印加され、端子１０からの被変調波信号と位
相比較される。正弦波位相比較回路２２０１出力は、ロ
ーフ臂スフィルタから成〕、ループの応答を定めるルー
プフィルタ２４を通シ、これＫよ〉被変調波の周波数変
動に比例した略直流の信号が得られ、この信号を増幅器
２６で増幅して電圧制御発振器２０ｂＯ制御電圧とする
ことによ）、遅延回路２００這延量が被変調波の周波数
変動に応じて可変となる・こＯように本実施例で杜、正
弦波位相比較回路２２、ループフィルタ２４及び増幅器
２６がルーｆＢ路を構成している。
の実施例鉱本発明の基本的構成から成るものである。同
図において、第１図と同一符号は同一部分を表わしてい
る。遅延回路１６は、従来のものと同様に被変調波に対
してベースバンド信号０１ビツト又紘２ビツトの遅延量
を与えるタッグの他に１ビツト以下の遅延量を与えるタ
ップを有している。即ち、遅延回路２０はに段及び麗段
のシフトレジスタ２０ｍと発振器２０にとから成ってい
る。発振器２０ｂ紘後述するルーｆ回路逼ら印加される
電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器であ
る。遅延回路２００１ビツト以下の遅延量のタップから
出力された遅延被変調＃Ｌｌｌ１号は正弦波位相比較回
路２２ＦＣ印加され、端子１０からの被変調波信号と位
相比較される。正弦波位相比較回路２２０１出力は、ロ
ーフ臂スフィルタから成〕、ループの応答を定めるルー
プフィルタ２４を通シ、これＫよ〉被変調波の周波数変
動に比例した略直流の信号が得られ、この信号を増幅器
２６で増幅して電圧制御発振器２０ｂＯ制御電圧とする
ことによ）、遅延回路２００這延量が被変調波の周波数
変動に応じて可変となる・こＯように本実施例で杜、正
弦波位相比較回路２２、ループフィルタ２４及び増幅器
２６がルーｆＢ路を構成している。
遅延検波回路の復調原ｍ社次の通りである・被変調波信
号・（１）を次式で表わす亀のとする。
号・（１）を次式で表わす亀のとする。
・（１）冨ａ−−（・、ｔ＋デｍ（ｔ） ）
−（ｘ）但し、ω。：被変調波信号の角周波数 ψｍ（ｔ） ： ｋＭｊＫ変調による位相変化分遅延回
路において遅延量Ｔだけ遵嬌させられ九遍嬌被変調技信
号・〜ｔ）紘次の様になる。
−（ｘ）但し、ω。：被変調波信号の角周波数 ψｍ（ｔ） ： ｋＭｊＫ変調による位相変化分遅延回
路において遅延量Ｔだけ遵嬌させられ九遍嬌被変調技信
号・〜ｔ）紘次の様になる。
・’（ｔ−４）諺トａｗ（＃。（ｔ−４）＋す、（ｔ−
ｆ））−（２）正弦波又は余弦波位相比較回路１４の出
力は・（１）・・’（ｔ−ｆ）となｐローＩ譬スフイル
ター６を通すとその出力！（＊）ａ次の様になる。
ｆ））−（２）正弦波又は余弦波位相比較回路１４の出
力は・（１）・・’（ｔ−ｆ）となｐローＩ譬スフイル
ター６を通すとその出力！（＊）ａ次の様になる。
ｗ（ｔ）”＝”−・。’＋？ｍ（ｔ）−ｆｅｗ（ｔ−τ
）） −（３）２ 、、、。
）） −（３）２ 、、、。
正弦液位相比Ｉ２＠路Ｏ場金の一一／譬スフィルタ１６
の出力１１ｇ（１）とすると ２ ！、（ｔ″ＰＩ−−１（−（ｔ）−ｐｍ（ｔ−ｒ））
−（４）となる・ 但し、礎。ｔ−（２Ｋ −） ＩＫ＊ ｒ−（Ｎ−Ａ％
ｃｓ、 ｅＫ：整数、Ｔｃ＆：発振器２（１０発振周期 余弦波位相比較回路の場合のロー・奢スフィルタ１６の
出力をｗｅ（ｔ）とすると となる。
の出力１１ｇ（１）とすると ２ ！、（ｔ″ＰＩ−−１（−（ｔ）−ｐｍ（ｔ−ｒ））
−（４）となる・ 但し、礎。ｔ−（２Ｋ −） ＩＫ＊ ｒ−（Ｎ−Ａ％
ｃｓ、 ｅＫ：整数、Ｔｃ＆：発振器２（１０発振周期 余弦波位相比較回路の場合のロー・奢スフィルタ１６の
出力をｗｅ（ｔ）とすると となる。
但し、−０ｊ 冨２ｇ Ｋ 、 ｒ−ＣＮ−Ｔ ） Ｔ
ＣＬ Ｉ Ｋ ：整数１丁ｃ１：発振＠２０にの発
振周期一般に、正弦波位相比較回路を用いる場合は、Ｔ
中丁（ベースバンド信号の１ピット分）、余弦波位相比
較回路を用いる場合は、ｆｗｔテあるいはＴ＃２！に選
定される０ 被変調波信号の角周波数が十ノω・変化すると（３）式
は次のようになる、。
ＣＬ Ｉ Ｋ ：整数１丁ｃ１：発振＠２０にの発
振周期一般に、正弦波位相比較回路を用いる場合は、Ｔ
中丁（ベースバンド信号の１ピット分）、余弦波位相比
較回路を用いる場合は、ｆｗｔテあるいはＴ＃２！に選
定される０ 被変調波信号の角周波数が十ノω・変化すると（３）式
は次のようになる、。
ｎ１□）
（６）式において十ノ・。τの位相誤差が（ｐｊ＊）−
ｐｍ（ｔ−リ）と比較し無視できなくなると復調信号の
アイ−ターンは著しく劣化する・余弦波検波復調アイＩ
譬ターンについて被変調信号の周波Ｉ＆が変動しないと
きは例えば第８図に示すものとなるが、周波数が変動し
九とｔｉ社ｇ４図に示すものとなる。九だし、両図共２
ぜット逼延０場合″Ｃある・一方、本発明において紘前
述の如く周波数変動に対応して遅延検波回路２０の電圧
制御発振器２０にの発振周波数を制御し、遅延量を制御
する機能を有するものであるから復調信号の８７Ｎ劣化
を畦土することができるものである。
ｐｍ（ｔ−リ）と比較し無視できなくなると復調信号の
アイ−ターンは著しく劣化する・余弦波検波復調アイＩ
譬ターンについて被変調信号の周波Ｉ＆が変動しないと
きは例えば第８図に示すものとなるが、周波数が変動し
九とｔｉ社ｇ４図に示すものとなる。九だし、両図共２
ぜット逼延０場合″Ｃある・一方、本発明において紘前
述の如く周波数変動に対応して遅延検波回路２０の電圧
制御発振器２０にの発振周波数を制御し、遅延量を制御
する機能を有するものであるから復調信号の８７Ｎ劣化
を畦土することができるものである。
次に、本発明によるループの応答を示す。
” −（７）
ｖ、ｓ＋±Ｇ ’ ｙ−＾、・ＴＩ−ｆ俤）が
±ｊ町、ｍ±１Ｇ’ ｉ”ノ・。・ｙｆ、 ）’ｌｌ）
ｇ−±に、−ｊｓｓ、−Ｆｌｉ）−（８） （５）式より、 ω、ｙｍｇ［ｌｌｌ、 ｙｍ（Ｎ−ｙ ）”ｃｌ−”）
被変調波信号の角周波数がω。士ノω、変動すると、オ
ープンループの場合、 クロ′−ノドルーグの場合、 （伽。±ノー、）（Ｔ干ｊｒ）冨２ＫＫ±７１
、−、Ｈとなる。
ｇ−±に、−ｊｓｓ、−Ｆｌｉ）−（８） （５）式より、 ω、ｙｍｇ［ｌｌｌ、 ｙｍ（Ｎ−ｙ ）”ｃｌ−”）
被変調波信号の角周波数がω。士ノω、変動すると、オ
ープンループの場合、 クロ′−ノドルーグの場合、 （伽。±ノー、）（Ｔ干ｊｒ）冨２ＫＫ±７１
、−、Ｈとなる。
の圧縮率をα−とすると、（７）〜（ロ）式よ）次の様
になる。
になる。
べ
第５図は被変調波信号の周波数変動（±ｈ５々つと増幅
器２６の出力電圧との関係を示しておシ、周波数変動が
０（Ｕｂ）のときに出力電圧が３．０（至）の場合につ
いて表わされている。第６図は電圧制御発振器２０ｂの
制御電圧に対する発振周波数優位（±ｊ町し／２１１
）の特性を示しているの第７図は被変調波信号の周波数
変動（ジ町／（）Ｋ対する遅延回路２００位相位相時性
を示している。第７図からも判るように、本発明の実施
例における被変調波の周波数変動に対する遅延回路２０
０位相偏位の圧縮車線α−中０．２となる。即ち、被変
調波の周波数が変動しても遅延検波回路内の位相貴社は
ぼ一定に制御されるので復調アイパターンの劣化量は非
常に小さくなる。
器２６の出力電圧との関係を示しておシ、周波数変動が
０（Ｕｂ）のときに出力電圧が３．０（至）の場合につ
いて表わされている。第６図は電圧制御発振器２０ｂの
制御電圧に対する発振周波数優位（±ｊ町し／２１１
）の特性を示しているの第７図は被変調波信号の周波数
変動（ジ町／（）Ｋ対する遅延回路２００位相位相時性
を示している。第７図からも判るように、本発明の実施
例における被変調波の周波数変動に対する遅延回路２０
０位相偏位の圧縮車線α−中０．２となる。即ち、被変
調波の周波数が変動しても遅延検波回路内の位相貴社は
ぼ一定に制御されるので復調アイパターンの劣化量は非
常に小さくなる。
を九、遍爾回路２０の遅延量が温度変動、電源電圧変動
等によシ変動し九としても、位相比較回路１４に印加さ
れる遅延被変調波信号と正弦波位相比較回路２２に印加
される遅延被変調波信号とは同一の遅延回路２０から出
力されるので位相量の変動を圧縮することができる。
等によシ変動し九としても、位相比較回路１４に印加さ
れる遅延被変調波信号と正弦波位相比較回路２２に印加
される遅延被変調波信号とは同一の遅延回路２０から出
力されるので位相量の変動を圧縮することができる。
第８図は本発明の第２の実施例のブロック図である・同
図において、第１の実施例（第２図）と同一部分は同一
の番号で示されている０即ち、本実施例では、第１の実
施例のループ回路の正弦波位相比較回路２２とループフ
ィルタ２４との間に直流成分抽出回路として、ｑ−パス
フィルタ２８、直流阻止回路３０及び差動増幅器３２が
設けられている。
図において、第１の実施例（第２図）と同一部分は同一
の番号で示されている０即ち、本実施例では、第１の実
施例のループ回路の正弦波位相比較回路２２とループフ
ィルタ２４との間に直流成分抽出回路として、ｑ−パス
フィルタ２８、直流阻止回路３０及び差動増幅器３２が
設けられている。
正弦波位相比較回路２２の出力信号はローパスフィルタ
２８に印加される。四−Δスフィルタ２８０出力信号波
形は籐９図に示す如くなる。九だし、同図（４）は被変
調波信号に周波数変動のない場合、俤）及び（Ｃ）はそ
れぞれ４・、、−ｊ＠Ｉ＠Ｄ周波数変動Ｏある場合の波
形である・ ローパスフィルタ２８の出力は、キャパシタ等から成る
直流阻止回路３００Å力に印加されて被変調波の周波数
変動によって生ずる直流成分の変動を除去した基準信号
となる。第１０図は、直流阻止回路３０の出力波形を示
している・こＯ出力（基準信号）は、ローパスフィルタ
２８の出力と共に差動増幅器３２のそれぞ五の入力に印
加され、その結果、差動増幅器３２の出力信号は被変調
波信号の周波数変動に比例した直流信号となる・差動増
幅器３２の出力信号は、ループ応答を決定するループフ
ィルタ２４を介し、さらに増幅器２６で増幅され九後、
電圧制御発振器２０ｋに制御電圧として印加される０第
１１図、第１２図はそれぞれ、差動増幅器３２、ループ
フィルタ２４の出力信号波形を示している。なお、両図
において、ａは周波数変動が零、ｂは＋４−０．・は−
ノω。の場合である。
２８に印加される。四−Δスフィルタ２８０出力信号波
形は籐９図に示す如くなる。九だし、同図（４）は被変
調波信号に周波数変動のない場合、俤）及び（Ｃ）はそ
れぞれ４・、、−ｊ＠Ｉ＠Ｄ周波数変動Ｏある場合の波
形である・ ローパスフィルタ２８の出力は、キャパシタ等から成る
直流阻止回路３００Å力に印加されて被変調波の周波数
変動によって生ずる直流成分の変動を除去した基準信号
となる。第１０図は、直流阻止回路３０の出力波形を示
している・こＯ出力（基準信号）は、ローパスフィルタ
２８の出力と共に差動増幅器３２のそれぞ五の入力に印
加され、その結果、差動増幅器３２の出力信号は被変調
波信号の周波数変動に比例した直流信号となる・差動増
幅器３２の出力信号は、ループ応答を決定するループフ
ィルタ２４を介し、さらに増幅器２６で増幅され九後、
電圧制御発振器２０ｋに制御電圧として印加される０第
１１図、第１２図はそれぞれ、差動増幅器３２、ループ
フィルタ２４の出力信号波形を示している。なお、両図
において、ａは周波数変動が零、ｂは＋４−０．・は−
ノω。の場合である。
第１３図は本発明の第３の実施例のブロック図である。
この実施例と嬉２の１！施例（第１１ｍ）との相違点は
、直流阻止回路３００代〕に量子化を行う識別回路３４
が用いられている点である。
、直流阻止回路３００代〕に量子化を行う識別回路３４
が用いられている点である。
即ち、本実施例では、第９図に示す如きロー／臂スフィ
ルタ２８の出力波形を識別回路３４０入力に印加し、被
変調波の周波数変動によって生ずる直流変動成分の含ま
れない＠Ｏｍレベル、＠１′″レベルに固定し九基準信
号をつくシ出す。第１４図は、識別回路３４の出力信号
波形を表わしている０ローパスフイルタ２８の出力と識
別回路３４の出力との差動増幅器３２のそれぞれの入力
に印加されることによシ、その出力は第１５図に示す如
き波形となる。ただし、第１５図の（４）は被変調波信
号に周波数変動でない場合、（Ｂ）は周波数変動がΔω
、の場合、（Ｃ）は−Δω。の場合である。差動増幅＠
３２からのこのような出力がルーｌの応答を決定するル
ープフィルタ２４に入力されるとその出力波形は第１２
図に示す如くなシ、被変調波信号の周波数変動に比例し
九直流成分を得ることができる◎ルーフ”フィルタ２４
の出力が増幅器２６において増幅された後、電圧制御発
振器２０ｂＫ制御電圧として印加されること杜、前の２
つの実施例の場合と全く同様である。
ルタ２８の出力波形を識別回路３４０入力に印加し、被
変調波の周波数変動によって生ずる直流変動成分の含ま
れない＠Ｏｍレベル、＠１′″レベルに固定し九基準信
号をつくシ出す。第１４図は、識別回路３４の出力信号
波形を表わしている０ローパスフイルタ２８の出力と識
別回路３４の出力との差動増幅器３２のそれぞれの入力
に印加されることによシ、その出力は第１５図に示す如
き波形となる。ただし、第１５図の（４）は被変調波信
号に周波数変動でない場合、（Ｂ）は周波数変動がΔω
、の場合、（Ｃ）は−Δω。の場合である。差動増幅＠
３２からのこのような出力がルーｌの応答を決定するル
ープフィルタ２４に入力されるとその出力波形は第１２
図に示す如くなシ、被変調波信号の周波数変動に比例し
九直流成分を得ることができる◎ルーフ”フィルタ２４
の出力が増幅器２６において増幅された後、電圧制御発
振器２０ｂＫ制御電圧として印加されること杜、前の２
つの実施例の場合と全く同様である。
以上詳細に説明し丸ように木兄Ｗ１４によれば、遅延回
路にベースバンド信号の１ピ、ト以下ｏｓｉｇ量を有す
る遥延被変調波信号七散〕出すりｖｆが設けられてお）
、との遥爾被変調波償奇と被変調波信号との正弦波位相
比較回路った結果から被変調波の周波数変動によりて生
ずる直流変動成分Ｏみと取シ出し、これを遅延回路に戻
して遅延量を可変制御しているため、被変調波信号の周
波数変動が生じても遅延回路の位相量がほぼ一定に保持
される。従って、従来の如き復調アイパターンの劣化は
生じない〇 その結果、耐フエージング特性のもともと嵐い遅嶌検ｔ
ｎ路に１さらに周波数変動に対する安定性を与えること
ができ、本発明によれば、デジタル移動通信Ｋｌ！求さ
れる各種の条件を全て満足させることができる。
路にベースバンド信号の１ピ、ト以下ｏｓｉｇ量を有す
る遥延被変調波信号七散〕出すりｖｆが設けられてお）
、との遥爾被変調波償奇と被変調波信号との正弦波位相
比較回路った結果から被変調波の周波数変動によりて生
ずる直流変動成分Ｏみと取シ出し、これを遅延回路に戻
して遅延量を可変制御しているため、被変調波信号の周
波数変動が生じても遅延回路の位相量がほぼ一定に保持
される。従って、従来の如き復調アイパターンの劣化は
生じない〇 その結果、耐フエージング特性のもともと嵐い遅嶌検ｔ
ｎ路に１さらに周波数変動に対する安定性を与えること
ができ、本発明によれば、デジタル移動通信Ｋｌ！求さ
れる各種の条件を全て満足させることができる。
第１図は従来の遥凰検波回路のプロ、り図、第２図は本
発明の第１の実施例のプロ、り図、ｊＩ３図及び第４開
拡復調アイパターンの説明図、第５図は被変調波信号の
周波数変動に対する増幅器の出力電圧特性図、第６図は
電圧制御発振器の制御電圧に対する発振周波数偏位特性
図、第７図は被変調波信号の周波数変動に対する遅延回
路の位相偏位特性図、第８図は本発明の菖２の実施例の
ブ四ツク図、第９図はローノ臂スフ（ルタＯ出力信号波
形図、第１０図は直流阻止回路の出力信号波形図、第１
１図は差動増幅器の出力信号波形図、第１２図はループ
フィルタの出力信号波形図、第１３図は本発明の第３の
実施例のプ四ツク図、第１４図は識別回路の出力信号波
形図、第１５図は差動増幅器の出力信号波形図である。 １０．１８−・・端子、１４−・・正弦波もしくは余弦
波位相比較回路、ＩＬ２８−Ｗ−ノスフイルタ、２０−
・遅延回路、２０ａ・・・シフトレジスタ、２０ｂ−１
圧制御発振器、２２・・・正弦波位相比較回路、２４−
・ループフィルタ、２６・・・増＠器、３０・−直流阻
止回路、３２・・・差動増幅器、３４−識別回路。 特許出願人 富士通株式会社 特許出原代環人 弁理士青水 網 弁理士 画 館 和 之 弁理士 内 １）申 男 弁理士 山 口 昭 之 第３図 第４図 第５図 第６図 制御電圧（Ｖ） 第７図 被変調波信号の周波数変動（にＨｚ） ）９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１４図 第１５図
発明の第１の実施例のプロ、り図、ｊＩ３図及び第４開
拡復調アイパターンの説明図、第５図は被変調波信号の
周波数変動に対する増幅器の出力電圧特性図、第６図は
電圧制御発振器の制御電圧に対する発振周波数偏位特性
図、第７図は被変調波信号の周波数変動に対する遅延回
路の位相偏位特性図、第８図は本発明の菖２の実施例の
ブ四ツク図、第９図はローノ臂スフ（ルタＯ出力信号波
形図、第１０図は直流阻止回路の出力信号波形図、第１
１図は差動増幅器の出力信号波形図、第１２図はループ
フィルタの出力信号波形図、第１３図は本発明の第３の
実施例のプ四ツク図、第１４図は識別回路の出力信号波
形図、第１５図は差動増幅器の出力信号波形図である。 １０．１８−・・端子、１４−・・正弦波もしくは余弦
波位相比較回路、ＩＬ２８−Ｗ−ノスフイルタ、２０−
・遅延回路、２０ａ・・・シフトレジスタ、２０ｂ−１
圧制御発振器、２２・・・正弦波位相比較回路、２４−
・ループフィルタ、２６・・・増＠器、３０・−直流阻
止回路、３２・・・差動増幅器、３４−識別回路。 特許出願人 富士通株式会社 特許出原代環人 弁理士青水 網 弁理士 画 館 和 之 弁理士 内 １）申 男 弁理士 山 口 昭 之 第３図 第４図 第５図 第６図 制御電圧（Ｖ） 第７図 被変調波信号の周波数変動（にＨｚ） ）９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１４図 第１５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、被変調波信号を遅延させる遅延回路、誼遅延回路に
よって遅延させた第１の遅延被変調波信号と前記被変調
波信号とを位相比較する位相比較回路を備え九遅蔦検緻
回路において、前記遅延回路からペースパンＰ信号０１
ビ、ト以下の遥嬌量を与えた第２の遅延被変調波信号を
取〕出し、該第２の遅延被変調ｒＩＬｌ１号と前記被変
調波信号との位相比較を行う正弦波位相比較回路及び該
正弦波位相比較回路からの出力ａ＊を平滑してループ応
答を定めるループフィルタを含む閉ループ回路をさらに
設け、該ルーｆＩｌ路の出力を前記遥蔦閤路に＃Ｉ遺し
て該遍蔦回路の遍蔦量を制御することを特徴とする遅延
検波回路。 ２、前記ループ回路が前記正弦波位相比較回路の出力の
高調波成分を除くロー／ｌスフィルタ、諌ローＩ４スフ
ィルタの出力信号の直流成分を除去する直流阻止回路、
前記−一ノ帯スフィルタの出力信号と前記直流阻止回路
の出力信号との差動増幅を行う差動増幅回路を備えてお
り、骸差動増ｌＩｗＡ路の出力信号を前記ループフィル
タに印加するようにし九特許請求の範囲第１項記載０遅
嶌検波回路・３、前記ルー７回路が、前記正弦波位相比
較回路の出力の高調波成分を除去する四−パスフィル！
、＃四−ノスフイルＩの出力信号を量子化する丸めの識
別回路、前記ローノ量スフィルタの出力信号と前記識別
回路の出力を差動増幅する差動増幅回路を備えており、
皺差動増幅回路０出力信号を前記ループフィルタに印加
するようにした特許請求の範囲第１項記載の遅延検波回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56100518A JPS583353A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | 遅延検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56100518A JPS583353A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | 遅延検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS583353A true JPS583353A (ja) | 1983-01-10 |
| JPH0429265B2 JPH0429265B2 (ja) | 1992-05-18 |
Family
ID=14276167
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56100518A Granted JPS583353A (ja) | 1981-06-30 | 1981-06-30 | 遅延検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS583353A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5423459A (en) * | 1977-07-25 | 1979-02-22 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Delay detector |
-
1981
- 1981-06-30 JP JP56100518A patent/JPS583353A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5423459A (en) * | 1977-07-25 | 1979-02-22 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Delay detector |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0429265B2 (ja) | 1992-05-18 |
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