JPS5836031A - 雑音低減装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は雑音低減装置に関する。

従来から、ある特定な通信系あるいは特定な記録・再生
系のＳｌＮ比を改善するため、その系に信号圧縮器と信
号伸長器とを備えた雑音低減装置を用いることが知られ
ている。

特に信号圧縮器の回路構成部品と信号伸長器の回路構成
部品とを共通に使用し、モードスイッチの切換えによっ
て信号圧縮器の機能と信号伸長器の機能とを切換えるこ
とが可能な雑音低減装置がソザイテイ・オブ・エレクト
ロニック・アンド・ラジオ・チクニジアン誌　第８巻　
１９７４年５／６月号によって提案されている。

この釉の切換可能型信号圧縮器／信号伸長器は、ドルビ
ーＢ型ノイズ・リダクション・システムとして当業者間
で周知のものである（ドルビーという言葉は、ドルビー
研究所の登録商標である）。

このドルビーＢ型ノイズ・リダクション・システムを信
号圧縮器に切換えることによって、このシステムはエン
コーダとなる。信号圧縮器（エンコーダ）は入力信号が
録音テープに記録される前に、この入力信号のダイナミ
ックレンジを圧縮する。このシステムは信号伸長器に切
換ることによって、このシステムはデコーダとなる。信
号伸長器（デコーダ）は入力信号に対するダイナミック
レンジの直線性をもとに戻す。記録／再生プロセス中に
導入される雑音は相当に減少され、従って信号圧縮器−
信号伸長器の組合せは雑音低減装置として作用する。

ドルビーＢ型ノイズ・リダクション・システムでは、通
例２００Ｉ（ｚの周波数値よりも高い信号成分に対して
信号圧縮／信号伸長の動作が行なわれる。

一方、ドルビーＢ型ノイズ・リダクシヨン・システムを
基にその回路構成が類似したところのドルビー０型ノイ
ズ・リダクション・システムが最近開発されている。Ｂ
型とＣ型とにおい工大きく異なっているのは雑音低減効
果であって、Ｂ型が５ＫＨｚの周波数におい℃約１０　
ｄ　Ｔ３の雑音低減量であったのに対し、Ｃ型は５　Ｋ
Ｈｚの周波数におりて約２０ｄＢの雑音低減量に改善さ
れている。

第１図は周知のドルビー０型ノイズ・リダクション・シ
ステムがエンコーダとして動作するための回路ブロック
を示している。

入力端子Ｔ、における録音入力信号はスベクトラル・ス
キエーイング回路１１の入力端子に印加される。テープ
特性による大振幅録音時の高周波利得の低下を防止する
ため、１０ＫＨｚ〜２０ＫＨｚの周波数の信号レベルは
スペクトラル・スキューイング回路によって低減される
。かくして、１０Ｋ［−Ｉｚ〜２０　ＫＨｚの特定の周
波数におけるエンコード・デコード誤差が著しく低減さ
れる。

スペクトラル・スキューイング回路１１の出力信号は結
合回路１２の一方の入力端子に印加されるとともに高ｌ
／ペル・サイド・チェイン１３を介して結合回路１２の
他方の入力端子に印加され、端子Ｔ、より結合回路１２
の出力信号が得られる。

か（して、端子ＴＩ　ｖ　Ｔｔの間の信号経路はドルビ
ーＣ型エンコーダの第２レベル処理回路を構成する。

さらに、端子Ｔ８．Ｔ、の間の信号経路はドルビー０型
エンコーダの第２レベル処理回路を構成する。

端子Ｔ、と端子Ｔ、とが接続されることによって、結合
回路１２の出力信号はアンチ・サチュレーシ璽ン回路１
４と低レベル・サイド・チェイン１５とに印加される。

アンチ・サチュレーション回路１４は高信号レベルにお
いて動作することによって、テープ飽和、高周波信号損
失、歪率増加を防止する。

アンチ・サチュレーション回路１４の出力信号と低レベ
ル・サイド・チェイン１５０出力信号とがそれぞれ結合
回路１６の一方の入力端子と他方の入力端子に印加され
るため、結合回路１６の出力端子Ｔ４よりドルビーＣ型
エンコーダのエンコード出力信号を得ることができる。

ドルビー０型エンコーダのエンコー）’出力（７１が第
３図に示す如き振幅−周波数特性を有するの１／［対し
　、　　ドルビー０型エンコーダのエンコード出力信号
は第４図に示す如き振幅−周波数特性を有する。すなわ
ち、信号振幅１ノベルの低下に従って、ドルビー０型エ
ンコーダのエンコード出力信号に含まれる２００Ｉ（１
以上の周波数成分の振幅値はドルビーＢ型エンコーダの
エンコード出力信−ｊｔに含まれるそれの約２倍に相当
している。

第２図は周知のドルビーＯ型ノイズ・リダクション・シ
ステムがデコーダとして動作するための回路ブロックを
示している。

入力端子Ｔ、は再生前誼増幅器よりの再生入力信号が印
加されるとともに結合回路１６の一方の入力端子に接続
されている。結合回路１６の出力信号は信号反転器］７
を介してアンチ・サチュレーション回路１４に印加式れ
る。

アンチ・サチュレーション回路１４の出力信号は端子Ｔ
、に供給されるとともに低レベル・サイド・チェイン１
５を介して結合回路１６の他方の入力端子に供給される
。

かくして、端子’ｒ、　ｌ　　Ｔ６の間の信号経路はド
ルビー０型デコーダの第ルベル処理回路を構成する。信
号反転器】７と結合回路１６との結合は信号減算を実行
するため、この第ルベル処理回路の出力信号の振幅−周
波数特性の２００Ｈｚ以上の信号成分は信号レベルの低
下に従って次第に小さな振幅値を有するようになる。

さらに、端子Ｔ、、Ｔ、の間の信号経路はドルビーＣ型
デコーダの第２レベル処理回路を構成する。すなわち、
端子Ｔ６と端子Ｔ、とが接続されることによって、アン
チ・サチェレーシ目ン回路１４の出力信号が結合回路１
２の一方の入力端子に供給されている。結合回路１２の
出力信号は信号反転器１８を介してスベクトラル・スキ
ュイング回路１１の入力端子に供給されるとともにさら
に高レベル・サイド・チェイン１３を介して結合回路１
２の他方の入力端子に供給される。信号反転器１８と結
合回路１２との結合は同様に信号減算を実行するため、
端子Ｔ、より得られるスペクトラル・スキューイング回
路１１の出力信号の振幅−周波数特性の２００Ｈ２以−
ヒの信号成分は信号レベルの低下に従って次第に小さな
振幅値を有するようになる。

かくして、端子Ｔ、から端子Ｔ、ｔでの信号経路の総合
特性は、第４図の振幅−周波数特性と逆特性となる。

第５図は上述したドルビー０型エンコーダとドルビー０
型デコーダとの組合せによるノイズ・リダクション・シ
ステムによる雑音低減量とドルビーＢ型ノイズ・リダク
シヮン拳システムによる雑音低減量とを示している。

一方、公知のドルビーＢ型ノイズ・リダクション・シス
テムのサイド・チェインにおいては４７００９Ｆ’のキ
ャパシタｈ４７にΩの抵抗との並列接続を含むフィルタ
回路網を介してサイド・チェインの入力信号が可変イン
ピーダンスに供給される。

従って、公知のＢ型システムのサイド・チェインの低周
波利得は４７にΩの抵抗と可変インピーダンスのインピ
ーダンスとによって定められ、サイド・チェインの高周
波利得は４７００ｐＦのキャパシタによるインピーダン
スと可変インピーダンスのインピーダンスとによって定
められる。

一方、公知のドルビー０型ノイズ・リダクション・シス
テムのサイド・チェインにおいては１００ＱＯｐＦのキ
ャパシタと４７にΩの抵抗との並列接続を含むフィルタ
回路網を介してサイド・チェインの入力信号が可変イン
ピーダンスに供給される。

従って、公知の０型システムのサイド・チェインの低周
波利得は４７にΩの抵抗と可変インピーダンスのインピ
ーダンスとによって定められ、サイド・チェインの高周
波利得は１００００ｐｌｉ’のキャパシタによるインピ
ーダンスと可変インピーダンスのインピーダンスとによ
って定められる。

ドルビーＢ型システムもしくはドルビーＣ型システムと
して動作可能なノイズ・リダクション・システムの開発
に際して、それぞれ２４Ｉ（Ωの直列接続された二つの
抵抗のうちのひとつの両端間を第１の機械的スイッチで
短絡・開放制御しそれぞれ４７００９Ｆの二つのキャパ
シタを第２の機械的スイッチによって並列・非並列制御
することによってＣ型もしくはＢ型のためのフィルタ回
路網を構成する方式、さらに４７にΩの抵抗と４７００
ｐＦのキャパシタとの並列接続に機械的スイッチの開・
閉動作によって４７００ｐＦの他のキャパシタを非並列
接続又は並列接続してＢ型もしくはＣ型のためのフィル
タ回路網を構成する他の方式が本発明に先立って本発明
者等にぶって検討された。

しかしながら、本発明者の検討によって、上記いずれの
方式も機械的スイッチを必要とするためノイズ・リダク
ション・システムの製品価格を高めるだけでな（、その
動作信頼性の低下をもたらすことが明らかとなった。

本発明の目的とするところはＢ型システムもしくはＣ型
システムとして動作可能であり、さらにサイト−チェイ
ンのフィルタ回路網の構成が簡単であり、Ｂ型システム
もしくはＣ型システムのエンコード誤差およびデコード
誤差の低減されたノイズ・リダクション・システムを提
供することにある。

本発明の基本的発明思想に従ったノイズ・リダクション
・システムによれば該システムがＢ型もしくはＣ型シス
テムとして動作するいずれの場合も、１００００ｐＴｉ
’のキャパシタと４７にΩの抵抗との並列接続を含む共
用フィルタ回路網を介してサイド・チェインの入力信号
が可変インピーダンスに供給され、高レベル・サイド・
チェインの可変インピーダンスの制御形態がＢ型とＣ型
システムの場合とで互いに異なっている。

以下、本発明の実施例を図面に沿って説明する。

第６図は本発明の一実施例によるドルビー０型ノイズ・
リダクション・システムのブロック・ダイヤグラムを示
している。破線ＩＯ内部の回路素子はモノリシック半導
体集積回路（以下１０という）の内部に形成され、丸で
囲まれた数字はＩＯの外部接続端子を示している。

ＩＯの１番端子には抵抗几、。、を介し゛〔バイアス電
圧Ｖ。Ｆが供給されるとともに抵抗１％１゜、とキャパ
シタＣ４゜１　とを介してオーディオ録音信号ＲＥＯＩ
ＮＰＵＴが供給される。

ＩＯの２番端子はキャパシタ０１０！を介しテ接地され
、ＩＯの３番端子は接地端子として接地電位ＧＮＤに接
続されている。

工００４番端子は抵抗Ｒ，，，を介してバイアス電圧■
□、が供給されるとともにオーディオ再生信号ＰＢ　　
ＩＮＰＵＴが供給される。

ＩＯの５番端子は交流リップル除去用キャパシタ０．。

４を介して接地され、回路各部に供給されるところのバ
イアス電圧ｖ！ＬＩＦが５番端子より発生される。

ＴＯの６番端子には抵抗Ｒ８゜４　ｍ　”！０５を介し
てバイアス電圧ｖＲＥＦが供給される。抵抗几、。４は
５゜ＩＫΩ、抵抗几、。、は１５にΩの抵抗値に設定さ
れている。

ＩＯの７番端子と８番端子との間にはキャパシタ０１０
１１　ｅ　　０１［１６ｅ　　０１０？　ｅ　　ＣｌＯ
３、抵抗Ｒ，。６゜１”　１　！　８によって構成され
たフィルタ回路網３００に接続されている。

本発明に従った実施例によれば、特にキャパシタ０１０
８は１００００ｐＦ’の容量値に、抵抗Ｒ１，。、は４
７　Ｔ（Ωの抵抗値に設定されている。伺、キャバシ４
０，６Ｓは０．０１５μＦ、！−ｒパシタＯ、。６に！
０．０１５ｚ＊Ｆ、　０ｔｖｙは１０μＦの容量値に、
抵抗Ｒ１！、は１００Ωの抵抗値に設定されている。

ＩＯの９番端子はキャパシタ０．。（１＋Ｃ１１゜。

抵抗Ｒ３゜、によって構成された周波数特性決定回路１
０１に接続されるとともにインダクタ”ｓａｔとキャパ
シタＣ１，、とによって構成されたバイアス・トラップ
回路１０２に接続されている。このバイアス・トラップ
回ｗ！ｒ１０２の並列共振周波数は後に説明するバイア
ス発振器１０７によって発生される交流バイアス信号の
周波数とほぼ等しく定められている。

ＩＯの１０番端子、１１番端子、１２＠端子。

１３番端子はノイズ・リダクシヨン・システムのサイド
・チェインの検波ダイオードＤ１．Ｄ、の検波特性を定
める時定数回路１０３に接続されている。時定数回路１
０３はキャパシタ０１１１＋０１１□ＯＩＩ＄　＋　Ｃ
１１４ｖ抵抗”１０１１　ｙ　”１（１１ｔ　”’１ｆ
ｆｉ＠によって構成されている。

本発明に従った実施例によれば、％に抵抗几□はＩＭΩ
の抵抗値に設定されている。向、キャバシＩ　Ｃ１１ｌ
ｌ　Ｉ　　”１１！は０．３３　ｊｊ　Ｆに、キャパシ
タ０１１８　ｅ　０１１４は１μＦの容量値に設定され
、抵抗ＲＩ　６　Ｂは４，７にΩに、抵抗Ｒｔ　ｏ　ｓ
は８２　ＫΩの抵抗値に設定されている。

ＩＯの１４番端子はキャパシタＯｔ＋ｓ　−抵抗Ｒ，，
，を介して接地され、キャパシタ０□１．と抵抗几Ｉｔ
？との共通接続点は録音増幅器１０４の入力端子に接続
されている。録音増幅器１０４の出力端子は出力結合キ
ャパシタ０，３４とバイアス・トラップ回路１０５とを
介して録音磁気ヘッド１０８に接続されている。−万、
バイアス発振器１０７より発生された交流バイアス信号
が録音磁気ヘッド１０８に供給されている。バイアス・
トラップ回路１０５はインダクタＬ　Ｉ８４　とキャパ
シタ０，３ｓによって構成され、その並列共振周波数は
バイアス発振器１０７によって発生される交流バイアス
信号の周波数とはぼ等１．＜定められている。

ＩＯの１５番端子は位相補償用キャパシタ０１１１１を
介して接地されることによって、ＩＯ内部の信号反転器
１７の交流動作が安定化される。

工０の１６番端子と１７番端子とはキャパシタ０１１’
ｆ　ｔ　Ｃ１１８ｅ抵抗Ｒ８，。、　Ｒ，１，、Ｒ１，
１，によって構成されたところのフィルタ回路１０９に
接続され、このフィルタ回路はアンチ・サチュレータ１
フ回路１４の一部を構成する。

ＩＯの１７番端子と１８番端子とはキャパシタ０．１゜
、Ｏ１２゜Ｗ　０１２１　ｍ　Ｃ０７，抵抗１も、１４
゜”　Ｉ　Ｉ　Ｉ！　＋　　”　１　ｔ　４によって構
成されたフィルタ回路網１１０に接続されている。

本発明に従った実施例によれば、特にキャパシタ０１□
は１００００ｐＦの容量値に、抵抗Ｉ”　Ｉ　Ｉ　Ｉ＋
は４７にΩの抵抗値に設定されている。伺、キャパシタ
Ｏ１１，は０．０１２μＦ、キャパシタＣ１１０は０．
０１μＦ、キャパシタＣ１□はＩＯμＦの容量値圧、抵
抗Ｒ１１４は１６にΩ、抵抗Ｒ１，４は２２０Ωの抵抗
値に設定されている。

ＩＯの１９番端子はキャパシタ０１□、０□。

抵抗Ｒ■６によって構成され九周波数特性決定回路１１
１に接続されるとともにインダクタＬ１゜。

とキャパシタＯ１ｍ　ｌ　とによっ又構成されたバイア
ス・トラップ回路１１２に接続されている。このバイア
ス・トラップ回路１１２の並列共振周波数はバイアス発
振器１０７によって発生される交流バイアス信号の周波
数とほぼ等しく定められている。

ＩＯの２０番端子と２１番端子とはノイズ・リダクシ曹
ン・システムのサイド・チェインの検波ダイオードＤ、
、Ｄ、の検波特性を定める時定数回路１１３に接続され
てｂる。時定数回路１１３はキャパシタＣＩ！Ｉｆ　；
　０１１６　＋抵抗Ｉ’　Ｉ　Ｉ　？によって構成され
ている。尚、キャパシタ０□、は０．１５μＦＩ　キャ
パシタＣｌ２６は０．４７μＦの容量値に、抵抗Ｒｒ　
＋　ｑは８２■（Ωの抵抗値に設定されている。

Ｉ（ｊの２２番端子、、、２３番端子、２４番端子；２
５番端子はキャパシタ０１１１　ｅ　　Ｏ□Ｂ　”　１
２１１　ｍ　インダクタＬ１（Ｂ、抵抗１ｔＩＩ８．’
も１１９　ｅ　”Ｉ！Ｏ＊　Ｒ１２１ｗＲ＋　＊　ａに
よって構成されたところのフィルタ回路１１４に接続さ
れ、このフィルタ回路１１４はスペクトラル・スキュー
イング回路１１の一部を構成する。

工０の２６番端子には録音・再生切換制御信号Ｒ，／Ｐ
　　０ＯＮＴが印加サレル。

ＩＯの２７番端子はキャパシタ０．ｓｏを介して接地電
位忙接続されるとともに抵抗Ｒ１□を介してドルビーＯ
Ｆ’Ｆ／Ｂ１０切換制御信号ＯＦＦ／Ｂ１０　０ＯＮＴ
が印加される。

ＩＯの２８番端子はキャパシタ０１□を介して接地電位
に接続されるとともに電源電圧■。、が供給される。

電源供給回路２０には２８番端子より電源電圧■、ｃが
供給されることによって、特に５番端子にバイアス電圧
■。、（約■ｃｃ／２のレベル）を発生する。

ドルビーＯＦＦ／Ｂ１０切換制御回路２１には２７番端
子より制御信号ＯＦＦ／Ｂ１０が印加される。

制御信号ＯＦＦ／Ｂ１０が第】レベルとなるノイズ・リ
ダクション・システムの高レベル・サイド・チェイン１
３と低レベル・サイド・チェイン１５とがその振幅−周
波数特性制御動作を停止する如（、切換制御回路２１の
出力はスイッチ８４゜Ｓ、をオン状態に制御する。これ
と同時に切換制御回路２１の出力はスイッチ８１　＊　
　Ｓｍ　ｅ　　Ｓｍをオン状態に制御する。

制御信号ＯＦＦ／Ｂ１０がｖＸ２レベルとなるとノイズ
・リダクション・システムの低レベル・サイド・チェイ
ン１５がその振幅−周波数特性制御動作を停＋ｈしてか
かるノイズ・リダクション・システムがドルビーＢ型と
して動作する如く、切換制御回路２１の出力はスイッチ
ＳＩｌをオン状態に制御する。これと同時に切換制御回
路２１の出力はスイッチＳ、、Ｓ、、Ｓ３をオン状態に
、スイッチ＄４をオフ状態に制御する。かくして、スイ
ッチＳ４がオフ状態であるため、高レベル・サイド・チ
ェイン１３がその振幅−周波数特性制御動作を実行する
。さらに、制御信号ＯＦＦ／Ｂ１０が第２レベルとなる
と、切換制御回路２１の出力がスイッチング増幅器２６
．３０を制御し、その結果スイッチング増幅器２６．３
０はＢサイドの非反転入力端子（■）に印加された人力
信号に応答し０サイドの非反転入力端子（■）に印加さ
れた入力信号には非応答となる。

制御信号ＯＦＦ／Ｂ１０が第３レベルとなるとノイズ・
リダクション・システムの高レベル・サイド・チェイン
１３と低レベル・サイド・チェイン】５とがその振幅−
周波数特性制御動作を実行してかかるノイズ・リダクシ
ョン・システムがドルビー０型として動作する如く、切
換制御回路２１の出力はスイッチＳ４．Ｓ、をオフ状態
に制御する。これと同時に切換制御回路の出力はスイッ
チＳ、、Ｓ、、Ｓ、をオフ状態に制御する。さらに、制
御信号ＯＦＦ／Ｂ１０が第３レベルとなると、切換制御
回路２１の出力がスイッチング増幅器２６．３０を制御
し、その結果スイッチング増幅器２６．３０は０サイド
の非反転入力端子（■）に印加された入力信号に応答し
Ｂサイドの非反転入力端子（■）に印加された入力信号
には非応答となる。

録音／再生切換制御口ｊ１３２２には２６番端子より制
御信号Ｒ／Ｐが印加される。

制御信号Ｒ，／Ｐが第ルベルとなるとノイズ・リダクシ
ョン・システムがエンコーダとして動作する如く、切換
制御回路２２より制御信号が発生される。すなわち、こ
の場合各スイッチング増幅器は下記の如く動作する。

（１）スイッチング増幅器２３，２４．２９は几サイド
の非反転入力端子（Ｏ）と反転入力端子（ｅ）とにそれ
ぞれ印加された入力信号に応答し、Ｐサイドの非反転入
力端子（■）と反転入力端子（θ）とにそれぞれ印加さ
れた入力信号には非応答となる。

（２）スイ・ソチング増幅器２６，２７，２８，３０゜
３１はＲサイドの非反転入力端子（■）に印加された入
力信号に応答１５、Ｐサイドの非反転入力端子（■）に
印加された入力信号に非応答となる。

制御信号１（、／Ｐが第２レベルとなるとノイズ・リダ
クション・システムがデコーダとして動作する如（、切
換制御回路２２より制御信号が発生される。すなわち、
この場合釜スイ・ソチング増幅器は下記の如く動作する
。

（３）スイッチング増幅器２３，２４．２９はＰサイド
の非反転入力端子（■）と反転入力端子（ｅ）とにそれ
ぞれ印加された入力信号に応答し、几サイドの非反転入
力端子（■）と反転入力端子（ｅ）とにそれぞれ印加さ
れた人力信号には非応答となる。

（４）スイッチング増幅器２６，２７．２８，３０゜３
１はＰサイドの非反転入力端子（■）Ｋ印加された入力
信号に応答し、Ｒサイドの非反転入力端子に印加された
入力信号には非応答となる。

可変インピーダンス３３．信号増幅器３４．利得制御増
幅器３５．整流ダイオードＤｉ　ｅ　　Ｄｌ　ｍ電圧／
電流変換器３６Ａ、３６Ｂ、オーバーシュート・サプレ
ッサ３７．バイアス回路４２は高レベル・サイド・チェ
イン１３の一部を構成する。

フィルター回路網１００を介して可変インピーダンス３
３に伝達される信号レベルが低下すると、信号増幅器３
４．利得制御増幅器３５．整流ダイオードＤ＋、Ｄｔ、
１！圧／１ｉｔ流変換器３６Ａ。

３６Ｂ（特に電圧／電流変換器３６Ａ、、３６Ｂの出力
信号）は可変インピーダンス３３のインピーダンス値高
めオーバーシュート・サプレッサ３７を介して結合回路
１２に供給されるところの信号増幅器３４の出力信号（
高レベル・サイド・チェイン１３の出力信号）を増加さ
せる。

スイッチＳ４がオン状態となると定電流源ｌ。

より所定の制御電流が可変インピーダンス３３に流入し
、その結果可変インピーダンス３３のインピーダンスは
著しく低下する。すると、オーバーシュート・サプレッ
サ３７を介して結合回路１２へ信号増幅器３４の出力信
号が供給されなくなるため、高レベル・サイド・チェイ
ン１３はその振幅−周波数特性制御動作を停止する。

可変インピーダンス３８．信号増幅器３９．利得制御増
幅器４０．整流ダイオードＤ、、Ｄ４゜電圧／電流変換
器４１．オーバーシュート・サプレリザ４２．バイアス
回路４３は低レベル・サイド・チェイン１５の一部を構
成する。

フィルター回路網１】０を介して可変インピーダンス３
８に伝達される信号レベルが低下すると、信号増幅器３
９．利得制御増幅器４０．整流ダイオードＤ、、Ｄ４．
電圧／１！流変換器４１（特に電圧／電流変換器４１の
出力信号）は可変インピーダンス３８のインピーダンス
を高めオーパージ具−ト・サプレッサ４２を介して結合
回路１６に供給されるところの信号増幅器３９の出力信
号（低レベル・サイド・チェイン１５０出力ａｉ　ｓ　
）を増加させる。

スイッチＳ５がオン状態となると足置流源Ｉ。

より所定の制御電流が可変インピーダンス３８に流入し
、その結果可変インピーダンス３８のインピーダンスは
著しく低下する。すると、オーパージニート・サプレッ
サ４２を介して結合回路１６へ信号増幅器３９の出力信
号が供給されなくなるため、低１ノベル・サイド・チェ
インはその振幅−周波数特性制御動作を停止する。

高レベル・サイド・チェイン１３の可変インピーダンス
３３および低レベル・サイド・チェイン１５の可変イン
ピーダンス３８は特開昭５２−１１６０５２号公報「電
子インピーダンス装置」（米国特許第４，２２０，８７
５号）によって公知の可変インピーダンスが使用されて
いる。かかる公知の可変インピーダンスの入力インピー
ダンスの値Ｚが可変インピーダンス内のバイアス電流の
値”ｌｌｌＡｌに比例し、可変インピーダンス外部より
供給される制御電流ＩＣ８ＮＴＲＯＬに逆比例すること
も当業者間に公知である。

一方、スイッチＳ４がオフ状態の条件でフィルター回路
網１００を介して高レベル・サイド・チェイン】３の可
変インピーダンス３３に伝達される信号レベルが実質的
に零の場合に可変インピーダンス３３のインピーダンス
値Ｚが極めて高くかつ安定に維持されるべきであること
、さらに同様にスイッチＳ、がオフ状態の条件でフィル
ター回路網１１０を介して低レベル・サイド・チェイン
１５の可変インピーダンス３８に伝達される信号レベル
が実質的に零の場合に可変インピーダンス値Ｚが極めて
篩くかつ安定に維持されるべきことが本発明者の検討よ
り明らかとなった。

上述の如き本発明者の検討結果をもとに、特に本発明に
従った実施例によれば高レベル・サイド・チェイン１３
にはバイアス回路４２が配置され、低レベル・サイド・
チェイン１５にはバイアス回路４３が配置されている。

その結果、高レベル・サイド・チェイン１３の可変イン
ピーダンス３３に伝達される信号レベルが実質的に零で
ありかつ低レベル・サイド・チェイン１５の可変インピ
ーダンス３８に伝達される信号レベルが実質的圧零であ
る場合は、バイアス回路４２によってバイアスされた電
圧／１１ｔ流変換器３６Ａ、３６Ｂは安定に維持された
微小制御電流を高レベル・サイド・チェイン１３の可変
インピーダンス３３に供給するとともにバイアス回路４
３によってバイアスされた電圧／電流変換器４１は安定
に維持された微小制御電流を低レベル・サイド・チェイ
ン１５の可変インピーダンス３８に供給する。

さらに、本発明に従った実施例によれば高レベル・サイ
ド・チェイン１３の勢す出社−Ｎ→−二つの電圧／電流
変換器３６Ａ。

３６Ｂの電圧／電流変換係数はほぼ互いに等１．＜設定
されている。さらに、制御信号ＯＦＦ／Ｂ１０が第３レ
ベルの場合、切換制御回路２１の出力は電圧／電流変換
器３６Ｂの電圧／１！流変換動作を禁止し、その結果電
圧／電流変換器３６Ｂの出力制御電流は実質的に無視で
きる値となる。

第７図は、制御信号ＯＦＦ／Ｂ１０が第２レベルとなり
、他の制御信号Ｒ／Ｐが第ルベルとなることによって、
第６図のノイズ・リダクション・システムがドルビーＢ
型エンコーダとして動作する場合の信号伝達経路を示す
回路図である。この場合、スイッチＳ、がオン状態であ
るためすでに説明したように低レベル・サイド・チェイ
ン１５はその振幅−周波数特性制御動作を停止する一方
、スイッチＳ４がオフ状態であるため高レベル・サイド
・チェイン１３はその振幅−周波数特性制御動作を実行
する。

バイアス回路４２より発生されたバイアス′ば圧は抵抗
ＩＬＩＯ、Ｒ＋ｏｏ　、Ｉも１７．にょって分圧され、
抵抗Ｒ，。。Ｉ　　■（ＩｔＩＩの共通接続点の分圧電
圧が二つの電圧／電流変換器３６Ａ、３６Ｂの入力端子
に供給される。スイッチＳ４がオフ状態の条件でフィル
ター回路網１００を介して高レベル・サイド・チェイン
１３の可変インピーダンス３３に伝達される信号レベル
が実質的に零の場合に抵抗Ｒ，，，の一端がオン状態の
スイッチＳ３を介して接地されることによって抵抗比、
。９　ｔ　”Ｉｔｓの共通接続点の分圧電圧はスイッチ
Ｓ３がオフ状態の上記共通接続点の電圧の半分の電圧と
なるように抵抗”　ｌ　ＯＱ　＋　　ＲＩ　＊　Ｉｔの
抵抗値が設定されている。

従って、グイ９チＳ４がオフ状態の場合の微小制御電流
Ｉ、の半分の微小制御電流Ｉ、／２が二つの電圧／電流
変換器３６Ａ、３６Ｂの出力にそれぞれ流れることにな
る。故に、可変インピーダンス３３は合計してＩ、の微
小制御電流によって制御され、可変インピーダンス３３
は極めて高い無信号初期インピーダンスｚｌになる。　
　　・スイッチＳ４がオフ状態の条件でフィルター回路
網１００を介して高振幅レベルの交流信号が高レベル・
サイド・チェイン１３の可変インピーダンス３３に伝達
されると、整流ダイオードＤ、。

Ｄ、がオン状態となるのでスイッチＳ４がオフ状態の場
合の検波電圧と同じ検波電圧がスイッチＳ４のオン状態
の場合に二つの電圧／電流変換器３６Ａ。

３６Ｂの入力に印加されるようになる。従って、この検
波電圧に比例した制御電流■。が二つの電圧／電流変換
器３６Ａ、３６Ｂの出力にそれぞれ流れることになる。

故に、可変インピーダンス３３は合計して２Ｉｏの制御
電流によって制御され、可変インピーダンス３３は比較
的低い動作インピーダンスとなる。

第７図に示した信号伝達経路の端Ｔ４から得られるエン
コード出力信号（録音オーディオ出力信号）は第６図に
示すように録音増幅器１０４によって増幅された後にバ
イアス・トラップ回路１０５を介して録音ヘッド１０８
に印加される。録音ヘッド１０Ｂにはバイアス発振器１
０７より６０Ｉ（Ｈｚ〜１００ＫＨｚの交流バイアス信
号が同様に印加されているが、磁気テープの周波数特性
によって磁気テープ上にはオーディオ信号のみが記録さ
れ交流バイアス信号は記録されない。

第８図は、制御信号ＯＦＦ／Ｂ１０が第２レベルとなり
、他の制御信号Ｒ／　Ｐが第２レベルとなることによっ
て、第６図のノイズ・リダクション・システムがドルビ
ーＢ型デコーダとして動作する場合の信号伝達経路を示
す回路図である。

この場合も高レベル・サイドやチェイン１３の可変イン
ピーダンス３３に伝達される（ｇ−号レベルが実質的に
零の場合に可変インピーダンス３３は合計してＩ、の微
小制御電流によって制御され、高レベル・サイド・チェ
イン１３の可変インピーダンス３３に高振幅レベルの交
流信号が伝達された場合に可変インピーダンス３３は合
計して２Ｉｃの制御電流によって制御される。

第９図は、制御信号ＯＦＦ／Ｔ３１０が第３レベルとな
り、他の制御信号Ｒ／Ｐが第ルベルとなることによって
、第６図のノイズ・リダクション・システムがＯ型エン
コーダとして動作する場合の信号伝達経路を示す回路図
である。

制御信号ＯＦＦ／Ｂ１０が第３レベルとなると、切換制
御回路２１はすでに説明したように高レベル・サイド・
チェイン１３の電圧／電流変換器３６Ｂの動作を実質的
に禁止する。一方、切換制御回路２１によってスイッチ
Ｓ１はオフ状態に制御される念め、バイアス回路４２に
よってバイアスされた電圧／電流変換器３６Ａの出力に
のみＩ、の微小制御電流が流れる。従って、可変インピ
ーダンス３３に伝達される信号レベルが実質的に零の場
合に、可変インピーダンス３３は合計してＩ、の微小制
御電流によって制御される。

一方、可変インピーダンス３３に高振幅レベルの交流信
号が伝達された場合に、可変インピーダンス３３は合計
１−てＩｃの制御電流によって制御される。

第９図に示した信号伝達経路は第１図のドルビー０型エ
ンコーダとして動作し、第９図の端子Ｔ。

から得られるエンコード出力信号（録音オーディオ出力
信号）は第６図に示すように録音増幅器１０４によって
増幅された後にバイアス・トラップ１０５を介して録音
ヘッド１０８に印加される。

録音ヘッド１０８にはバイアス発振器１０７より６０　
ＫＨｚ〜１００ｉ（Ｉ（ｚの交流バイアス信号が印加さ
れているが、磁気テープの周波数特性によって磁気テー
プ上にはオーディオ信号のみが記録され交流バイアス信
号は実質的に記録されない。

第１０図は、制御信号ＯＦＦ／Ｂ１０が第３１７ペルと
なり、他の制御信号Ｒ／Ｐが第２レベルとなることによ
って、第６図のノイズ・リダクション・システムがＣ型
デコーダとして動作する場合の信号伝達回路を示す回路
図である。

この場合も、可変インピーダンス３９に伝達される信号
レベルが実質的に零の場合に可変インピーダンス３３は
合計してＩｉの微小制御電流によって制御され、可変イ
ンピーダンス３３に高振幅レベルの交流信号が伝達され
た場合に可変インピーダンス３３は合計してＩＣの制御
電流によって制御される。

第１０図に示した信号伝達回路は第２図のドルビー０型
デコーダとして動作する。上述した録音ヘッド１０８に
よって録音された磁気テープ上に記録されたオーディオ
信号は再生ヘッド（図示せず）によって検出され、さら
に再生等化回路（図示せず）を介して再生入力信号ＰＢ
　　ＩＮＰＵＴとして端子Ｔ８に供給される。

ところで、第６図に示された本発明の一実施例によるノ
イズ・リダクション・システムがＢ型システムとして動
作する場合、公知のＢ型システムのエコード量およびデ
コード世よりの誤差が小さいことを下記如詳細に説明す
る。

■、公知のＢルリシステム： 第１１図は公知のＢ型システムのサイド・チェイン１３
を示し、４７にΩの抵抗ＲＩ０６　と４７００９Ｆのキ
ャパシタ０．。８によってフィルター回路網１００が構
成され、信号増幅器３４．利得制御増幅器３５．整流・
平滑器几ＥＯＴ、　１Ｌ圧／電流変換器３６によって可
変インピーダンス３３のインピーダンスが制御される。

Ａ、大振幅応答：フィルター回路１００への信号電圧を
ｖＩｎ＋　可変インピーダンス３３の信号電圧なＶＩ＋
信号増幅器３４の利得を人１．利得制御増幅器３５の利
得をＡｔ、整流・平滑器ＲＥＯＴの変換係数をα３．電
圧／電流変換器３６の変換係数なα２．可変インピーダ
ンス３３の変換係数をβとすれば、電圧／電流変換器３
６の制御電流ＩＣと可変インピーダンス３３のインピー
ダンスＺ１ｎはそれぞれ下記のように求めることができ
る。

Ｉｃ−α、・α、・Ａ、・Ａ１　・Ｖ、・・・・・・（
１）・・・・・・（２） Ａ−１，低周波大振幅応答：低周波大振幅の信号電圧ｖ
ｉｎがフィルター回路網１００に印加された場合の可変
インピーダンス３３の（Ｎ号電圧Ｖ、は、下記のように
求めることができる。

Ｉ（ Ａ−２，高周波大振幅応答：高周波大振幅の信号電圧ｖ
ｌｎがフィルター回路網１００に印加された場合の可変
インピーダンス３３の信号電圧Ｖ、は、下記のように求
めることができる。

＋Ｚ１．　　　　　　　　　　　　＋−ｊω０＋ｏａ　
　　　　　　　　ｊω０１０１１　　　ｖ。

・・・・・・（４） Ｂ、微小振幅応答：微小振幅の信号電圧ｖｉｎがフィル
ター回路網１００に印加された場合は、電圧／電流変換
器３６の無信号時の微小制御電流Ｉ。

によって下記の如（定められる可変インピーダンス３３
の極めて高いインピーダンスの無信号初期インピーダン
スＺ１がサイド・チェイン１３の伝達特性を決定する。

β ｌ３−１．低周波微小振幅応答：低周波微小振幅の信号
電圧ｖｔｎがフィルター回路網１００に印加された場合
の可変インピーダンス３３の信号電圧は、下記のように
求めることができる。

Ｂ−２，高周波微小振幅応答：高周波大振幅の信号電圧
ｖｉｎがフィルター回路網１００に印７ＪＯサれた場合
の可変インピーダンス３３の信号電圧は、下記のように
求めることができる。

■、全公知０型システム： 第１２図は公知の０型システムの高レベル・サイド・チ
ェイン１３を示し、４７にΩの抵抗Ｒ，。６と１ｏｏ０
０ｐＰのキャパシタ２０．。、にょっ℃フィルター回路
１００が構成され、各条件における信号応答は下記のよ
うになる。

Ａ−１，低周波大振幅応答： に Ａ−２，高周波大振幅応答； に ・・・・・・（９） Ｂ−１，低周波微小振幅応答： Ｂ−２，高周波微小振幅応答； ■０本発明のＢ型システム 第１３図は第６図に示された本発明の一実施例によるノ
イズ・リダクション・システムがＢ型システムとして動
作する場合の高レベル・サイド・チェイン１３を示し、
４７にΩの抵抗Ｒ５゜、と１００００９Ｆのキャパシタ
２　ｏ＋ｏａによ、）てフィルター回路網１００が構成
され、二つの電圧／電流変換器３６Ａ、３６Ｂが配置さ
れている。

人、大振幅応答：二つの電圧／電流変換器３６Ａ。

３６Ｂは下記のように互いに等しい制御電流ＩＣを流す
ので可変インピーダンス３３のインピーダンスＺＩｎは
下記のように求めることができる。

Ｉｃ−α、・α１・Ａ！・Ａ、・ｖｌ　　　　　・・・
・・・（１つ・・・・・・０□□□ Ａ−１，低周波大振幅応答； に この第（１４）式と上記（３）式との比較から明らかな
ように、本発明のノイズ・リダクション・システムがＢ
型システムとして動作する場合に、低周波大振幅応答に
おいてエンコード誤差あるいはデコード誤差を生じる。

しかしながら、実際の測定によればこの誤差は実用上許
容しうる程度であることが確認された。

一方、本発明の他の実施例としてフィルター回路網１０
０の抵抗Ｒ１ｏ、を４７にΩから約半分の２４にΩに変
更することができる。すると第０４）式と第（３）式と
は完全に等しくなってＢ型システムとして実施例システ
ムが動作する場合の低周波大振幅応答のエンコード誤差
あるいはデコード誤差は生じな（なる。

しかしながら、このように抵抗１”　ｌ　Ｏ＠の値を約
半分に変更すると、実施例システムがＯ型システムとし
て動作する場合の低周波大振幅応答において若干のエン
コード誤差あるいはデコード誤差が生じる。

従って、本実施例のノイズ・リダクション・システムに
おいては０型システムとして動作する場合の信号応答を
優先するため、抵抗Ｒ１，ｏ、は４７にΩに設定されて
いる。

Ａ−２，高周波大振幅応答； に ・・・・・・（Ｌつ このように第（１，５１式は第（４）式と完全に等しく
なり、本発明のノイズ・す゛ダクシ日ン・システムがＢ
型システムとして動作する場合、高周波大振幅応答にお
いてエンコード誤差あるいはデコード誤差は生じない。

Ｂ、微小振幅応答：二つの電圧／電流変換器３６Ａ。

３６　Ｂは互いに等しい無信号時の微小制御電流Ｉ、／
２を流すので、可変インピーダンス３３の無信号初期イ
ンピーダンスｚｉは下記のように求められる。

Ｂ−１゜低周波微小振幅応答： Ｂ−２，高周波微小振幅応答： このように第αη式と第（６）式とは等しくなり、第（
１８式と第（動式とは等しくなるので、本発明のノイズ
・リダクション・システムがＢ型システムとして動作す
る場合、低周波および高周波の微小振幅応答においてエ
ンコード誤差あるいはデコード誤差は生じない。

■０本発明のＣ型システム： 第１４図は第６図に示された本発明の一実施例だよるノ
イズ・リダクション・システムがＣ型システムとして動
作する場合の高レベル・サイド・チェイン１３を示し、
４７にΩの抵抗Ｉ”　＋　０６　と１００００ｐＦのキ
ャパシタ２０１０８によってフィルター回路網］００が
構成され、電圧／電流変換器３６１３の動作が実質的に
禁止されている。微小振幅応答においては電圧／電流変
換器３６Ａは微小制御電流工１を流し、大振幅応答にお
いては電圧／電流変換器３６Ａは制御電流ＩＣを流す。

従って、第１４図の高レベル・サイド・チェイン１３の
動作は第】２図に示した公知のＣ型システムのサイド・
チェイン１３の動作と完全に等しくなり、本発明のノイ
ズ・リダクション・システムが０型システムとして動作
する場合、低周波および高周波の大振幅応答さらに低周
波および高周波の微小振幅応答においてエンコード誤差
あるいはデコード誤差は生じない。

一方、磁気テープへのオーディオ信号の録音は６０ＫＨ
ｚ〜１００Ｉ（１４ｚの交流バイアス信号を重畳して実
行されるのが一般的である。

ところで、公知のＢ型もしくはＣ型のドルビー・ノイズ
・リダクション・システムのサイド・チェインは高周波
のオーディオ信号成分に応答するだけではな（６０ＫＨ
ｚ〜１００ＫＨｚの交流バイアス信号にも敏感に応答す
るため、公知のノイズ・リダクション・システムは比較
的大きなエンコード・デコード誤差を有する。

第８図に示した信号伝達回路はドルビーＢ型デローダと
して動作する。上述した録音ヘッドｌ０ＦＩによって録
音された磁気テープ上に記録されたオーディオ信号は再
生ヘプト（図示せず）によって検出され、さらに再生等
化回路（図示せず）を介して再生入力信号ＰＢ　　ＩＮ
ＰＵＴとして端子Ｔ。

に供給される。

第６図のノイズ・リダクション・システムがＢ型もしく
はＣ型のデコードとして動作する場合、バイアス発振器
１０８はその発振動作を停止し、その結果交流バイアス
信号はバイアス発振器１０８より発振されない。

第６図のノイズ・リダクション・システムがＢ型もしく
はＣ型のエンコーダとして動作する場合、バイアス発振
器１０７は比較的大きな電圧振幅（１００Ｖ、Ｐ）の交
流バイアス信号を発生する。

一方、ノイズ・リダクション・システムがＢ型エンコー
ダとして動作する場合、録音入力信号ＲＥＯＩＮＰＵＴ
の信号レベルの低下によって高レベル・サイド・チェイ
ン１３の可変インピーダンス３３は高いインピーダンス
に制御されなければならない。ノイズ・リダクション・
システムがＣ型エンコーダとして動作する場合、録音入
力信号ＲＥＯＩＮＰＵＴの信号レベルの低下によって高
レベル・サイド・チェイン１３の可変インピーダンス３
３と低レベル・サイド・チェイン１５の可変インピーダ
ンス３８とはともに高いインピーダンスに制御されなけ
ればならない。

ノイズ・リダクシヨン・システムがＢ型もしくは０型の
エンコードとして動作する場合にバイアス発ｒｉ器１０
７は大きな電圧振幅の交流バイアス信号が発生されてい
るため、バイアス回路１０７の出力とノイズ・リダクシ
ョン・システム各部との間の容量結合もしくは誘導結合
によってノイズ・リダクション・システム各部に無視で
きないレベルの交流バイアス信号成分が誘起される。

が省略されたとすれば、録音入力信号ＲＥＯＩＮＰＵＴ
のオーディオ信号レベルが小であっても無視できない交
流バイアス信号電流が高レベル・サイド・チェイン１３
の周波数特性決定回路１０１イアス信号電流が周波数特
性決定回路１０１，１１１に流れることによって、利得
制御増幅回路３５゜４０の出力信号が不所望にも増大す
る。従って、録音入力信号ＲＥＯＩＮＰＵＴが小さいに
もかかわらず、誘起された交流バイアス信号によって高
レベル・サイド・チェイン１３の可変インピーダンス３
３と低レベル・サイド・チェイン１５の可変インピーダ
ンス３８とはともに不所望にも低いインピーダンスに制
御される。

この結果、バイアス・トラップ回路１０２．１１２カ哨
略された場合は、ノイズ・リダクション・システムがＢ
型あるｈはＣ型エンコーダとして動作すると１．でもそ
れぞれの理想のエンコード特性から実際のエンコード特
性が著しく逸脱する。

これに対し、本発明の好適な実施例に従ったノイズ・リ
ダクション・システムにおいては第６図に示すようにバ
イアス・トラップ回路１０２．１１２が特に配置されて
いる。バイアス・トラップ回路１０２．１１２の並列共
振周波数はバイアス発振器１０７より発根される交流バ
イアス信号の周波数と＋？！ぼ等しく定められているの
で、変流バイアス信号の周波数においてバイアス・トラ
ップ回路１０２．１１２のインピーダンスは極めて大き
な値となる。かくして交流バイアス信号′−流は利得制
御増幅器３５．４０の出力からそれぞれ周波数特性決定
回路１０１，１１１とを介してバイアス・トラップ回路
１０２，１１２に流れ込まなくなる。

従って、録音入力信号ＲＥＯＩ　Ｎ　Ｐ　Ｕ　Ｔが小さ
い場合は、利得制御増幅回路３５．４０の出力信号は録
音入力信号ｒ（、ＥＯＩ　Ｎ　Ｐ　Ｕ　Ｔのレベルに比
例して小さなレベルとなり、第６図のノイズ・リダクシ
ョン・システムがＢ型エンコーダあるいはＣ型エンコー
ダとして動作するとしてもそのエンコード特性はそれぞ
れの理想のエンコード特性から著しく逸脱することはな
い。

本発明は上述の実施例に限定されるものではな（、その
基本的技術思想に基づいて種々の変形実施形態を採用す
ることができる。

例えば、高レベル・サイド・チェイン１３のバイアス回
路４２と低レベル・サイド・チェイン１５のバイアス回
路４３とは独立に配置される必要はな（、単一のバイア
ス回路を両サイド・チェイン１３．１５に兼用すること
ができる。

また、スイッチング増幅器２３，２４，２６゜２７．２
８，２９．３０はＭＯＳＦＥＴ等によって構成されたア
ナログ・スイッチ等のスイッチング手段によって構成す
ることも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は周知のドルビーＣ型ノイズ・リグクシ１ン・シ
ステムがＣ型エンコーダとして動作するための回路ブロ
ックを示し、第２図は周知のドルビーＣ型ノイズ・リダ
クション・システムがデコーダとｌ−て動作するための
回路プロ・ツクを示し、第３図は周知のドルビーＢ型エ
ンコーダのエンコード出力信号の振幅−周波数特性を示
し、第４図は周知のドルビーＣ型エンコーダのエンコー
ド出力信号の振幅−周波数特性を示し、第５図はドルビ
ーＣ型エンコーダとドルビーＣ型デコーダとの組合せに
よるノイズ・リダクション・システムによる雑音低減量
とドルビーＢ型ノイズ・リダクション・システムによる
雑音低減量とを示し、第６図は本発明の一実施例による
ノイズ・リダクション・システムのブロック・ダイヤグ
ラムを示し、第７図は第６図のノイズ・リダクション・
システムがドルビーＢ型エンコーダとして動作する場合
の信号伝達経路を示す回路図であり、第８図は第６図の
ノイズ・リダクション・システムがドルピ−Ｂ型デコー
ダとして動作する場合の信号伝達経路を示す回路図であ
り、第９図は第６図のノイズ・リダクシ田ン争システム
がドルビーＣ型エンコーダとして動作する場合の信号伝
達経路を示す回路図であり、第１０図は第６図のノイズ
・リダクション・システムがドルビー０型デコーダとし
て動作する場合の信号伝達経路を示す回路図であり、第
１１図は公知のドルビーＢ型システムのサイド・チェイ
ンを示す回路図であり、第１２図は公知のドルビーＣ型
システムの高レベル・サイド・チェインを示す回路図で
あり、第１３図は第６図圧水された本発明の一実施例が
Ｂ型システムとして動作する場合の高レベル・サイド・
チェイン１３を示す回路図であり、第１４図は第６図に
示された本発明の一実施例が０型システムとして動作す
る場合の高レベル・サイド・チェイン１３を示す回路図
である。 １２．１６・・・結合回路、１３．１５・・・サイド番
チェイン、２３．２４，２６，２７．２Ｂ、２９゜３０
．３１・・・スイッチング増幅器、３３．３８・・・可
変インピーダンス、３４．３９・・・信号増幅器、３５
．４０・・・利得制御増幅器、Ｄ、、Ｄ、、Ｄ３゜Ｄ４
・・・整流ダイオード、３６Ａ、３６Ｂ、４１・・・電
圧／電流変換器、３７．４２・・・オーバーシュート・
ザプレッサ、ｌＯｏ、１１０・・・フィルター回路網。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１の結合回路（１６）、第１の信号反転器（１７
   ）、アンチ・サチュレーシ璽ン回路（１４）。 低レベル・サイド・チェイン（１５）を有する第２レベ
   ル処理回路と、第２の結合回路（１２）。 第２の信号反転器（１Ｂ　）、スペクトラル・スキュー
   イング回路（１１）、高レベル・サイド・チェイン（１
   ３）を有する第２レベル処理回路とを具備し： 上記低レベル・サイド・チェイン（１５）は第１のフィ
   ルタ回路網（１１０Ｌ第１の可変インピーダンス（３Ｂ
   ）、第１の信号増幅器（３９）。 第１の利得制御増幅器（４０）、第１の整流ダイオード
   （Ｄａ　、Ｄ４　　）−第１の電圧／電流変換器（４１
   ）、第１のオーバーシュート・サプレッサ（４２）を有
   し： 上記高レベル・サイド・チェイン（１３）は第２のフィ
   ルタ回路網（１００）、第２の可変インピーダンス（３
   ３Ｌ第２の信号増幅器（３４）。 第２の利得制御増幅器（３５）、第２の整流ダイオード
   （Ｄ＋　、Ｄｔ　）−互いに特性のほぼ等しい＃ｔｃ２
   の電圧／電流変換器（３６Ａ）と第３の電圧／電流変換
   器（３６Ｂ）、第２のオーバーシュート・サプレッサ（
   ３７）を有し； 上記第３の電圧／［光変換器（３６）の動作を実質的に
   禁１■−する手段（２１）を具備してなることを特徴と
   する雑音低減装置。 ２、上記第１のフィルタ回路網（１１０）と上記第２の
   フィルタ回路網（１００）とはドルビーＣ型システムの
   基準に基づ（八て構成され、上記第３の電圧／電流変換
   器（３６Ｂ）の動作を実質的に’ｌＡ［ｒ−スることに
   よってドルビーＣ型システムとして動作する如（構成し
   たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の雑音低
   減装置。 ３、上記第１の可変インピーダンス（３８）のインピー
   ダンスを著しく低下せしめるとともに上記第２の電圧／
   電流変換器（３６Ａ）と上記第３の電圧／電流変換器（
   ３６Ｂ）とを同時に動作せしめることによってドルビー
   Ｂ副システムとして動作する如（構成したことを特徴と
   する特許請求の範囲第２項記載の雑音低減装置。 ４、上記雑音低減装置がドルビーＯ型システムとして動
   作する際に上記第２の電圧／電流変換器（３６Ａ）の出
   力より得られる無信号時の微小制御電流（１１）の約半
   分の無信号時機小制御電流（Ｉｉ／２）を上記第２の電
   圧／電流変換器（３６Ａ）の出力と上記第３の電圧／電
   流変換器（３６Ｂ　）の出力とにそれぞれ流させしめる
   ことによってドルビーＢ副システムとして動作する如く
   構成したことを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の
   雑音低減装置。