JPH0572766B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は信号圧縮器と信号伸長器とを備えた雑
音低減装置などに用いられる可変インピーダンス
装置に関する。

従来から、ある特定な通信系あるいは特定な記
録・再生系のＳ／Ｎ比を改善するため、その系に
信号圧縮器と信号伸長器とを備えた雑音低減装置
を用いることが知られている。

特に信号圧縮器の回路構成部品と信号伸長器の
回路構成部品とを共通に使用し、モードスイツチ
の切換えによつて信号圧縮器の機能と信号伸長器
の機能とを切換えることが可能な雑音低減装置が
ソサイテイ・オブ・エレクトロニツク・アンド・
ラジオ・テクニシアン誌 第８巻 1974年５／６
月号によつて提案されている。

第１図は、この切換可能型信号圧縮器／信号伸
長器の回路ブロツク図を示している。この種の切
換可能信号圧縮器／信号伸長器は、ドルビーＢ型
ノイズ・リダクシヨン・システムとして当業者間
で周知のものである（ドルビーという言葉は、ド
ルビー研究所の登録商標である）。

このドルビーＢ型ノイズ・リダクシヨン・シス
テムを信号圧縮器に切換えることによつて、この
システムはエンコーダとなる。信号圧縮器（エン
コーダ）は入力信号が録音テープに記録される前
に、この入力信号のダイナミツクレンジを圧縮す
る。このシステムは信号伸長器に切換ることによ
つて、このシステムはデコーダとなる。信号伸長
器（デコーダ）は入力信号に対するダイナミツク
レンジの直線性をもとに戻す。記録／再生プロセ
ス中に導入される雑音は相当に減少され、従つて
信号圧縮器−信号伸長器の組合せは雑音低減装置
として作用する。

ドルビーＢ型ノイズ・リダクシヨン・システム
では、通例200Hzの周波数値よりも高い信号成分
に対して信号圧縮／信号伸長の動作が行なわれ
る。

次に第１図の回路ブロツクを参照して、周知の
エンコーダ／デコーダについて詳細に説明する。

第１図に示した雑音低減装置は入力端子T₁と
出力端子T₂との間のメイン・バスlmと、エンコ
ーダ／デコーダ切換えのためのモードスイツチ
SWと出力端子T₂との間のサイド・バスl_sとを有
する。

メイン・バスl_n上には結合回路１０、反転器１
１が配置されている。

サイド・バスl_s上には可変フイルタ１２、信号
増幅器１３、制御増幅器１４、整流器・平滑回路
１５、オーバーシユート・サブレツサ１６が配置
されている。

モードスイツチSWが端子T₃に接続されている
場合は、この回路ブロツクはエンコーダとなる。
メイン・バスl_n上の結合回路１０と反転器１１と
は線形増幅を実行する。

可変フイルタ１２は、整流器・平滑回路１５に
よつて発生される制御信号S_cに応じて200Hz以上
の周波数の信号成分に対する伝達量を変化させ
る。より詳しく説明すると可変フイルタ１２、信
号増幅器１３、制御増幅器１４、整流器・平滑回
路１５のループによつて、モードスイツチSWの
共通端子T₅における入力信号のレベルが低下す
ると可変フイルタ１２よりの伝達量が増加する。
故に、入力信号レベルの低下に従つてサイド・バ
スl_s上の200Hz以上の周波数の信号成分は増加す
る。

回路ブロツクがエンコーダに構成されている場
合は、サイド・バスl_s上の信号はメイン・バスl_n
上の信号に加算される。従つて、第２図の振幅−
周波数特特性に示すように200Hz以上の信号成分
は信号レベルの低下に従つて次第にに大きな振幅
値をもつよいになる。

一方、モードスイツチSWが端子T₄に接続され
ている場合は、この回路ブロツクはデコーダとな
る。メイン・バスl_n上の反転器１１は信号反転器
として構成されておりモードスイツチSWの共通
端子T₅はこの反転器１１の出力信号が印加され
るので、サイド・バスl_s上には入力端子T₁に印加
された入力信号と反対位相の信号が供給されるよ
うになる。従つて、サイド・バスl_s上の信号はメ
イン・バスl_n上の信号から減算されるので、デコ
ーダの出力信号の振幅−周波数特性においては
200Hz以上の信号成分は信号レベルの低下に従つ
て次第に小さな振幅値を有するようになる。

オーバーシユート・サブレツサ１６は、可変フ
イルタ１２に印加される端子間電圧の振幅値を制
限する。もしこのオーバーシユート・サブレツサ
１６が配置されてないと、高レベルの過渡信号に
は不所望な変化が生じる。

ところで、最近の電子機器、例えば携帯用テー
プレコーダ等の技術的動向の一つに、小形かつ軽
量化がある。この様な場合、電源電池の小形のも
のが望ましく、電源電圧も例えば3V程度の低電
圧になる。

ここで、上記技術的動向にかんがみ、3V程度
の超低電圧電源で上述の如き雑音低減動作の可否
を考える。本発明者の検討によれば、電源電圧
3V程度では雑音低減装置を構成する信号圧縮器
系の各回路、また信号伸長系の各回路とも動作し
得ないことが判明した。

これは、雑音低減装置を構成する各回路につ
き、低電圧電源用に回路定数を変更する程度では
不可能である。そこで、本発明者によつて、雑音
低減装置を構成する各回路について、入念な検討
がなされた。そして、雑音低減装置を構成する上
記可変フイルタ１２に関し、今般新規な技術的思
想に想到した。

依つて、本発明の目的とするところは、低電圧
電源で確実に動作する可変インピーダンス装置を
提供することにある。

以下、図面を参照して本願発明を具体的に説明
する。

第３図は本発明の一実施例による切換可能型信
号圧縮器／信号伸長器の回路ブロツクを示し、破
線IC内の部品はモノリシツク半導体集積回路内
に構成されている。丸で囲れた数字は、集積回路
の端子番号を示している。

入力端子T₁と出力端子T₂との間のメイン・バ
スl_n上には結合回路１０、反転器１１が配置され
ている。入力端子T₁は入力結合容量C₁を介して
集積回路の１番端子に接続されている。入力増幅
器２０はいわゆる演算増幅器の形態に構成され、
非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）、出力
端子を有している。この非反転入力端子（＋）は
上記１番端子に接続され、この出力端子は集積回
路の３番端子として集積回路外部のモードスイツ
チSWの端子T₃に接続されるとともにメイン・バ
スl_nに接続されている。抵抗R₁，R₂から構成さ
れた負帰還回路網２１が入力増幅器２０の出力端
子と反転入力端子（−）との間に接続されること
により、この入力増幅器２０の電圧利得が設定さ
れる。

上記負帰還回路網２１の抵抗R₂の一端は４番
端子に接続されたところの容量C₃によつて交流
的に接地されている。基準電圧発生器２２は、こ
の４番端子に電源電圧V_ccの約半分のレベルに設
定された直流基準電圧V_REFを供給する。１番端子
と４番端子との間には抵抗R₁₀₀が接続されること
によつて、１番端子に上記直流基準電圧V_REFが供
給される。従つて、入力増幅器２０の出力端子の
直流電位もほぼこの直流基準電圧V_REFに近いレベ
ルとなる。

モードスイツチSWと出力端子T₂との間のサイ
ド・パスl_s上には可変フイルタ１２、信号増幅器
１３、制御増幅器１４、整流器・平滑回路１５、
オーバーシユート・サブレツサ１６が配置されて
いる。可変フイルタ１２は容量C₄，C₅、抵抗
R₁₀₁，R₁₀₂、可変インピーダンス２３によつて構
成されている。

モードスイツチSWは容量C₄，C₅を介して集積
回路の５番端子に接続されている。この５番端子
には上記可変インピーダンス２３が接続されてい
る。

可変インピーダンス２３は、本発明でいう可変
インピーダンス装置であつて、第４図に示す如き
回路構成になされている。トランジスタQ₁，Q₃
の各ベースは、所定の基準電圧V_REFに保持され
る。トランジスタQ₂，Q₄のベースには、入力信
号V_ioが供給される。差動対に構成されたトラン
ジスタQ₅，Q₆の各エミツタには、後述する電圧
−電流変換器２７ａ（以下においてＶ／Ｉコンバ
ータという）から制御信号電流SC₁が供給され
る。トランジスタQ₉は、後述するＶ／Ｉコンバ
ータ２７ｂから供給される制御信号電流SC₂によ
つて、トランジスタQ₃，Q₄を流れる電流を制御
する。

なお、Ｖ／Ｉコンバータ２７ｂには、基準電源
ES₂が設けられている。これを設けた目的は、５
番端子から供給される入力信号が通常の信号レベ
ルにある時、トランジスタQ₃，Q₄を非動作状態
に保持し、所定レベル以上の時動作状態にするた
めのものである。更に、抵抗R₃₃は、ダイナミツ
クレンジを高くするために設けられているもので
あつて、定電流回路に換えてもよい。

上述の如き可変インピーダンス装置２３におけ
るＡ点の入力インピーダンスを求める。Ａ点の電
圧レベルをV_Aとする。この時、電圧レベルV_Aと
トランジスタQ₁，Q₂の各コレクタ電流i_c1，i_c2と
の間には、次式に示す関係がある。

i_c1＝−（V_A・R₃₃）／｛（r_e1＋R_n） ・（r_e1＋R_n＋2R₃₃）｝ ……(1) i_c2＝｛V_A／（r_e1＋R_n）｝ ・〔１−｛｛R₃₃／（r_e1＋R_n＋2R₃₃｝〕 ……(2) 但し、上記(1)，(2)式において、R_nは抵抗R₃₁，
R₃₂であり、r_e1はトランジスタQ₁，Q₂の各エミツ
タ等価抵抗（図示せず）である。

次いで、i_c1とi_c2とによるトランジスタQ₅，Q₆
の各ベース間電圧差を求める。

V_BE5−V_BE6＝r_e2（i_c2−i_c1） V_RE5−V_RE6＝（r_e2・V_A）／（r_e1＋R_n） ……(3) 但し、r_e2はダイオードD₁，D₂の等価抵抗（図
示せず）である。

更に、Ａ点を流れる電流をI_Aとすれば、 I_A＝（r_e2・V_A）／｛（r_e1＋R_n）・2r_e3｝ ……(4) となる。但し、r_e3は一般式Q₅，Q₆のエミツタ等
価抵抗（図示せず）である。

そして、上記V_A及びI_Aから入力インピーダン
スR_ioを求めると、 R_io＝V_A／I_A＝（r_e1＋R_n）・（2r_e3／r_e2） ……(5) で決定される。

第４図の可変インピーダンス装置２３の動作
は、次のようになる。

入力信号Vinの信号レベルが上昇すると、これ
に応じて整流器・平滑回路１５の整流平滑出力レ
ベルが上昇し、Ｖ／Ｉコンバータ２７ａの出力電
流（制御信号電流）SC₁のレベルが増大する。ト
ランジスタQ₅，Q₆は、電流SC₁のレベルの増大に
よつてそれぞれのエミツタ電流が増大するので、
それぞれのエミツタ等価抵抗re₃が減少する。

従つて、入力インピーダンスRinは、上記式５
から明らかなように、エミツタ等価抵抗re₃に比
例するので、入力信号Vinのレベルの上昇に応じ
て減少することとなる。

入力信号Vinの信号レベルが更に上昇すること
によつて、Ｖ／Ｉコンバータ２７ｂの入力電圧す
なわち整流器・平滑回路１５の整流平滑出力が基
準電源ES₂の電圧レベルよりも高レベルになる
と、かかるＶ／Ｉコンバータ２７ｂから、制御信
号電流SC₂が出力されることとなる。トランジス
タQ₃，Q₄は、トランジスタQ₉が制御信号電流
SC₂によつてオン状態にされ、コレクタ電流I₀を
形成するようになることによつて、動作状態にさ
れることとなる。

トランジスタQ₃，Q₄の動作によつて、入力信
号Vinに応じてもたらされるダイオードD₁，D₂の
電流変化量が大きくなり、トランジスタQ₅，Q₆
のベース間に与えられる信号レベルが増大され
る。その結果、入力インピーダンスRinは、トラ
ンジスタQ₃，Q₄の動作によつて更に低下される
こととなる。

ちなみに、上述の第４図のような構成の可変イ
ンピーダンス装置２３を考える課程において、本
発明者によつて、第５図に示すような構成の可変
インピーダンス装置が検討された。以下参考まで
に述べると、第５図の可変インピーダンス装置２
３を使用した場合であつて、電源電圧が2V、入
力信号Vinが0dBの大きいレベルの時、本発明者
の実験によれば、雑音低減装置のエンコード特性
（エンコード時の入力T₁に対する出力T₂の比）と
して第６図にf₁で示すように、5KHz付近から次
第にそのレベルが上昇し始め、20KHz付近で2dB
もレベルが上昇する周波数特性が得られた。すな
わち、この場合には、入力信号Vinが0dBという
大きいレベルであるにもかかわらずに、電源電圧
が2Vという極めて低い電圧であること及び整流
器・平滑回路１５における整流ダイオード１５
ａ，１５ｂにおいて電圧降下が有ることから、か
かる整流器・平滑回路１５から充分なレベルの整
流平滑信号が得られなくなり、これに応じてＶ／
Ｉコンバータ２７ａからの出力すなわち制御出力
電流SC₁が、可変インピーダンス装置２３の入力
インピーダンスRinを低下させるのに充分な値ま
で増大されなくなつてくることになる。このよう
に、可変インピーダンス装置の入力インピーダン
スRinが小さくならない結果として、エンコード
時のサイド・バスl_sにおける可変インピーダンス
装置による信号減衰の不足が生じ、サイド・バス
l_sから結合回路１０に比較的大きいレベルの信号
が供給されることとなり、高周波信号のレベル上
昇が生ずることとなつてしまつているのである。

第４図に示す本発明の実施例の可変インピーダ
ンス装置２３を使用した場合には、同一の低電源
電圧及び入力信号Vinレベルにおいて、第６図に
f₂に示したようなフラツトな周波数特性が得られ
ている。すなわち、この場合には入力信号Vinが
0dBのような通常の信号レベルを越えた大きなレ
ベルであることによつて、整流器・平滑回路１５
の出力がＶ／Ｉコンバータ２７ｂに結合された基
準電源ES₂のレベルよりも大きくなり、トランジ
スタQ₃，Q₄が動作状態にされ、その結果、入力
インピーダンスRinが充分低下されることとなる
ものである。大きいレベルの入力信号Vinに対し
入力インピーダンスRinが充分に低下されること
に応じて、エンコード時の大きいレベルの入力信
号Vinに対するサイド・バスl_sにおける可変イン
ピーダンス装置による信号減衰を充分に大きくす
ることができ、その結果、フラツトな周波数特性
を得ることができることとなつているのである。

信号増幅器１３はいわゆる演算増幅器の形態に
構成され、非反転入力端子（＋）、反転入力端子
（−）、出力端子を有している。この非反転入力端
子（＋）は５番端子および可変インピーダンス２
３に接続されている。抵抗R₃，R₄から構成され
た負帰還回路網２４が信号増幅器１３の出力端子
と反転入力端子（−）との間に接続されることに
より、この信号増幅器１３の電圧利得が設定され
ている。信号増幅器１３の出力端子の出力信号は
オーバーシユート・サプレツサ１６に供給され
る。

オーバーシユート・サプレツサ１６は、高レベ
ルの過渡信号による不所望な変化の発生を防止す
るためのものである。オーバーシユート・サプレ
ツサ１６の出力信号はバツフア２５を介して結合
回路１０のサイド・パスl_sに伝達される。

一方、制御増幅器１４はいわゆる演算増幅器の
形態に構成され、非反転入力端子（＋）、反転入
力端子（−）、出力端子を有している。この反転
入力端子（＋）は５番端子および可変インピーダ
ンス２３に接続されている。抵抗R₆，R₇，R₁₀₃、
容量C₆，C₇から構成された負帰還回路網２６が
接続されることにより、この制御増幅器１４の電
圧利得が設定されている。６番端子は負帰還回路
網２６の抵抗R₁₀₃、容量C₆，C₇の半導体集積回
路外部での接続のため配置されている。制御増幅
器１４の出力信号は整流器・平滑回路１５に伝達
される。

整流器・平滑回路１５はダイオードD₃から構
成された整流器１５ａを含み、容量C₈，C₉、抵
抗R₁₀₄，R₁₀₅、ダイオードドD₄から構成された平
滑回路１５ｂを含んでいる。ダイオードD₄はい
わゆるアタツク・タイムとリカバリ・タイムとを
適切な値に調整する。７番端子および８番端子は
平滑回路１５ｂの容量量C₈，C₉、抵抗R₁₀₄，R₁₀₅
の半導体集積回路外部での接続のため配置されて
いる。平滑回路１５ｂの出力電圧は、Ｖ／Ｉコン
バータ２７ａ，２７ｂに供給される。

Ｖ／Ｉコンバータ２７ａ，２７ｂは、平滑回路
１５ｃの出力電圧に相当した制御信号電流SC₁，
SC₂をその出力に発生する。制御信号電流SC₁，
SC₂の大きさに従つて、可変フイルタ１２を構成
する可変インピーダンス装置２３のインピーダン
ス値が上述の如く制御される。

可変フイルタ１２、制御増幅器１４、整流器・
平滑回路１５、電圧−電流変換器２７はモードス
イツチSWの共通端子T₅における信号レベルの低
下に従つて可変インピーダンス２３のインピーダ
ンス値を制御するため、信号増幅器１３とオーバ
ーシユート・サプレツサ１６とを介してサイド・
パスl_sに伝達される200Hz以上の周波数の信号成
分のレベルが増加する。

結合回路１０はメイン・バスl_n上に配置された
抵抗R₃とサイド・パスl_s上に配置された抵抗R₉と
により構成され、抵抗R₈と抵抗R₉の共通接続点
にはメイン・パスl_n上の信号成分とサイド・パス
l_s上の信号成分との加算成分の信号が得られる。

反転器１１はいわゆる演算増幅器の形態に構成
され、非反転入力端子（＋）、反転入力端子
（−）、出力端子を有している。非反転入力端子
（＋）は４番端子に接続され、反転入力端子（−）
は上記R₈，R₉の共通接続点に接続され、出力端
子は２番端子に接続されている。反転器１１の出
力端子と反転入力端子（−）との間に接続さた抵
抗R₁₀の抵抗値と上記抵抗R₈，R₉の抵抗値とを適
切に設定することにより２番端子より得られる切
換可能型信号圧縮器／信号伸長器の出力信号のレ
ベルを設定することが可能である。

モードスイツチSWが端子T₃に接続されている
場合は、その共通端子T₅にはメイン・パスl_n上
の入力増幅器２０の出力信号が伝達される。この
場合メイン・パス上の信号成分とサイド・パス上
の信号成分とは加算されるので、この回路ブロツ
クはエンコーダとして動作する。

一方、モードスイツチSWが端子₄に接続されて
いる場合は、その共通端子には反転器１１の出力
信号が伝達される。この場合、サイド・バスl_s上
の信号はメイン・パスl_n上の信号から減算される
ので、この回路ブロツクはデコーダとして動作す
る。

尚、９番端子は制御回路２８に接続されてい
る。９番端子がスイツチによつて接地電位に接続
されると制御回路２８は電圧−電流変換器２７の
動作を停止する。さらに10番端子は電源電圧供給
端子、11番端子は接地端子である。

サイド・パスl_s上の制御増幅器１４の非反転入
力端子（＋）は信号増幅器１３の出力端子にDC
結合されている。可変インピーダンス２３は可変
フイルタ１２の抵抗R₁₀₁，R₁₀₂を介して基準電圧
発生器２２より基準電圧V_REFが供給されている。
制都増幅器１４の非反転入力端子（＋）における
入力インピーダンスと反転入力端子（−）におけ
る入力インピーダンスとは極めて大きくさらに負
帰還回路２６を介して出力端子から反転入力端子
へ100パーセント直流負帰還がほどこされるため、
制御増幅器１４の非反転入力端子（＋）、反転入
力端子（−）、出力端子の各直流電位はほぼ上記
基準電圧V_REFに近いレベルに設定される。従つ
て、整流・平滑回路１５の動作点はほぼこの基準
電圧V_REFに近いレベルの電位に設定される。

制御増幅器１４の負帰還回路網２６には直流阻
止容量C₆が設置されているため、負帰還回路網
２６の抵抗R₇には直流電流が流れない。

従つて、制御増幅器１４の非反転入力端子
（＋）と反転入力端子（−）とにそれぞれ流れ込
む直流入力電流i′_(+)IN，i′_(-)INと出力端子における
電圧V₀′は下式で与えられ、制御増幅器１４の出
力電圧V₀′は極めて小さなDCオフセツト電圧V′_pff を有するにすぎない。

V₀′＝V_REF−（R₁₀₁＋R₁₀₂）i′_(+)IN ＋R₆・i′_(-)IN〕V_REF−V′_pff ……(2) 尚、上記実施例によれば基準電圧発生器２２よ
り発生される直流基準電圧V_REFを電源電圧V_ccの
約半分のレベルに設定することによつて、信号増
幅器１３、制御増幅器１４、入力増幅器２０、反
転器１１の各出力直流レベルを電源電圧V_ccの約
半分のレベルに維持することができるので、各出
力におけるダイナミツクレンジを大きな値にする
ことができる。

以上に述べた如く、本発明の可変インピーダン
ス装置によれば、電源電圧が超低電圧であつても
所望のインピーダンスに制御することができる。
そして、上記可変インピーダンス装置を雑音低減
装置に用いれば、上記インピーダンス制御によ
り、極めて良好な周波数特性が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は雑音低減装置の回路構成の一例を示す
ブロツクダイヤグラム、第２図は周波数特性図、
第３図は本発明の可変インピーダンス装置を適用
した雑音低減装置の回路図、第４図は可変インピ
ーダンス装置の回路図、第５図は本願発明をなす
過程において本発明者によつて検討された可変イ
ンピーダンス装置の回路図、第６図は周波数特性
図である。 ２３……可変インピーダンス装置、Q₁，Q₂，
Q₃，Q₄，Q₅，Q₆，Q₇，Q₈……トランジスタ、Q₉
……制御用トランジスタ、２７ａ，２７ｂ……電
圧−電流変換器、SC₁，SC₂……制御信号電流、
V_io……入力信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１基準電圧V_REFが供給される第１端子にベ
   ースが共通接続された第１導電型の第１、第２ト
   ランジスタQ₁，Q₃と、入力信号Vinが供給される
   第２端子にベースが共通接続された第１導電型の
   第３、第４トランジスタQ₂，Q₄と、第１接続点
   と回路の基準電位点との間にも設けられた第１抵
   抗R₃₃と、上記第１、第３トランジスタQ₁，Q₂の
   エミツタと上記第１接続点との間にそれぞれ設け
   られた第２、第３抵抗R₃₁，R₃₂と、コレクタが
   上記第２、第４トランジスタQ₃，Q₄のエミツタ
   に共通接続されエミツタが上記回路の基準電位点
   に接続された第１導電型の第５トランジスタQ₉
   と、電源端子Vccと上記第１、第２トランジスタ
   Q₁，Q₃の共通コレクタとの間に接続された第１
   負荷手段D₁と、上記電源端子Vccと上記第３、第
   ４トランジスタQ₂，Q₄の共通コレクタとの間に
   接続された第２負荷手段D₂とからなる第１増幅
   器と、 ベースが上記第１、第２トランジスタQ₁，Q₃
   の共通コレクタに接続されコレクタが上記第２端
   子に接続された第２導電型の第６トランジスタ
   Q₅と、エミツタが上記第６トランジスタQ₅のエ
   ミツタと共通接続されベースが第３、第４トラン
   ジスタQ₂，Q₄の共通コレクタに接続された第２
   導電型の第７トランジスタQ₆と、ベース・コレ
   クタが上記第７トランジスタQ₆のコレクタに接
   続されエミツタが上記回路の基準電位点に接続さ
   れた第１導電型の第８トランジスタQ₈と、コレ
   クタが上記第２端子に接続されベースが上記第８
   トランジスタQ₈のベースに接続されエミツタが
   上記回路の基準電位点に接続された第１導電型の
   第９トランジスタQ₇とからなる第２増幅回路と、 を備え、 上記第２端子の入力信号Vinを整流器・平滑回
   路１５を介して受けることによつて電流信号に変
   換された第１変換信号SC₁を形成する第１コンバ
   ータ２７ａのかかる第１変換信号SC₁を上記第
   ６、第７トランジスタQ₅，Q₆の共通エミツタに
   供給するように成し、上記整流器・平滑回路１５
   の出力が所定レベル以上になつたときのかかる整
   流器・平滑回路１５の出力に応答して電流信号に
   変換された第２変換信号SC₂を形成する第２コン
   バータのかかる第２変換信号SC₂を上記第５トラ
   ンジスタQ₉のベースに供給するように成し、上
   記第１、第２増幅器によつて上記第２端子に可変
   インピーダンスを与えるようにしてなることを特
   徴とする可変インピーダンス装置。