JPH0474885B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は切換可能型信号圧縮器／信号伸長器に
関する。

従来から、ある特定な通信系あるいは特定な記
録・再生系のＳ／Ｎ比を改善するため、その系に
信号圧縮器と信号伸長器とを備えた雑音低減装置
を用いることが知られている。

特に信号圧縮器の回路構成部品と信号伸長器の
回路構成部品とを共通に使用し、モードスイツチ
の切換えによつて信号圧縮器の機能と信号伸長器
の機能とを切換えることが可能な雑音低減装置が
ソサイテイ・オブ・エレクトロニツク・アンド・
ラジオ・テクニシアン誌 第８巻 1974年５／６
月号によつて提案されている。

第１図は、この切換可能型信号圧縮器／信号伸
長器の回路ブロツク図を示している。この種の切
換可能型信号圧縮器／信号伸長器は、ドルビーＢ
型ノイズ・リダクシヨン・システムとして当業者
間で周知のものである（ドルビーという言葉は、
ドルビー研究所の登録商標である）。

このドルビーＢ型ノイズ・リダクシヨン・シス
テムを信号圧縮器に切換えることによつて、この
システムはエンコーダとなる。信号圧縮器（エン
コーダ）は入力信号が録音テープに記録される前
に、この入力信号のダイナミツクレンジを圧縮す
る。このシステムは信号伸長器に切換えることに
よつて、このシステムはデコーダとなる。信号伸
長器（デコーダ）は入力信号に対するダイナミツ
クレンジの直線性をもとに戻す。記録／再生プロ
セス中に導入される雑音は相当に減少され、従つ
て信号圧縮器−信号伸長器の組合せは雑音低減装
置として作用する。

ドルビーＢ型ノイズ・リダクシヨン・システム
では、通例200Hzの周波数値よりも高い信号成分
に対して信号圧縮／信号伸長の動作が行なわれ
る。

次に第１図の回路ブロツクを参照して、周知の
エンコーダ／デコーダについて詳細に説明する。

第１図に示した雑音低減装置は入力端子T₁と
出力端子T₂との間のメイン・パスl_nと、エンコ
ーダ／デコーダ切換えのためのモードスイツチ
SWと出力端子T₂との間のサイド・パスl_sとを有
する。

メイン・パスl_n上には結合回路１０、反転器１
１が配置されている。

サイド・パスl_s上には可変フイルタ１２、信号
増幅器１３、制御増幅器１４、整流器・平滑回路
１５、オーバーシユート・サプレツサ１６が配置
されている。

モードスイツチSWが端子T₃に接続されている
場合は、この回路ブロツクはエンコーダとなる。
メイン・パスl_n上の結合回路１０と反転器１１と
は線形増幅を実行する。

可変フイルタ１２は、整流器・平滑回路１５に
よつて発生される制御信号S_cに応じて200Hz以上
の周波数の信号成分に対する伝達量を変化させ
る。より詳しく説明すると可変フイルタ１２，信
号増幅器１３、制御増幅器１４、整流器・平滑回
路１５のループによつて、モードスイツチSWの
共通端子における入力信号のレベルが低下すると
可変フイルタ１２よりの伝達量が増加する。故
に、入力信号レベルの低下に従つてサイド・パス
l_s上の200Hz以上の周波数の信号成分は増加する。

回路ブロツクがエンコーダに構成されている場
合は、サイド・パスl_s上の信号はメイン・パスl_n
上の信号に加算される。従つて、第２図の振幅−
周波数特性に示すように200Hz以上の信号成分は
信号レベルの低下に従つて次第に大きな振幅値を
もつようになる。

一方、モードスイツチSWが端子T₄に接続され
ている場合は、この回路ブロツクはデコーダとな
る。メイン・パスl_n上の反転器１１は信号反転器
として構成されておりモードスイツチSWの共通
端子T₅にはこの転転器１１の出力信号が印加さ
れるので、サイド・パスl_s上には入力端子T₁に印
加された入力信号と反対位相の信号が供給される
ようになる。従つて、サイド・パスl_s上の信号は
メイン・パスl_n上の信号から減算されるので、デ
コーダの出力信号の振幅−周波数特性においては
200Hz以上の信号成分は信号レベルの低下に従つ
て次第に小さな振幅値を有するようになる。

オーバーシユート・サプレツサ１６は、可変フ
イルタ１２に印加される端子間電圧の振幅値を制
限する。もしこのオーバーシユート・サプレツサ
１６が配置されていないと、高レベルの過渡信号
には不所望な変化が生じる。

ところで、本願発明に先立つて、本願発明者に
よつてかかる切換可能型信号圧縮器／信号伸長器
の雑音低減動作を中止するため、モードスイツチ
SWに新しく端子T₀を配置することを検討した。

しかしながら、上述の如き回路構成の雑音低減
装置につき、本発明者が検討したところによれ
ば、雑音低減動作が行われていない時、無駄な消
費電力があることが判明した。すなわち、モード
スイツチSWが端子T₀に接続されている時、サイ
ド・パスl_sは非動作状態となる。しかし、サイ
ド・パスl_s上の各回路１２，１３，１４，１５に
は、入力信号が供給されなくても、直流バイアス
電流が流れ続けている。本発明者が更に検討を続
けた結果、サイドパスl_sの各回路の直流バイアス
電流を遮断し、交流的あるいは直流的にも非動作
状態にした場合、メイン・パスl_n上の各回路が正
常に動作し得ることが判明した。

依って、本発明の目的とするところは、低消費
電力で確実に動作し得る切換可能型信号圧縮器／
信号伸長器を提供することにある。

以下、図面を参照して本願発明を具体的に説明
する。

第３図は、本発明の一実施例を示す切換可能型
信号圧縮器／信号伸長器の回路図である。破線
IC内の回路部品は、モノリシツク半導体集積回
路内に構成されている。丸で囲まれた数字は、集
積回路ICの端子番号を示している。なお、本実
施例における＋V_cc電源は超低電圧電源であつて、
電圧3Vの電池から供給されるものとする。

入力端子T₁と出力端子T₂との間のメインパス
l_n上には、抵抗R₄，R₅で構成された結合回路１
０と反転増幅器１１とが設けられている。入力端
子T₁は、入力結合容量C₁を介して、ICの１番端
子に接続されている。入力増幅器２０Ａ，２０Ｂ
は、いわゆる演算増幅器の形態に構成され、それ
ぞれが非反転入力端子（＋）、反転入力端子
（−）、出力端子を有している。１番端子と４番端
子とは、抵抗R₁を介して接続され、更に抵抗R₁
の一端は基準電圧発生器２２の一端に接続されて
いる。基準電圧発生器２２は基準電圧V_REFを発生
する。なお演算増幅器２０Ａの非反転入力端子
（＋）は、抵抗R₁、コンデンサC₃を介してグラン
ド電位に接続されている。

基準電圧V_REFは、演算増幅器２０Ａ，２０Ｂ，
反転増幅器１１の各非反転入力端子（＋）に供給
される。従つて、演算増幅器２０Ａ，２０Ｂの各
出力端子の直流電位は、基準電圧V_REFにほぼ等し
くなる。なお、抵抗R₂，R₃は、演算増幅器２０
Ｂの増幅度を決定し、抵抗R₄，R₅，R₆は反転増
幅器１１の増幅度を決定する。

モードスイツチSWと出力端子T₂との間のサイ
ド・パスl_s上には可変フイルタ１２、信号増幅器
１３、制御増幅器１４、整流器・平滑回路１５、
オーバーシユート・サプレツサ１６が配置されて
いる。可変フイルタ１２は容量C₄，4₅、抵抗
R₁₀₁，R₁₀₂、可変インピーダンス２３によつて構
成されている。

モードスイツチSWは容量C₄，C₅を介して集積
回路の５番端子に接続されている。この５番端子
には上記可変インピーダンス２３が接続されてい
る。

可変インピーダンス２３は、トランジスタQ₁，
Q₂、抵抗R₁₁，R₁₂，R₁₃で構成された電圧−電流
変換回路２３Ａと抵抗R₁₄、ダイオードD₁₁，
D₁₂、トランジスタQ₃〜Q₆で構成された可変電流
増幅器２３Ｂとで構成されている。トランジスタ
Q₁のベースには、基準電圧V_REFが供給されてい
る。トランジスタQ₂のベース電圧V_BE2、言い換
えれば５番端子の電圧レベルの変化は、トランジ
スタQ₁，Q₂を流れる電流量の変化に変換される。
上記電流量の変化は、ダイオードD₁₁，D₁₂によ
つて再び電圧変化に変換され、それぞれトランジ
スタQ₃，Q₄のベースに供給される。トランジス
タQ₃，Q₄のコレクタとアースラインとの間には、
トランジスタQ₅，Q₆によりカレントミラー回路
が構成されている。可変電流増幅器２３Ｂの増幅
率は、後述する電圧−電流変換器２７から供給さ
れる制御電流S_cの電流量に対応する。

上記可変インピーダンス２３の入力インピーダ
ンスZ_ioは、以下に述べるようにして決定される。
すなわち、電圧−電流変換回路２３Ａから、可変
電流増幅器２３Ｂに供給される電流をi₁とする
と、 i₁＝α・V_io …(1) で決定される。但し、上記(1)式において、αは電
圧−電流変換回路２３Ａの電圧電流変換率であ
り、V_ioはトランジスタQ₂のベース入力信号であ
る。

可変電流増幅器２３Ｂから、電圧−電流変換回
路２３Ａに帰還される電流をi₂とすると、 i₂＝β・i₁＝α・β・V_io …(2) で決定される。但し、上記(2)において、βは可変
電流増幅器２３Ｂの電流増幅率である。そして、
上記βは制御電流S_cに対応するから、 β＝ｆ（S_c） …(3) となる。故に、可変インピーダンス２３の入力イ
ンピーダンスZ_ioは、 Z_io＝V_io／i₂＝V_io／α・β・V_io＝１／α・β …(4) で決定される。すなわち、入力インピーダンス
Z_ioは、電圧−電流変換回路２３Ａと可変電流増
幅率２３Ｂの各係数α及びβの積の逆数で決定さ
れる。そして、上記(3)式から明らかな如く、βが
制御信号S_cに対応するので、入力インピーダンス
Z_ioは制御信号S_c電流量により制御されることに
なる。

信号増幅器１３は、いわゆる演算増幅器の形態
に構成され、非反転入力端子（＋）、反転入力端
子（−）、出力端子を有している。非反転入力端
子（＋）は、５番端子および可変インピーダンス
２３に接続されている。抵抗R₁₅，R₁₆から構成
された負帰還回路が信号増幅器１３の出力端子と
反転入力端子（−）との間に接続されることによ
り、この信号増幅器１３の電圧利得が設定され
る。

ここで注目すべきは、信号増幅器１３とアース
ラインとの間に、スイツチングトランジスタQ₁₁
が設けられていることである。このスイツチング
トランジスタQ₁₁は、後述する制御器２８によつ
てオン状態又はオフ状態に制御される。スイツチ
ングトランジスタQ₁₁がオフとなると、信号増幅
器１３内の差動トランジスタQ₃₅，Q₃₆の直流バ
イアス電流が遮断される。なお、スイツチングト
ランジスタQ₁₁は、ノイズリダクシヨン動作時に
おいてオン状態に制御される。

信号増幅器１３の出力信号は、オーバーシユー
ト・サプレツサ１６と制御増幅器１４とに供給さ
れる。オーバーシユート・サプレツサ１６は、高
レベルの過渡信号による不所望な変化の発生を防
止する。すなわち、オーバーシユート・サプレツ
サ１６の出力信号は、第４図に示す如く基準電圧
V_REFを中心に振幅制限された波形になる。オーバ
ーシユート・サプレツサ１６の出力信号は、サイ
ド・パスl_sに伝達される。なお、オーバーシユー
ト・サプレツサ１６と抵抗R₅との間に、バツフ
アアンプを設けてもよい。

一方、制御増幅器１４はいわゆる演算増幅器の
形態に構成され、非反転入力端子（＋）、反転入
力端子（−）、出力端子を有している。トランジ
スタQ₁₃、Q₁₄、ダイオードD₁₃は制御増幅回路１
４の出力回路を構成している。出力端子に、抵抗
R₂₂，R₁₀₃、容量C₆，C₇から構成された周波数特
性決定回路網２６が接続されることにより、この
制御増幅器１４の周波数特性が設定されている。
６番端子は周波数特性決定回路網２６の抵抗
R₁₀₃、容量C₆，C₇の半導体集積回路外部での接
続のため配置されている。

そして、制御増幅器１４とアースラインとの間
に、スイツチングトランジスタQ₁₂が設けられて
いる。このスイツチングトランジスタQ₁₂は、上
述したトランジスタQ₁₁と同一の制御信号が供給
される。すなわちスイツチングトランジスタQ₁₂
がオフとなると、制御増幅器１４の差動トランジ
スタQ₃₇，Q₃₈の直流バイアス電流が遮断される。

トランジスタQ₁₃，Q₁₄，Q₁₅，Q₁₆，Q₁₇，Q₁₈
は、全波整流回路を構成し、特にトランジスタ
Q₁₅，Q₁₆，Q₁₇，Q₁₈はカレントミラー回路を構
成するが、トランジスタQ₁₈がマルチエミツタに
構成されているので、このトランジスタQ₁₈は電
流増幅動作も行う。すなわち、制御増幅器１４の
非反転入力端子＋には、交流信号が供給される。
従つて出力トランジスタQ₁₃，Q₁₄は、交互にオ
ン状態とオフ状態とに動作する。出力トランジス
タQ₁₃がオン状態の時、＋V_cc電源ラインからトラ
ンジスタQ₁₇，Q₁₃、抵抗R₂₂を介してコンデンサ
C₆，C₇に充電電流が流れる。トランジスタQ₁₇を
流れる電流に対し、エミツタ面積に対応したｎ倍
の電流がトランジスタQ₁₈、負荷抵抗R₂₃を流れ
る。抵抗R₂₃の両端に電圧降下が発生し、ダイオ
ードD₃のアノード電圧が次第に上昇する。

一方、トランジスタQ₁₃がオフ状択でトランジ
スタQ₁₄がオン状態の時、コンデンサC₆の放電電
流によつてトランジスタQ₁₅がオン状態に動作す
る。トランジスタQ₁₅，Q₁₆はカレントミラー回
路を構成しているので、＋V_cc電源からトランジス
タQ₁₇，Q₁₆に電流が流れる。トランジスタQ₁₈、
抵抗R₂₆にも、上述の場合と同様の電流が流れ
る。従つて、抵抗R₂₃の両端には、制御増幅器１
４に供給される入力信号の極性に関係なく、全波
整流された出力信号が現われる。全波整流された
制御増幅器１４の出力信号は、整流器・平滑回路
１５に伝達される。

整流器・平滑回路１５はダイオードD₃から構
成された整流器１５ａを含み、容量C₈，C₉、抵
抗R₁₀₄，R₁₀₅、ダイオードD₄から構成された平滑
回路１５ｂを含んでいる。ダイオードD₄はいわ
ゆるアタツク・タイムとリカバリ・タイムとを適
切な値に調整する。７番端子および８番端子は平
滑回路１５ｂの容量C₈，C₉、抵抗R₁₀₄，R₁₀₅の半
導体集積回路外部での接続のため配置されてい
る。平滑回路１５ｂの出力電圧は電圧−電流交換
器２７に伝達される。

電圧−電流交換器２７は平滑回路１５ｂの出力
電圧に相当した制御信号電流S_cをその出力に発生
する。制御信号電流S_cの大きさに従つて、可変フ
イルタ１２の可変インピーダンス２３のインピー
ダンス値が制御される。

電圧−電流変換器２７は、エミツタフオロワト
ランジスタQ₂₁と差動対を構成するトランジスタ
Q₂₂，Q₂₃、更にカレントミラー回路を構成する
トランジスタQ₂₄、Q₂₅、またトランジスタQ₂₆，
Q₂₇，Q₂₈，Q₂₉等によりなる。電圧−電流変換器
２７の回路動作は、制御器２８と関連して述べ
る。

制御器２８は、差動対を構成するトランジスタ
Q₃₁，Q₃₂と、第１のカレントミラー回路を構成
するダイオードD₅、トランジスタQ₃₃、第２のカ
レントミラー回路を構成するダイオードD₆、ト
ランジスタQ₃₄とからなる。なお、CS₁は定電流
回路である。トランジスタQ₃₁のベースに基準電
圧発生器２２よりバイアス電圧V_REF′が印加され、
トランジスタQ₃₂のベースは９番端子を介してノ
イズリダクシヨンスイツチSW₂の可動接点Ｃに接
続されている。

ノイズリダクシヨンスイツチ（以下においてス
イツチという）SW₂は、ノイズリダクシヨン動作
を行う時、固定接点ａに切換えられる。

以下、ノイズリダクシヨン動作を行う場合の回
路動作を述べると、スイツチSW₂が固定接点ａに
切換えられ、トランジスタQ₃₂のベースに３Ｖの
＋V_cc電源が供給される。トランジスタQ₃₂はオフ
状態になり、トランジスタQ₃₁がオン状態にな
る。すると、＋V_cc電源から、定電流回路CS₁、抵
抗R₂₆、トランジスタQ₃₁、ダイオードD₅に電流
が流れる。従つてダイオードD₅の順方向電圧V_F
によつて、トランジスタQ₁₁，Q₁₂，Q₃₃にそれぞ
れベース電圧V_BEが供給される。

トランジスタQ₁₁，Q₁₂がオン状態になり、信
号増幅器１３、制御増幅器１４が上述の如き所定
の動作を行う。また、トランジスタQ₃₃がオン状
態になることによつて、ダイオードD₆に電流が
流れる。ダイオードD₆の順方向電圧によつて、
トランジスタQ₃₄にベース電圧V_BEが供給される。
トランジスタQ₃₄がオン状態になり、トランジス
タQ₂₁にエミツタ電流が印加され、トランジスタ
Q₂₂にベース・エミツタ電圧V_BEが供給される。
従つて、電圧−電流交換器２７は、スイツチSW₂
が接点ａに切換えられ、トランジスタQ₃₄がオン
状態になつた時、動作可能になる。

トランジスタQ₂₁を流れる電流は、整流・平滑
回路１５の出力電圧によつて制御される。

いま仮りに、整流・平滑回路１５の出力電圧が
高レベルであつたとする。この高レベルの出力電
圧はエミツタフオロワートランジスタQ₂₁のベー
ス・エミツタ接合を介してトランジスタQ₂₃のベ
ースに伝達される。トランジスタQ₂₂〜Q₂₆、抵
抗R₂₄，R₂₅によつて電圧利得１のボルテージフ
オロワー回路が形成されるため、トランジスタ
Q₂₃のベース電圧はトランジスタQ₂₂のそれと同
様に高レベルとなる。尚、エミツタフオロワート
ランジスタQ₂₁のベース・エミツタ間電圧の負の
温度依存性を補償するため、ダイオード接続され
たトランジスタQ₂₇が抵抗R₂₅と直列に接続れて
いる。従つて、＋V_cc電源から、トランジスタQ₂₈，
Q₂₉、抵抗R₂₅、トランジスタQ₂₇を流れる電流が
増大する。トランジスタQ₂₈，Q₂₉はカレントミ
ラー回路を構成しているので、トランジスタQ₂₈
を流れる電流に対応して、トランジスタQ₂₉を流
れる電流も増大する。トランジスタQ₂₉を流れる
電流は、制御電流S_cとして信号増幅器１３を構成
するトランジスタQ₃，Q₄の各エミツタに供給さ
れる。

上記制御電流S_cの増大は、上記(3)及び(4)式に示
す如く入力インピーダンスZ_ioを低下させる。

一方、整流・平滑回路１５の出力電圧が低レベ
ルになると、反対にトランジスタQ₂₉を流れる電
流、言い換えれば制御電流S_cも減少する。

制御電流S_cが減少することによつて、上記(3)及
び(4)式から明らかなように、入力インピーダンス
Z_ioが上昇する。

以上の如く、電圧−電流変換器２７から出力さ
れる制御電流S_cによつて、入力インピーダンス
Z_ioの制御が行われる。

ところで、ノイズリダクシヨンを行わない場合
は、スイツチSW₂の可動接点ｃが固定接点ｂに切
換えられる。従つて、トランジスタQ₃₂のベース
が９番端子を介して接地される。＋V_cc電源から、
定電流回路CS₁、抵抗R₂₇、トランジスタQ₃₂を介
してアースラインへ電流が流れる。これによつ
て、反対にトランジスタQ₃₁がオフ状態になり、
ダイオードD₅の順方向電圧V_Fが現われない。従
つて、トランジスタQ₁₁，Q₁₂，Q₁₃が同時にオフ
状態になる。この結果、信号増幅器１３と制御増
幅器１４の直流バイアス電流が遮断され、これら
はともに非動作状態になる。

また、トランジスタQ₃₃がオフ状態になると、
タイオードD₆に電流が流れず、トランジスタQ₃₄
もオフ状態になる。かくして、トランジスタQ₂₁
にエミツタ電流が供給されなくなる。従つて、ト
ランジスタQ₂₁は、オフ状態になり、この結果、
トランジスタQ₂₂〜Q₂₉はすべてオフ状態になり、
これらのトランジスタの直流バイアス電流が遮断
され、電圧−電流交換器２７は動作しない。すな
わち、制御電流SCが得られない。

そして、可変インピーダンス２３の一部を構成
するトランジスタQ₃，Q₄に制御電流SCが供給さ
れなくなり、これらのトランジスタの直流バイア
ス電流が遮断される。従つて、可変インピーダン
ス２３も非動作状態になる。信号増幅器１３が非
動作状態であることは既に述べた。故にオーバー
シユート・サプレツサ１６は交流入力信号が供給
されない。サイドパスl_s上は無信号状態になる。

以上の如く、サイドパスl_sが無信号になつて
も、入力端子T₁から出力端子T₂までのメインパ
スl_nの回路動作は正常に行われる。すなわち、サ
イドパスl_s上の各回路の電源を遮断しても、メイ
ンパスl_nの回路動作のみが行われることになる。

なお，上述した実施例において、スイツチSW₂
はモードスイツチSWと個別に設けられている
が、これらを連動させるようにしてもよい。この
場合、モードスイツチSWに遊端子を設け、これ
に切換えられた時スイツチSW₂が固定接点ａに切
換えられるようにする。このようにすれば、エン
コーダとデコーダとにつき上述の如き動作が行わ
れ、モードスイツチSWが遊端子に接続された
時、信号圧縮及び信号伸長回路系の電源が遮断さ
れる。従つて、＋V_cc電源を得るために使用される
電池の消費電力を低減することができる。そし
て、電圧3V程度の電源であつても、長時間にわ
たり使用可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は雑音低減装置の回路構成の一例を示す
ブロツクダイヤグラム、第２図は周波数特性図、
第３図は本発明の一実施例を示す雑音低減装置の
回路図、第４図は回路動作を説明するための波形
図である。 SW……モードスイツチ、SW₂……スイツチ、
２０Ａ，２０Ｂ，１１……リニア増幅回系を構成
する演算増幅器、１３……信号増幅器、１４……
制御増幅器、１５……整流・平滑回路、１６……
オーバーシユート・サプレツサ、２３……可変イ
ンピーダンス、２７……電圧−電流変換器、２８
……制御器，Q₁₁，Q₁₂……制御回路を構成する
スイツチングトランジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力端子T₁と出力端子T₂との間のメインバ
   スlm上に直列接続配置された入力増幅器２０Ａ、
   結合回路１０および反転器１１と、上記結合回路
   １０に結合されたサイドバスls上に直列接続配置
   された可変フイルタ１２および信号増幅器１３
   と、上記可変フイルタ１２の伝送量を制御するよ
   うに配置された制御増幅器１４および清流器・平
   滑回路１５と、上記結合回路１０の入力信号もし
   くは上記反転器１１の出力信号のいずれか一方を
   上記サイド・バスlsに供給するためのモードスイ
   ツチSWとを具備してなり、上記可変フイルタ１
   ２が容量素子C₄，C₅、抵抗素子R₁₀₂および可変
   インピーダンス手段２３から構成され、上記可変
   インピーダンス手段２３が、電圧電流変換回路２
   ３Ａと可変電流増幅器２３Ｂとからなり、上記電
   圧電流変換回路２３Ａがエミツタが抵抗素子
   R₁₁，R₁₂を介して共通接続されてなるとともに
   抵抗素子R₁₃を介して電源の一方の端子に接続さ
   れてなる一対の第１トランジスタQ₁，Q₂と、そ
   れぞれ一方の端子が上記一対の第１トランジスタ
   Q₁，Q₂のコレクタに接続され他方の端子が、共
   通接続されかつ抵抗素子R₁₄を介して電源の他方
   の端子に接続されて成る一対のダイオード素子
   D₁₁，D₁₂とからなり、上記可変電流増幅器２３
   Ｂが、共通接続されてなるエミツタに上記清流
   器・平滑回路１５の出力により形成される電流を
   受けかつベース間に上記電圧電流変換回路２３Ａ
   の出力を受ける一対の第２トランジスタQ₃，Q₄
   と上記一対の第２トランジスタQ₃，Q₄のコレク
   タに接続された一対の第３トランジスタQ₅，Q₆
   を含むカレントミラー回路とからなり、上記信号
   増幅器１３および上記制御増幅器１４がそれぞれ
   一対の差動トランジスタQ₃₅，Q₃₆，Q₃₇，Q₃₈を
   持つ演算増幅器構成の増幅器からなる切換可能型
   信号圧縮器／信号伸長器において、 上記可変電流増幅器２３Ｂの上記第２トランジ
   スタQ₃，Q₄の共通エミツタ、上記信号増幅器１
   ３における上記差動トランジスタQ₃₅，Q₃₆の共
   通エミツタ、および上記制御増幅器１４における
   上記差動トランジスタQ₃₇，Q₃₈の共通エミツタ
   に流れる直流電流を遮断するための制御手段を具
   備してなることを特徴とする切換可能型信号圧縮
   器／信号伸長器。 ２ 上記信号増幅器１３における上記差動トラン
   ジスタQ₃₅，Q₃₆の共通エミツタには第１スイツ
   チングトランジスタQ₁₁が配置され、上記制御増
   幅器１４における上記差動トランジスタQ₃₇，
   Q₃₈の共通エミツタには第２スイツチングトラン
   ジスタQ₁₂が配置され、上記制御手段２８の出力
   信号によつて第１、第２スイツチングトランジス
   タQ₁₁，Q₁₂をオフとすることにより上記信号増
   幅器１３および上記制御増幅器１４の直流バイア
   ス電流を遮断することを特徴とする特許請求の範
   囲第１項に記載の切換可能型信号圧縮器／信号伸
   長器。 ３ 電池から供給された電源電圧（＋V_cc）によ
   つて動作することを特徴とする特許請求の範囲第
   １項に記載の切換可能型信号圧縮器／信号伸長
   器。