JPS5840845B2 - 電子回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は人力伝達特性を容易に決定しうるとともに、
その出力信号レベルに比例した直流電流を得るようにし
た電子回路に関するものである。

従来、信号レベルの指示には独立した増幅器によって信
号出力を得て、これを交流的に取り出し、一般的には立
ち上り電圧の小さいゲルマニウムダイオード（こよって
半波整流耘よび直流レベル化し、全波整流の場合はさら
には号位相を反転した後半波整流して加えるような形成
のものが用いられる。

しかしながら、上記ダイオードや容量が不可欠であり、
集積化Ｏこ適さず、またダイオード自身の非直線性（こ
よる低信号レベル（こ対する出力直流レベルとのリニア
リティーの悪化ならびに温度依存性が大きく、さらに周
波数特性が好１しくない等の欠点があった。

この発明はこのような欠点を解消しようとするもので、
以下図４こよってこの発明の一実施例を説明する。

すなわち、第１図にむいて、２は電圧増幅器で、１はそ
の入力端子、５は出力端子である。

３は増幅器２の出力段においてドライバー回路を構成す
るコンプリメンタリ回路で、これは、ＮＰＮ形トランジ
スタＱＮとＰＮＰ形トランジスタＱＰによって構成され
ている。

なお、このコンプリメンタリ回路は、バイポーラトラン
ジスタやＮチャンネルむよびＰチャンネルの電界効果ト
ランジスタによって構成できるものである。

４はトランジスタＱＮのコレクタに接続した電流ミラー
回路で、この出力端をコンプリメンタリ回路３の他方の
トランジスタＱＰのコレクタに接続している。

６はこの接続点に形成した第２の出力端子である。

第２の出力端子６を接地すれば出力端子５はミラー回路
４の飽和電圧弁だけの損失で、フルスウィングする通常
の増幅器出力端子となる。

また、第２図のメーター駆動回路において７は出力端子
５に接続した負荷、９は増幅器２０入力端子１および出
力端子５間に接続した負帰還回路、８は出力端子６に接
続されたメーターである。

そして増幅器２はその利得Ａが大きいものが使用される
。

したがって、入力端子１から出力端子５１での見かけ上
の利得は、帰還回路９の特性すなわち帰還率βによって
のみ決定され、負荷７にはその特性によって決定された
出力電圧に比例した信号電流が流れる。

この電流は入力信号が正の半サイクルにお−いてはトラ
ンジスタＱＮを流れ、また負の半サイクルにむいてはト
ランジスタＱＰを流れる。

一方、正の半サイクルにおいてトランジスタＱＮを流れ
る電流はミラー回路４によって端子６からメーター旧こ
流入し、他の半サイクルにはトランジスタＱＰの電流が
端子６からメーター８へと流入する。

すなわちメーター８へ流れ込む電流は人力信号の正負半
サイクル毎の電流が一方向に揃った全波整流の直流とな
る。

なお端子６はトランジスタＱＰ釦よびミラー回路４のコ
レクタ出力であるため、出力インピーダンスが高く、端
子６Ｏこ接続されるメーター８のインピーダンスに関係
なく電流を流すことができる。

第３図に示す実際の集積回路内に組み込んだメーター駆
動回路（こお゛いて、Ｑ１〜Ｑ１２はトランジスタ、１
０は増幅器の入力段を構成するダーリントン回路で、こ
れはベース電流を少くして出力端子５からの直流帰還電
流を抑制し、入力信号がないときの第２の出力端子６に
釦ける洩れ電流の減少を図っている。

また第１図むよび第２図のトランジスタＱＮに相当する
トランジスタＱ７および第１図釦よび第２図のトランジ
スタＱＰＧこ相当するトランジスタＱ８ｊ、；−よびＱ
９のコンプリメンタリ回路はＣ級動作として同様に洩れ
電流の減少を図っているが、Ｃ級動作による歪は開ルー
プゲインを大きくすることによって改善される。

Ｒｓ。Ｒ１−Ｒ７、ＲＡ、ＲＢ、Ｒｆは抵控で、この中
Ｒｆは直流帰還抵抗で、増幅器をリニアとしてＲｆ／Ｒ
８のゲインを決定する。

Ｃ１むよびＣｏはコンデンサで、この中のコンデンサＣ
ｏｂよび負荷７によって交流負荷が形成される。

１１は対数圧縮増幅を行う場合の交流的な帰還回路で、
これは抵抗ＲＡとダイオードＤ１．Ｄ２によって形成さ
れている。

そして増幅器の出力■。は入力 ｉが、Ｒｆ／Ｒｓ倍、
あるいは対数圧縮増幅されて現われ、したがって■。

／ＲＬによって決定される電流の全波整流波状の直流電
流ＩＭが端子６よりメーター８に流入する。

また上記抵抗中、ＲＢはメーター８と並列に設けられ、
直流電流■゛Ｍをメーター８のインピーダンスとの逆比
で分流し、メーター８の感度調整を行うものである。

なむこの感度調整は負荷ＲＬを可変にするかあるいは閉
レープゲインすなわちＲｓｔたはＲｆを可変にすること
によっても遠戚することができる。

ここで上記出力端子５に接続された負荷７の両端電圧を
。

＝ＶＯｓｉｎωｔとすれば、負荷７を流れる電流ｉｏは
負荷抵抗をＲＬとすると、 そしてｉｏはトランジスタＱ７ 、ＱＢ 、Ｑ９のエミ
ッタ電流の和であるからトランジスタＱ７ 、 Ｑ８
。

Ｑ９のカットオフ時の洩れ電流を無視すればトランジス
タＱ７のコレクタ電流をｌＮ１ トランジスタＱ８．Ｑ
９のコレクタ電流ｉｐは ここ（こαＮ、αＰはトランジスタＱ７ 、 Ｑ８ 。

Ｑ９の電流増幅率、ηはトランジスタＱ１１〜Ｑ１２の
ミラーの伝達比である。

コレクタ電流ｉＮ、ｊ−Ｐは出力端子６から流出する電
流であるが、この電流はまた次のように表わされる。

出力端子６からの電流ＩＭはコレクタ電流ｉＮ。

ｉＰの半波整流値の和であるから、直流項は、理想的（
こは、 αＮ＝αｐ−α。

η−１とすれば なる直流電流出力が得られる。

上述のように、この発明によれば部品点数が少なく、必
要最少限の入力端子にて直線性、温度依存性、周波数特
性等が従来技術に比べて非常に良好なものが得られ、メ
ーターの駆動も容易となる。

とくにこの場合使用されるメーターのインピーダンスは
、その指示値Ｇこ与える影響が１つたくなく、その感度
調整も数種類の方法を選択することが可能で、さら（こ
被指示値と実際の指示レベルとの間に特定の関係を考え
ることも容易にできる。

ことＯこ集積回路内に組み入れた場合、上記効果は一層
顕著となる。

もちろん通常の増幅器として使う場合にも機能の集約度
が高い利点がある。

【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の回路をメーター駆動回路に適用した回路図、第３
図はメータ−１駆動回路を実際の集積回路（こ組み込ん
だ状態を示す回路図である８１・・・・・・入力端子、
２・・・・・・増幅器、３・・・・・・コンプリメンタ
リ回路、４・・・・・・ミラー回路、５・・・・・・出
力端子、６・・・・・・第２の出力端子、７・・・・・
・負荷、８・・・・・・メーター ９・・・・・・負帰
還回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １一対の入出力端子を有する増幅器の出力段にトランジ
   スタによってコンプリメンタリ回路を設け、その共通エ
   ミッタまたは共通ソースを出力端子とし、上記トランジ
   スタの一方のコレクタまたはドレインに電流ミラー回路
   を接続し、さらにこのミラー回路の出力端と、他方のコ
   レクタまたはドレインの接続点を他の出力端子とした電
   子回路。