JPS5883587A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPS5883587A JPS5883587A JP56182448A JP18244881A JPS5883587A JP S5883587 A JPS5883587 A JP S5883587A JP 56182448 A JP56182448 A JP 56182448A JP 18244881 A JP18244881 A JP 18244881A JP S5883587 A JPS5883587 A JP S5883587A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、全波ブリッジ回路を用いて交流と直流間の電
力を変換する装置に関する。
力を変換する装置に関する。
従来から、交流電源から可変直流電力を得る装置、ある
いは直流電力を交流電力に変換する装置として、全波ブ
リッジ回路を用いたものが種々提案され、実用化さｎて
いる。また、用途に応じて単相あるいは多相交流が用い
られ、多相交流を対象とするものは、単相交流のものに
比べ技術的・装置的に複雑化するが、原理的には共通す
る点も多い。そこで、以下の説明では主に３相交流を例
に挙げて説明するが、この説明から単相交流の場合を理
解することは容易であろう。
いは直流電力を交流電力に変換する装置として、全波ブ
リッジ回路を用いたものが種々提案され、実用化さｎて
いる。また、用途に応じて単相あるいは多相交流が用い
られ、多相交流を対象とするものは、単相交流のものに
比べ技術的・装置的に複雑化するが、原理的には共通す
る点も多い。そこで、以下の説明では主に３相交流を例
に挙げて説明するが、この説明から単相交流の場合を理
解することは容易であろう。
第１図に、３相交流電源から可変直流電圧を得るための
従来装置を示す。図において、３相交流電源Ｅ、からＵ
、Ｖ、Ｗの３相電圧が、６個のサイリスク（Ｕｌ ｌ
Ｕ２ １ ｖ、ｌ Ｖ２１ＷＩ ＩＷ２）よりなる
３相全波サイリスタブリツジの交流端子に接続される。
従来装置を示す。図において、３相交流電源Ｅ、からＵ
、Ｖ、Ｗの３相電圧が、６個のサイリスク（Ｕｌ ｌ
Ｕ２ １ ｖ、ｌ Ｖ２１ＷＩ ＩＷ２）よりなる
３相全波サイリスタブリツジの交流端子に接続される。
この直流出力電圧Ｅ。は各サイリスタＵ、−Ｗ２のゲー
トパルスを位相制御することにより制御され、抵抗ＲＬ
、インダクタンスＬＬ、直流電圧ＥＬを含む負荷りに印
加される。
トパルスを位相制御することにより制御され、抵抗ＲＬ
、インダクタンスＬＬ、直流電圧ＥＬを含む負荷りに印
加される。
ゲートパルスの発生する位相（サイリスタＵ。
で言えばＵＷ相の電圧が正に切り替わった時点からの電
気角の遅れで表・セし、以後制御遅れ角と称する。）が
αであるときの直流出力電圧Ｅ。は、３Ｖ］− Ｅ、ＣＯ３α ・・・・・・ （１）π で表わされる。この制御遅れ角αが０で直流出力電圧が
最大のときと、制御遅れ角αが９０’で直流出力電圧が
０のときの出力電圧Ｅ。波形、Ｕ相電圧ＵとＵ相電流Ｉ
ｕ波形の関係を、夫々第２図（ａ）、（ｂ）に示す。負
荷インピーダンスの時定数ＬＬ／ＲＬは電源の周期より
十分長いと仮定し、負荷の直流電圧ＥＬは出力電圧Ｅ。
気角の遅れで表・セし、以後制御遅れ角と称する。）が
αであるときの直流出力電圧Ｅ。は、３Ｖ］− Ｅ、ＣＯ３α ・・・・・・ （１）π で表わされる。この制御遅れ角αが０で直流出力電圧が
最大のときと、制御遅れ角αが９０’で直流出力電圧が
０のときの出力電圧Ｅ。波形、Ｕ相電圧ＵとＵ相電流Ｉ
ｕ波形の関係を、夫々第２図（ａ）、（ｂ）に示す。負
荷インピーダンスの時定数ＬＬ／ＲＬは電源の周期より
十分長いと仮定し、負荷の直流電圧ＥＬは出力電圧Ｅ。
よりわずかに低い値となっていると仮定して示した波形
である。例えば直流電動機の電機子回路が負荷で定電流
制御を行なっている場合にはこのような条件となる。
である。例えば直流電動機の電機子回路が負荷で定電流
制御を行なっている場合にはこのような条件となる。
第２図（ａ）に示すように、出力電圧が最大の時にはＵ
相電流ＩＵの中心値がＵ相電圧Ｕの中心値（最大値）に
一致しており、Ｕ相電流ＩＵの基本波成分の位相はＵ相
電圧Ｕと一致しておシ、力率はこのような制御方式とし
ては最高のものとなっている。
相電流ＩＵの中心値がＵ相電圧Ｕの中心値（最大値）に
一致しており、Ｕ相電流ＩＵの基本波成分の位相はＵ相
電圧Ｕと一致しておシ、力率はこのような制御方式とし
ては最高のものとなっている。
しかし第２図（ｂ）に示すように、出力電圧Ｅｏが零で
ある場合はＵ相電流ＩＵの中心はＵ相電圧Ｕの零の点に
あり１．Ｕ相電流Ｉｎの基本波成分はＵ相電圧Ｕから９
０°遅れておシ、力率零である七言える。このように３
相全波サイリスタブリツジの点弧角を制御することによ
り出力電圧ｒ。を制御する方式は、特に出力電圧Ｅ。が
低い範囲で力率が悪くなる欠点を有する。したがって、
出力電圧が低い範囲の力率を改善して入力電流を低減し
、電源の容量を低減することが望まれている。
ある場合はＵ相電流ＩＵの中心はＵ相電圧Ｕの零の点に
あり１．Ｕ相電流Ｉｎの基本波成分はＵ相電圧Ｕから９
０°遅れておシ、力率零である七言える。このように３
相全波サイリスタブリツジの点弧角を制御することによ
り出力電圧ｒ。を制御する方式は、特に出力電圧Ｅ。が
低い範囲で力率が悪くなる欠点を有する。したがって、
出力電圧が低い範囲の力率を改善して入力電流を低減し
、電源の容量を低減することが望まれている。
また、３相全波ブリッジ回路の出力電圧ＥＯについては
、電源周波数の６倍の周波数を基本波にしたリップル成
分が含まれる。このリップル分は出力電圧が高い程低く
、出力電圧が零のとき最大となり、第２図（ａ）と（ｂ
）のＵ相電流ＩＵの脈動からも知られるよりに、出力電
圧Ｅ。が低いときには出力電流Ｉｔ、のリップル分が大
きくなる。このため、負荷が直流電動機の電機子回路で
ある場合などは、出力電流Ｉｂのリップル成分によって
騒音が発生し、特に電源周波数の６倍程度の低周波参す
ップル分による騒音は問題となる。
、電源周波数の６倍の周波数を基本波にしたリップル成
分が含まれる。このリップル分は出力電圧が高い程低く
、出力電圧が零のとき最大となり、第２図（ａ）と（ｂ
）のＵ相電流ＩＵの脈動からも知られるよりに、出力電
圧Ｅ。が低いときには出力電流Ｉｔ、のリップル分が大
きくなる。このため、負荷が直流電動機の電機子回路で
ある場合などは、出力電流Ｉｂのリップル成分によって
騒音が発生し、特に電源周波数の６倍程度の低周波参す
ップル分による騒音は問題となる。
一方、力率の改善を図るため、第１図の各サイリスクを
電流遮断機能を有する素子にして、制御する方法が最近
提案されている。この電流遮断機能を有する素子として
は、ゲートにパルス状の逆電流を流すことによシミ流を
遮断するゲート・ターン・オフ・サイリスタ（ＧＴＯと
称す）や、同様な機能をトランジスタで構成したもの、
さらにはチョッパ装置等がある。この場合の、各相電圧
Ｕ、Ｖ、Ｗと直流出力電圧Ｅ。及びＵ相電流Ｉｎの波形
を第４図に示す。この方法は、例えば第１図のサイリス
タＵ１〜Ｗ１をＧＴＯとし、その通流している時間幅Ｐ
を変えることにより出力電圧Ｅｏを制御するものである
。したがって、その出力電圧Ｅ。は、時間幅Ｐでパルス
状となり、Ｕ電流Ｉｕの基本波成分もＵ相電圧Ｕと同相
となるので、力率を１に近づけることができる。また、
その出力電圧Ｅ。には、電源の第６高調波成分が殆んど
含まれず、出力電流Ｉ１．のリップル成分も十分小さく
抑えることができる。
電流遮断機能を有する素子にして、制御する方法が最近
提案されている。この電流遮断機能を有する素子として
は、ゲートにパルス状の逆電流を流すことによシミ流を
遮断するゲート・ターン・オフ・サイリスタ（ＧＴＯと
称す）や、同様な機能をトランジスタで構成したもの、
さらにはチョッパ装置等がある。この場合の、各相電圧
Ｕ、Ｖ、Ｗと直流出力電圧Ｅ。及びＵ相電流Ｉｎの波形
を第４図に示す。この方法は、例えば第１図のサイリス
タＵ１〜Ｗ１をＧＴＯとし、その通流している時間幅Ｐ
を変えることにより出力電圧Ｅｏを制御するものである
。したがって、その出力電圧Ｅ。は、時間幅Ｐでパルス
状となり、Ｕ電流Ｉｕの基本波成分もＵ相電圧Ｕと同相
となるので、力率を１に近づけることができる。また、
その出力電圧Ｅ。には、電源の第６高調波成分が殆んど
含まれず、出力電流Ｉ１．のリップル成分も十分小さく
抑えることができる。
しかし、この方法で出力電圧Ｅ□０を小さな値まで連続
的に制御するためには、ＧＴＯの通流時間幅を非常に短
かくしなければならないが、そのような制御は困難であ
り、限界がある。したがって、出力電圧Ｅ０を１／１０
程度以下まで制御することは非常に困難である。
的に制御するためには、ＧＴＯの通流時間幅を非常に短
かくしなければならないが、そのような制御は困難であ
り、限界がある。したがって、出力電圧Ｅ０を１／１０
程度以下まで制御することは非常に困難である。
ところで、定格電圧の１／１０以下まで制御することが
要求される用途は多２．＜、例えば、直流電動機で駆動
される高速エレベータ−では、定格速度の１／１０００
以下の速度まで連続して制御する必要がある。このよう
な場合、上記方法は適用できず、前記第１図の方法によ
るしかなかった。
要求される用途は多２．＜、例えば、直流電動機で駆動
される高速エレベータ−では、定格速度の１／１０００
以下の速度まで連続して制御する必要がある。このよう
な場合、上記方法は適用できず、前記第１図の方法によ
るしかなかった。
本発明の目的は、力率が良く、シかも出力電圧を広範囲
に制御し、かつ出力電流を正負両方向に制御することが
可能な電力変換装置を提供するにある。
に制御し、かつ出力電流を正負両方向に制御することが
可能な電力変換装置を提供するにある。
本発明の特徴は、２組の全波ブリッジ回路を用い、少な
くともその全波ブリッジ回路の１アームに電流遮断機能
を有する制御可能な開閉手段を接続して交流直流間の電
力を変換するものにおいて、上記開閉手段の位相角を制
御す・る手段と、上記開閉手段を開閉する時間幅を制御
する手段とを備え、上記時間幅を制御して出力電圧を可
変にすると同時に、その開閉期間を上言己位相角を制御
して可変するように構成したところにある。例えば、出
方電圧の大きい範囲では、位相角すなわち制御遅れ浄α
を０として上記開閉手段を開閉する時間隔を制御し、出
力電圧の小さい範囲では、上記時間幅を最小にした後上
記制御遅れ角αを制御することによシ、出力電圧を広範
囲に制御し、しかも全範囲にわたって力率を改善するよ
うにしたものである。
くともその全波ブリッジ回路の１アームに電流遮断機能
を有する制御可能な開閉手段を接続して交流直流間の電
力を変換するものにおいて、上記開閉手段の位相角を制
御す・る手段と、上記開閉手段を開閉する時間幅を制御
する手段とを備え、上記時間幅を制御して出力電圧を可
変にすると同時に、その開閉期間を上言己位相角を制御
して可変するように構成したところにある。例えば、出
方電圧の大きい範囲では、位相角すなわち制御遅れ浄α
を０として上記開閉手段を開閉する時間隔を制御し、出
力電圧の小さい範囲では、上記時間幅を最小にした後上
記制御遅れ角αを制御することによシ、出力電圧を広範
囲に制御し、しかも全範囲にわたって力率を改善するよ
うにしたものである。
以下１本発明を図示する実施例を用いて説明する。なお
、実施例では、まずはじめに３相交流電源と単一ブリッ
ジで、かつ電流遮断機能を有する開閉手段としてＧＴＯ
を採用した場合について説明し１次に２組のブリッジを
用いて電動機の制御を行う場合について説明する。又単
相交流あるいは他の開閉手段を用い場合についてもほぼ
動作は同一であシ容易に理解できよう。
、実施例では、まずはじめに３相交流電源と単一ブリッ
ジで、かつ電流遮断機能を有する開閉手段としてＧＴＯ
を採用した場合について説明し１次に２組のブリッジを
用いて電動機の制御を行う場合について説明する。又単
相交流あるいは他の開閉手段を用い場合についてもほぼ
動作は同一であシ容易に理解できよう。
第４図は、本発明の詳細な説明するための図で１、同図
（ａ）は主回路の一実施例、同図０１）は出力電圧Ｅ。
（ａ）は主回路の一実施例、同図０１）は出力電圧Ｅ。
とＵ相電流Ｉｎの波形図を示す。この波形図は、出力電
圧Ｅ。が零付近、すなわち制御遅れ角αを９０° とし
、ＧＴＯＵ、時間幅Ｐで電源周波数の３０倍の周波数で
開閉した場合を示している。このように、制御遅れ角α
を９０’とし、Ｇ Ｔ ＯＵ Ｉを点弧している期間に
は、第４図（ωのループ■で示したように、ｏＴＯＵｔ
とサイリスタｖ２を通して電流が流れ、電源に負荷
電流が流れる。このとき、ＧＴＯＵ、を遮断し、ＧＴＯ
Ｖ２を点弧するーと、負荷電流はループ■を流れて電源
を通らない。このときの出力電圧Ｅ。は零となっている
。したがって、時間幅Ｐを十分短かくすれば、出力電圧
Ｅ。及びＵ相電流Ｉｒ、を十分小さくすることができ、
第２図（ｂ）に示した従来のものに比べはるかに力率を
向上することができる。また。
圧Ｅ。が零付近、すなわち制御遅れ角αを９０° とし
、ＧＴＯＵ、時間幅Ｐで電源周波数の３０倍の周波数で
開閉した場合を示している。このように、制御遅れ角α
を９０’とし、Ｇ Ｔ ＯＵ Ｉを点弧している期間に
は、第４図（ωのループ■で示したように、ｏＴＯＵｔ
とサイリスタｖ２を通して電流が流れ、電源に負荷
電流が流れる。このとき、ＧＴＯＵ、を遮断し、ＧＴＯ
Ｖ２を点弧するーと、負荷電流はループ■を流れて電源
を通らない。このときの出力電圧Ｅ。は零となっている
。したがって、時間幅Ｐを十分短かくすれば、出力電圧
Ｅ。及びＵ相電流Ｉｒ、を十分小さくすることができ、
第２図（ｂ）に示した従来のものに比べはるかに力率を
向上することができる。また。
この制御遅れ角αを０まで制御し、時間幅Ｐを最大まで
制御すれば、出力電圧を全範囲にわたって制御すること
ができる。なお、上記したように、Ｇ Ｔ ＯＵ ＋
とＧＴＯＶ、とを交互に点弧する期間を１期間１と称し
、以下引用する。
制御すれば、出力電圧を全範囲にわたって制御すること
ができる。なお、上記したように、Ｇ Ｔ ＯＵ ＋
とＧＴＯＶ、とを交互に点弧する期間を１期間１と称し
、以下引用する。
次に、このようなＧ Ｔ ＯＵ、〜Ｇ Ｔ ｏｗ、のゲ
ート信号の制御方法について、その−例を第５図を用い
て説明する。なお、ｏＴＯＵ、〜ＧＴＯＷ。
ート信号の制御方法について、その−例を第５図を用い
て説明する。なお、ｏＴＯＵ、〜ＧＴＯＷ。
の点弧信号をＧＵ、〜Ｇ Ｗ ＋ と称し、サイリスタ
Ｕ２〜Ｗ２の点弧信号をＧＵｔ〜ＧＷ２ と称す。
Ｕ２〜Ｗ２の点弧信号をＧＵｔ〜ＧＷ２ と称す。
Ｇ Ｕ ＋には２つのモードがある。つまシ。
ＧＴＯＵ、が点弧したとき負荷電流が電源に流入する期
間（出力電圧が発生している期間）のＧＵ。
間（出力電圧が発生している期間）のＧＵ。
をＧＵ、い負荷電流が電源に流入しない期間（出力電圧
が零の期間）のＧＵｌをＧ 、Ｕ １２とし、他のゲー
トパルスにも同様のサフィックスをつけるものとする。
が零の期間）のＧＵｌをＧ 、Ｕ １２とし、他のゲー
トパルスにも同様のサフィックスをつけるものとする。
ここで、制御遅れ角がαのときの各パルスの発生する期
間を第５図（ａ）に示す。
間を第５図（ａ）に示す。
ＧＵ、はＧ Ｔ ＯＵ ｔが導通する期間正電圧を発生
し、非導通期間は零である信号であればよく、ＧＵ２は
負荷電流連結の条件であれば点弧するとき狭幅パルスを
発生するものであればよい。
し、非導通期間は零である信号であればよく、ＧＵ２は
負荷電流連結の条件であれば点弧するとき狭幅パルスを
発生するものであればよい。
このような信号を発生する基本となる信号は従来の３相
全波サイリスタブリッジ回路のゲート信号のように１周
期に各サイリスタのゲート信号を１個ずつ発生するもの
でよく、各サイリスタに相当するゲート信号をＧ Ｕ
＋ ｓのように表現すれば、第５図（ｂ）のようなパル
ス列となっている。これから知られルヨウにＧＵ２”Ｇ
Ｕ２３ 、ＧＶ２ ””ＧＶｔｓ。
全波サイリスタブリッジ回路のゲート信号のように１周
期に各サイリスタのゲート信号を１個ずつ発生するもの
でよく、各サイリスタに相当するゲート信号をＧ Ｕ
＋ ｓのように表現すれば、第５図（ｂ）のようなパル
ス列となっている。これから知られルヨウにＧＵ２”Ｇ
Ｕ２３ 、ＧＶ２ ””ＧＶｔｓ。
Ｇ Ｗ２ ” Ｇ Ｗｔｓである。つ′！！′シサイリ
スタＵ２゜Ｖｔ 、Ｗ２のゲートパルスは従来のものと
同じでよい。
スタＵ２゜Ｖｔ 、Ｗ２のゲートパルスは従来のものと
同じでよい。
このパルス群をフリップフロップ回路に通せば、ＧＵｌ
、のパルスからＧＵ２３のパルスまでＯＮとなルヨウナ
ハルスＧＵ４を得る。これらのパルスを第５図（ｃ）
Ｋ 示ｔ。サラＫ Ｇ Ｕ ｔｔ 、 Ｇ Ｖ ｔｔ
、 ＧＷ＋＋がＯＮでるるときに発生するパルス（チョ
ッパ動作の通流時のパルス）を第５図（ｄ）に期間１の
みについて示したようにＰとする。このとき、ＧＴＯに
加えるべきゲートパルスの論理式は次によシ得られる。
、のパルスからＧＵ２３のパルスまでＯＮとなルヨウナ
ハルスＧＵ４を得る。これらのパルスを第５図（ｃ）
Ｋ 示ｔ。サラＫ Ｇ Ｕ ｔｔ 、 Ｇ Ｖ ｔｔ
、 ＧＷ＋＋がＯＮでるるときに発生するパルス（チョ
ッパ動作の通流時のパルス）を第５図（ｄ）に期間１の
みについて示したようにＰとする。このとき、ＧＴＯに
加えるべきゲートパルスの論理式は次によシ得られる。
これらのゲートパルスを発生するための実際の回路の一
例を第６図に示す。ＴｒはΔ−Ｙ変圧器でアシ、２次側
の中性点はアースしである。ＰＵ。
例を第６図に示す。ＴｒはΔ−Ｙ変圧器でアシ、２次側
の中性点はアースしである。ＰＵ。
ＰＶ、、ＰＷは従来同様の移相器でろシ、それぞれ移相
信号、Ｓｃｔによって点弧パルスＧ Ｕ ＋ｓ 、Ｇ
Ｕｔｓ等を発生する。Ｇ Ｕ ２３ 、 Ｇ Ｖ ｔｓ
、Ｇ Ｗｔｓ ＵそれぞれＧＵ２ 、ＧＶ２ 、ＧＷ
２として使用テキル。
信号、Ｓｃｔによって点弧パルスＧ Ｕ ＋ｓ 、Ｇ
Ｕｔｓ等を発生する。Ｇ Ｕ ２３ 、 Ｇ Ｖ ｔｓ
、Ｇ Ｗｔｓ ＵそれぞれＧＵ２ 、ＧＶ２ 、ＧＷ
２として使用テキル。
これらのパルスをクリップ、フロップ回路ＰＵ、 。
ＰＶ、、ＰＷ、に加えパルスＧＵ４１ＧＶ４゜ＧＷ４を
得る。
得る。
一方１回路ＰＰは通流率指令ＳｐにしたがってパルスＰ
を発生する。これらの信号はノット回路Ｐ２を通して論
理式（２）を満足するように３ゲ一トＮＡＮＤ回路Ｐ３
に加えられ、さらにこの出力が（３）式を満足するよう
に２グー）ＮＡＮＤ回路Ｐ４に加えられる。このように
してパルスＧＵ、。
を発生する。これらの信号はノット回路Ｐ２を通して論
理式（２）を満足するように３ゲ一トＮＡＮＤ回路Ｐ３
に加えられ、さらにこの出力が（３）式を満足するよう
に２グー）ＮＡＮＤ回路Ｐ４に加えられる。このように
してパルスＧＵ、。
ＧＶ重 、ＧＷ電が得られる。
次にαとＰとの制御方法は正出力電圧を制御するときは
まず、Ｐの通流率を０．１に一定にしておいてαを９０
°からＯまで変えると出力電圧は０増加する。
まず、Ｐの通流率を０．１に一定にしておいてαを９０
°からＯまで変えると出力電圧は０増加する。
負出力電圧を制御するときはαを９０°からとなる。続
いてＰを０．１から１まで変化すると負圧指令ＳＬから
α指令ｓａ、ｐ指令Ｓｐを得るためには第７図（ａ）の
ような特性をもつ関数発生器を第７図（ｂ）に示すよう
に接続すればよい。
いてＰを０．１から１まで変化すると負圧指令ＳＬから
α指令ｓａ、ｐ指令Ｓｐを得るためには第７図（ａ）の
ような特性をもつ関数発生器を第７図（ｂ）に示すよう
に接続すればよい。
本発明による回路方式を用いて直流電動機の速度を制御
する回路の一例を第８図に示す。
する回路の一例を第８図に示す。
Ｍは直流電動機の電機子、Ｆはその界磁、Ｔｈは電流を
一方向一定に流すサイリスタ増幅器である。
一方向一定に流すサイリスタ増幅器である。
また、ＰＣは第６図に示したゲート回路であシ、ＰＡは
電機子電流を検出する直流変流器ＣＴの出力と電機子電
流指令Ｓ ｃ’とを比較する比較器である。Ｃｃは電機
子Ｍに電流を流す際にどちら側の三相ブリッジに点弧信
号を与えるべきかを判定する切り換え回路で、１、ここ
ではその判定条件として電機子電流のレベルと電流指令
を用いている。
電機子電流を検出する直流変流器ＣＴの出力と電機子電
流指令Ｓ ｃ’とを比較する比較器である。Ｃｃは電機
子Ｍに電流を流す際にどちら側の三相ブリッジに点弧信
号を与えるべきかを判定する切り換え回路で、１、ここ
ではその判定条件として電機子電流のレベルと電流指令
を用いている。
このような回路によって電機子電流は電流指令Ｓｃに従
って正負両方向に可変制御される。
って正負両方向に可変制御される。
又電動機の速度は速度指令ＳＬ＋と速度発電機ＰＧ、で
検出された速度が比較器ＰＩで比較され、電機子電流を
正負に制御することによって正負のトルクを制御し、こ
れに。より速度指令Ｓ８に従うように四象限制御される
。
検出された速度が比較器ＰＩで比較され、電機子電流を
正負に制御することによって正負のトルクを制御し、こ
れに。より速度指令Ｓ８に従うように四象限制御される
。
このような制御方式においては、回生状態において停電
が主１た場合にサイリスタ回路の出力電圧が零となるた
め電機子電流が急増し、サイリスクが破壊する欠点を除
くため電機子回路には通常直ａコンタクタを挿入してお
くのであるが１本回路ではＵｚ 、Ｖｔ 、Ｗｔ 、
Ｕｓ −Ｖｓ 、Ｗｓ ＫＧＴＯを採用しているため電
機子電流があるレベルを越えるとこれをターンオフする
ようにオフノぐルスゲート信号を与えることによシミ根
子電流を切ることが可能となるので高速直流コンタクタ
が不要となり、装置の小形化と原価低減が図れる。
が主１た場合にサイリスタ回路の出力電圧が零となるた
め電機子電流が急増し、サイリスクが破壊する欠点を除
くため電機子回路には通常直ａコンタクタを挿入してお
くのであるが１本回路ではＵｚ 、Ｖｔ 、Ｗｔ 、
Ｕｓ −Ｖｓ 、Ｗｓ ＫＧＴＯを採用しているため電
機子電流があるレベルを越えるとこれをターンオフする
ようにオフノぐルスゲート信号を与えることによシミ根
子電流を切ることが可能となるので高速直流コンタクタ
が不要となり、装置の小形化と原価低減が図れる。
又この実施例では直流リアクトルが不要となる効果があ
る。すなわち直流リアクトルは上述したような異常時の
電機子電流の急増の変化率を抑制し、直流コンタク、り
のしゃ断おくれ時間をかせぐ働きの為にそう人されてい
るが、ＧＴＯの自己消弧機能を利用することによって取
シのそくことができ、省スペース、省電力上の効果があ
る。
る。すなわち直流リアクトルは上述したような異常時の
電機子電流の急増の変化率を抑制し、直流コンタク、り
のしゃ断おくれ時間をかせぐ働きの為にそう人されてい
るが、ＧＴＯの自己消弧機能を利用することによって取
シのそくことができ、省スペース、省電力上の効果があ
る。
さらにこの実施例では電源トランスが不要となる効果が
ある。すなわち力率を出来るだけ良くするために一般に
は電動機の定格電圧に電源の電圧を合わせるようなマツ
チングトランスを供給電源と交流−直流変換器との間に
そう人するが、ＧＴＯをサイリスタの代りに用いている
どの実施例では常に力率の高い状態で制御ができるので
電源トランスは不要となシ、省スペース、省電力上の効
果がある。
ある。すなわち力率を出来るだけ良くするために一般に
は電動機の定格電圧に電源の電圧を合わせるようなマツ
チングトランスを供給電源と交流−直流変換器との間に
そう人するが、ＧＴＯをサイリスタの代りに用いている
どの実施例では常に力率の高い状態で制御ができるので
電源トランスは不要となシ、省スペース、省電力上の効
果がある。
このように本実施例によれば、３相交流電力の変換及び
逆変換の力率が改善され、電源の容量を低減できかつ直
流コンタクタ、直流リアクトル。
逆変換の力率が改善され、電源の容量を低減できかつ直
流コンタクタ、直流リアクトル。
電源トランスが不要となるなど工業的効果は大きい。
なお、説明にあたってはＵｒ ＋ Ｖｔ ＋ Ｗｌ ＋
Ｕｓ 、Ｖ３．ｗ、をＧＴＯとしテいるが、Ｕ２゜Ｖ２
．Ｗ２ 、Ｕ４−Ｖ４ 、Ｗ４をＧＴＯとし、Ｕｌ、
Ｖｔ 、Ｗｔ 、 Ｕｓ 、 Ｖａ 、 Ｗｓはサイリ
スタとしてＵｔ 、Ｖ２ 、Ｗｔ −Ｕ４ 、Ｖ４ 、
Ｗ４を高周波で開閉する方式を採用しても同様の効果が
得られることは言うまでもない。
Ｕｓ 、Ｖ３．ｗ、をＧＴＯとしテいるが、Ｕ２゜Ｖ２
．Ｗ２ 、Ｕ４−Ｖ４ 、Ｗ４をＧＴＯとし、Ｕｌ、
Ｖｔ 、Ｗｔ 、 Ｕｓ 、 Ｖａ 、 Ｗｓはサイリ
スタとしてＵｔ 、Ｖ２ 、Ｗｔ −Ｕ４ 、Ｖ４ 、
Ｗ４を高周波で開閉する方式を採用しても同様の効果が
得られることは言うまでもない。
第９図に本発明の他の実施例を示す。ここでは電動機は
シープＳｈを介してカウンタウェイトＣＷとケージＣを
駆動している。エレベータ−は定格速度よシも低い速度
で運転されるひん度が非常に多いことが調査結果から広
く知られている。
シープＳｈを介してカウンタウェイトＣＷとケージＣを
駆動している。エレベータ−は定格速度よシも低い速度
で運転されるひん度が非常に多いことが調査結果から広
く知られている。
この場合には電動機の定格電圧よシも相当低い状態で運
転される。
転される。
との本発明の他の実施例によれば、運転速度の違いによ
る力率の変化をほぼ高水準に一定に保ち得る固有の効果
がある。
る力率の変化をほぼ高水準に一定に保ち得る固有の効果
がある。
第１０図は、単相交流と直流間の電力変換する場合の一
実施例である２゜同図（ａ）はその主回路であって、単
相交流電源Ｅｂと直流負荷り間に。
実施例である２゜同図（ａ）はその主回路であって、単
相交流電源Ｅｂと直流負荷り間に。
ＧＴＯＲ、〜Ｑ Ｔ＝（） Ｓ ＋及びサイリスタＲｔ
＋８２から成るブリッジ回路を接続している。このＧ
ＴＯＲｌ とＧＴＯ８１及びサイリスタＲ２１Ｓ、の位
相角αのみ制御した場合の出力電圧Ｅ。
＋８２から成るブリッジ回路を接続している。このＧ
ＴＯＲｌ とＧＴＯ８１及びサイリスタＲ２１Ｓ、の位
相角αのみ制御した場合の出力電圧Ｅ。
を同図（ｂ）に示し、この位相角αに加えてＧＴＯＲ，
。
。
Ｇ Ｔ ＯＳ １を開閉する時間幅Ｐを制御した場合の
出力電圧Ｅ。を同図（Ｃ）に示す。この図は、制御遅れ
角αを９０°として出力電圧ＥＯを零とした場合であシ
、前記実施例と同様に、時間幅Ｐを最小にすれば出力電
圧Ｅ。を零としたときの力率を飛躍的に改善することが
できる。また、同様に遅れ角αをθ〜１８０°まで制御
し、時間幅Ｐを最大から最小まで制御すれば、順変換か
ら逆変換までの全範囲にわたって制御することができる
。
出力電圧Ｅ。を同図（Ｃ）に示す。この図は、制御遅れ
角αを９０°として出力電圧ＥＯを零とした場合であシ
、前記実施例と同様に、時間幅Ｐを最小にすれば出力電
圧Ｅ。を零としたときの力率を飛躍的に改善することが
できる。また、同様に遅れ角αをθ〜１８０°まで制御
し、時間幅Ｐを最大から最小まで制御すれば、順変換か
ら逆変換までの全範囲にわたって制御することができる
。
′従来は比較的大容量負荷に対しては電機子電流のリッ
プルによる影響を考慮して三相変換器を用いていたが、
ここで示した方式では基本構成は単相でも従来の三相変
換器以上の効果を発揮し得る特徴がある。
プルによる影響を考慮して三相変換器を用いていたが、
ここで示した方式では基本構成は単相でも従来の三相変
換器以上の効果を発揮し得る特徴がある。
このように本発明は、電流遮断機能を有する開閉手段の
位相角と同時に、その位相角から決まる閉じ時間中にお
いて、開閉する時間幅をも制御するものである。したが
って、以上述べた実施例のように、各相にＧＴＯを接続
せず、その１組分についてのみＧＴＯを接続して上記本
発明を実施することも可能でアリ、それ相当の効果を得
ることができる。すなわち、本発明は、２組の全波ブリ
ッジ回路を構成する少なくとも１アームに電流遮断機能
を有する開閉手段を接続したものに有効に適用すること
ができる。また、上記開閉手段としては、ＧＴＯに限ら
ず、電流を遮断することかで：１１ きるものであれば何でも良い。
位相角と同時に、その位相角から決まる閉じ時間中にお
いて、開閉する時間幅をも制御するものである。したが
って、以上述べた実施例のように、各相にＧＴＯを接続
せず、その１組分についてのみＧＴＯを接続して上記本
発明を実施することも可能でアリ、それ相当の効果を得
ることができる。すなわち、本発明は、２組の全波ブリ
ッジ回路を構成する少なくとも１アームに電流遮断機能
を有する開閉手段を接続したものに有効に適用すること
ができる。また、上記開閉手段としては、ＧＴＯに限ら
ず、電流を遮断することかで：１１ きるものであれば何でも良い。
以上述べたように１本発明によれば、広い電圧範囲にわ
たって力率良く電力変換することができる。
たって力率良く電力変換することができる。
第１図は従来の電力変換装置の主回路図、第２図及び第
３図は従来の電力変換波形図、第４図〜第８図は本発、
朋の一実施例説明図であって、第４図は電力変換装置の
主回路例とその波形図、第５図はゲート信号説明図、第
６図はゲート回路図、第７図は関数発生器、第８図は直
流電動機制御回路、第９図及び第１０図は本発明の他の
実施例を説琲するための電力変換装置の主回路とその波
形図を夫々示す。 Ｅ、・・・３相交流電源、Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・３相電圧、
Ｌ・・・負荷、ＧＴＯＵ、〜ＧＴＯＷ３・・・ゲート・
ターン・オフ・サイリスク、α・・・制御遅れ角、Ｐ・
・・開閉時間幅、ＰＵ−ＰＷ・・・移相器、 Ｆ （！
ｌ Ｆ ｐ・・・関数発生器、ＣＣ・・・切シ換え回
゛路、ＰＩ、ＰＡ・・・比較器、Ｓｈ・・・シープ、Ｃ
Ｗ・・・カウンタウェイト、出ｎ電／ｌ Ｅ 。 （（）゛ゝ−−一″ 予 ３ 図 （η） Ｌ （ぜ） （久） （−ｅ） （Ｃン 第１頁の続き ０発 明 者 島清哉 東京都千代田区丸の内−丁目５ 番１号株式会社日立製作所内 ０発 明 者 坂井吉男 勝田市市毛１０７０番地株式会社日 立製作所水戸工場内 ■出 願 人 日立エンジニアリング株式会社日立市幸
町３丁目２番１号
３図は従来の電力変換波形図、第４図〜第８図は本発、
朋の一実施例説明図であって、第４図は電力変換装置の
主回路例とその波形図、第５図はゲート信号説明図、第
６図はゲート回路図、第７図は関数発生器、第８図は直
流電動機制御回路、第９図及び第１０図は本発明の他の
実施例を説琲するための電力変換装置の主回路とその波
形図を夫々示す。 Ｅ、・・・３相交流電源、Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・３相電圧、
Ｌ・・・負荷、ＧＴＯＵ、〜ＧＴＯＷ３・・・ゲート・
ターン・オフ・サイリスク、α・・・制御遅れ角、Ｐ・
・・開閉時間幅、ＰＵ−ＰＷ・・・移相器、 Ｆ （！
ｌ Ｆ ｐ・・・関数発生器、ＣＣ・・・切シ換え回
゛路、ＰＩ、ＰＡ・・・比較器、Ｓｈ・・・シープ、Ｃ
Ｗ・・・カウンタウェイト、出ｎ電／ｌ Ｅ 。 （（）゛ゝ−−一″ 予 ３ 図 （η） Ｌ （ぜ） （久） （−ｅ） （Ｃン 第１頁の続き ０発 明 者 島清哉 東京都千代田区丸の内−丁目５ 番１号株式会社日立製作所内 ０発 明 者 坂井吉男 勝田市市毛１０７０番地株式会社日 立製作所水戸工場内 ■出 願 人 日立エンジニアリング株式会社日立市幸
町３丁目２番１号
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、少なくとも１アームに電流遮断機能を有する制御可
能な開閉手段を接続し九２組の全被ブリッジ回路を逆並
列に接続し、交流直流間の電力を変換するものにおいて
、上記開閉手段の位相角を制御する手段と、上記開閉手
段を開閉する時間幅を制御する手段と、少なくとも上記
位相角から決まる開閉手段の閉じ期間中に、上記時間幅
で上記開閉手段を開閉する手段とを備えたことを特徴と
する電力変換装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、上記全波ブリッジ
回路の直流端子間電圧が所定値以上のとき、上記位相角
を一定にして上記時間幅を制御し、電圧が所定値以下の
とき上記時間幅を一定にして上記位相角を制御するよう
に構成したことを特徴とする電力変換装置。 ３、特許請求の範囲第２項において、上記位相角囲で可
変する関数発生器を備え、上記時間幅制御手段は上記電
圧指令が大きい範囲で可変する関数発生器を備えたこと
を特徴とする電力変換装置。 ４、特許請求の範囲第１項において、上記全波ブリッジ
回路の正側又は負側の全アームに夫々電流遮断機能を有
する開閉手段を接続しそ成り、夫々の開閉手段毎に上記
位相角制御手段と上記時間幅制御手段とこれら両手段に
応じて当該開閉手段を開閉する手段とを備えたことを特
徴とする電力変換装置。 ５、特許請求の範囲第４項において、上記開閉する手段
は、任意の開閉手段が上記時間幅で電流遮断したとき、
直流端子間を短絡するモードにある開閉手段を閉じる手
段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 ６、特許請求の範囲第１項において、上記２組の全波ブ
リッジ回路を３相全波ブリッジ回路とし、上記開閉する
手段は、電源周波数の６倍以上の周波数で上記開閉手段
を開閉するよ）に構成したこ７、特許請求の範囲第１項
において、上記全波ブリッジ回路を単相全波プ゛リッジ
回路とし、上記開閉する手段は、電源周波数の２倍以上
の周波数で上記開閉手段を開閉するように構成したこと
を特徴とする電力変換装置。 ８、特許請求の範囲第１項において、上記全波ブリッジ
回路は、その直流端子間に直流電動機を接続して成る電
力変換装置。 ９、特許請求の範囲第８項において、直流電動機は少な
くとも２つ以上の異なる運転パターンを持ったエレベー
タ−を駆動することを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56182448A JPS5883587A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56182448A JPS5883587A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5883587A true JPS5883587A (ja) | 1983-05-19 |
Family
ID=16118435
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56182448A Pending JPS5883587A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5883587A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007023565A (ja) * | 2005-07-14 | 2007-02-01 | Fujisash Co | 改修用サッシ窓枠装置 |
-
1981
- 1981-11-13 JP JP56182448A patent/JPS5883587A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007023565A (ja) * | 2005-07-14 | 2007-02-01 | Fujisash Co | 改修用サッシ窓枠装置 |
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