JPS59117468A - 可変電圧可変周波数インバ−タの制御方式 - Google Patents
可変電圧可変周波数インバ−タの制御方式Info
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- JPS59117468A JPS59117468A JP22396582A JP22396582A JPS59117468A JP S59117468 A JPS59117468 A JP S59117468A JP 22396582 A JP22396582 A JP 22396582A JP 22396582 A JP22396582 A JP 22396582A JP S59117468 A JPS59117468 A JP S59117468A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Power Engineering (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、可変電圧可変周波数インバータの電圧制御方
式に係シ、特にインバータの低周波数運転時の直流電流
の断続モードを改良する可変電圧可変周波数インバータ
の制御方式に関するものである。
式に係シ、特にインバータの低周波数運転時の直流電流
の断続モードを改良する可変電圧可変周波数インバータ
の制御方式に関するものである。
可変電圧・可変周波数インバータ（以下ＶＶＶＦと記″
ｔ）の電圧制御方式は、整流器の位相制御により直流電
圧値を制御する方法と、インバータ部にて、通電位相幅
を制御する方法に大別される。
ｔ）の電圧制御方式は、整流器の位相制御により直流電
圧値を制御する方法と、インバータ部にて、通電位相幅
を制御する方法に大別される。
インバータの制御方式は、２ｗＭ制御、位相制御等、種
々の方式が考案されている。
々の方式が考案されている。
インバータ制御の一例として、位相制御について第１図
の最も単純な単相インバータと第２図のその出力電圧及
び各相のスイッチングのタイムチャートを用いて説明す
る。第１図においてＧｕ−ＧＹはスイッチング素子（図
中ではＧＴＯ’ｒ例に掲げている）ＤＵ−ＤＹはダイオ
ード、■は負荷、２はゲートアンプである。第２図のタ
イムチャートに示すようにスイッチング素子ＧＵ、ＧＸ
はｆｓパルス列で、スイッチング素子ＧＶ、ＧＹはｆＲ
パルス列によってスイッチングを行なう。ｆｓを固定と
して、ｆＲのパルス列の位相をずらせると出力電圧の通
電位相幅が変化し、電圧制御が行なわれる。第２図で示
す出力電圧通電位相幅をθとすると、出力電圧ｖｏｔｒ
’ｒと、通電位相幅θの間には、但し、ｎ＝２ｍ±１
、ｍ＝１．２，３． ・、 ｋ ＝定数の関係がある。
の最も単純な単相インバータと第２図のその出力電圧及
び各相のスイッチングのタイムチャートを用いて説明す
る。第１図においてＧｕ−ＧＹはスイッチング素子（図
中ではＧＴＯ’ｒ例に掲げている）ＤＵ−ＤＹはダイオ
ード、■は負荷、２はゲートアンプである。第２図のタ
イムチャートに示すようにスイッチング素子ＧＵ、ＧＸ
はｆｓパルス列で、スイッチング素子ＧＶ、ＧＹはｆＲ
パルス列によってスイッチングを行なう。ｆｓを固定と
して、ｆＲのパルス列の位相をずらせると出力電圧の通
電位相幅が変化し、電圧制御が行なわれる。第２図で示
す出力電圧通電位相幅をθとすると、出力電圧ｖｏｔｒ
’ｒと、通電位相幅θの間には、但し、ｎ＝２ｍ±１
、ｍ＝１．２，３． ・、 ｋ ＝定数の関係がある。
３相負荷の場合は、第１図単相インパーク３段を、−次
側が△結線のインバータ用変圧器の線間電圧とし、用途
によっては多重化を行なう。
側が△結線のインバータ用変圧器の線間電圧とし、用途
によっては多重化を行なう。
可変電圧範囲が広いＶＶＶＦでは、前述した整流器によ
る制御、インバータによる制御、各々単独で全電圧範囲
を制御することが困難な場合があり、両者の制御を併用
する方式が採用されている。一般に高速の制御を要求さ
れる領域ではインバータによる制御を用いその他の領域
で整流器による制御を用いることが多い。その−例とし
て、ある出力周波数で制御の切換全行ない、切換周波数
以上で、インバータ側の出力通電位相幅θ一定にて整流
器による直流電圧制御、切換周波数以上で直流電圧上一
定とし、インバータの出力電圧通電位相幅θを変化する
制御方式について説明する。
る制御、インバータによる制御、各々単独で全電圧範囲
を制御することが困難な場合があり、両者の制御を併用
する方式が採用されている。一般に高速の制御を要求さ
れる領域ではインバータによる制御を用いその他の領域
で整流器による制御を用いることが多い。その−例とし
て、ある出力周波数で制御の切換全行ない、切換周波数
以上で、インバータ側の出力通電位相幅θ一定にて整流
器による直流電圧制御、切換周波数以上で直流電圧上一
定とし、インバータの出力電圧通電位相幅θを変化する
制御方式について説明する。
第３図に、前記制御方式のＶＶＶＦの制御ブロック図を
、第４図に出力周波数と出力電圧、直流電圧、出力電圧
通電位相幅直流電流の関係を示す。
、第４図に出力周波数と出力電圧、直流電圧、出力電圧
通電位相幅直流電流の関係を示す。
第３図において３は整流器、４は直流リアクトル。
５はＤＣフィルタコンデンサ、６はインノく一タ。
７はインバータ出力用変圧器、８は負荷電動機悌３図で
は誘導電動機を示す）、９は出力電圧検出回路、１０は
直流電圧検出回路、 ｆｓ、ｆＨは各々基準パルス、位
相制御パルスである。１１は電圧周波数設定器で、所定
の電圧基準信号ｖＲと周波数基準信号Ｖｆを発生する。
は誘導電動機を示す）、９は出力電圧検出回路、１０は
直流電圧検出回路、 ｆｓ、ｆＨは各々基準パルス、位
相制御パルスである。１１は電圧周波数設定器で、所定
の電圧基準信号ｖＲと周波数基準信号Ｖｆを発生する。
１２は’Ｊ／Ｆ発振器で、■ｆより出力周波数に比例し
たクロックツ（ルス列りを発生する。ＯＡｌは整流器制
御用の演算増巾器で、電圧基準信号ｖＲと電圧帰還信号
Ｖｄｅをつき合わせた整流器側の電圧制御信号Ｖαを発
生し、順側位相制御回路１３を通して整流器３の制御を
行なう。
たクロックツ（ルス列りを発生する。ＯＡｌは整流器制
御用の演算増巾器で、電圧基準信号ｖＲと電圧帰還信号
Ｖｄｅをつき合わせた整流器側の電圧制御信号Ｖαを発
生し、順側位相制御回路１３を通して整流器３の制御を
行なう。
ＯＡ２はインバータ制御用の演算増巾器で整流器側と同
じく、電圧基準信号ＶＲと電圧帰還信号ｖＯをつき合わ
せて、インバータ側の電圧制御信号ｖＩを発生する。１
４は移相回路で入力された）くルスＣｐ′を、制御信号
Ｖｘによって決定される時間だけ遅らせて位相制御パル
スｆｘｅ発生する。１５は初期位相の設定回路で、イン
バータ側で制御しない場合の出力電圧通電位相幅θ旧Ｎ
を決定する。これは入力される基準クロックパルスＣｐ
と出力されるパルスＣｐ′をずらすことにより容易に実
現できる。例えば基準クロックパルスが出力周波数のｍ
倍とすると、入力パルス列と出力パルス列ｑ′の対応を
１発ずらせると ６０ θｍｉｎ ＝ − が得られる。１６．１７は分周器で基準パルスｆｓはク
ロックパルスＣｐｆ直接１６にて分周して得られるのに
対し、位相制御パルスｆＲは初期位相の設定回路１５．
移相回路１４をへた後１７にて分周される。
じく、電圧基準信号ＶＲと電圧帰還信号ｖＯをつき合わ
せて、インバータ側の電圧制御信号ｖＩを発生する。１
４は移相回路で入力された）くルスＣｐ′を、制御信号
Ｖｘによって決定される時間だけ遅らせて位相制御パル
スｆｘｅ発生する。１５は初期位相の設定回路で、イン
バータ側で制御しない場合の出力電圧通電位相幅θ旧Ｎ
を決定する。これは入力される基準クロックパルスＣｐ
と出力されるパルスＣｐ′をずらすことにより容易に実
現できる。例えば基準クロックパルスが出力周波数のｍ
倍とすると、入力パルス列と出力パルス列ｑ′の対応を
１発ずらせると ６０ θｍｉｎ ＝ − が得られる。１６．１７は分周器で基準パルスｆｓはク
ロックパルスＣｐｆ直接１６にて分周して得られるのに
対し、位相制御パルスｆＲは初期位相の設定回路１５．
移相回路１４をへた後１７にて分周される。
今、ある出力周波数にて制御切換指令ＣＨｉ発生し、以
下のような制御の切換を行なう。整流器側では、切換前
は、電圧周波数設定器１１より出力される可変の電圧基
準ＶＲを電圧基準とし、出力帰還Ｖｏにて制御を行なっ
ているのに対し切換後は、可変抵抗器Ｒｎにて設定され
る固定電圧基準と直流電圧帰還Ｖｄｅにて制御を行なう
。一方インバータ側では、切換前は無制御、すなわち山
王電圧の通電位相幅θは、初期位相設定回路１５で決定
されるθＭＩＮで出力しているのに対し、切換後は電圧
周波数設定器１１よりの電圧基準ｖＲ，出力電圧帰還Ｖ
ｏをつき合せて電圧制御信号■Ｉを発生、移相回路１４
にて出力電圧の通電位相幅θを制御する。
下のような制御の切換を行なう。整流器側では、切換前
は、電圧周波数設定器１１より出力される可変の電圧基
準ＶＲを電圧基準とし、出力帰還Ｖｏにて制御を行なっ
ているのに対し切換後は、可変抵抗器Ｒｎにて設定され
る固定電圧基準と直流電圧帰還Ｖｄｅにて制御を行なう
。一方インバータ側では、切換前は無制御、すなわち山
王電圧の通電位相幅θは、初期位相設定回路１５で決定
されるθＭＩＮで出力しているのに対し、切換後は電圧
周波数設定器１１よりの電圧基準ｖＲ，出力電圧帰還Ｖ
ｏをつき合せて電圧制御信号■Ｉを発生、移相回路１４
にて出力電圧の通電位相幅θを制御する。
以上、記述した制御による動作を、第４図の出力周波数
ｆと、直流電圧Ｖｄ、出力電圧ＶＯＵＴ ％通電位相幅
θ、直流電流Ｉｄの関係にて示す。整流器による制御と
、インバータによる制御を併用することにより、単独の
制御に比べて広範囲の周波数領域にてＶ／Ｆ一定の制御
を行なうことができる。
ｆと、直流電圧Ｖｄ、出力電圧ＶＯＵＴ ％通電位相幅
θ、直流電流Ｉｄの関係にて示す。整流器による制御と
、インバータによる制御を併用することにより、単独の
制御に比べて広範囲の周波数領域にてＶ／Ｆ一定の制御
を行なうことができる。
しかし、前述の制御方式では、たとえばＶＶＶＦの負荷
がポンプを駆動する電動機の場合には、電動機出力が周
波数の３乗に比例するため同一の直流電圧で運転した状
態で、出力周波数を下げると直流電流Ｉｄが急激に減少
し、直流電流１ｄが断続するという問題がある。また直
流部の等価抵抗が減少し、整流器側の電圧制御系が不安
定になる。これらを防止するには直流リアクトルのりア
クタンスを増やす必要があるが、列形が大きく々シ制約
をうける。さらに、θの制御範囲が広いため出力電圧波
形が周波数によって大きく変わり、低周波数領域で高調
波の含有率が増加するという問題が生じる。
がポンプを駆動する電動機の場合には、電動機出力が周
波数の３乗に比例するため同一の直流電圧で運転した状
態で、出力周波数を下げると直流電流Ｉｄが急激に減少
し、直流電流１ｄが断続するという問題がある。また直
流部の等価抵抗が減少し、整流器側の電圧制御系が不安
定になる。これらを防止するには直流リアクトルのりア
クタンスを増やす必要があるが、列形が大きく々シ制約
をうける。さらに、θの制御範囲が広いため出力電圧波
形が周波数によって大きく変わり、低周波数領域で高調
波の含有率が増加するという問題が生じる。
本発明は、前記問題点に鎧みてなされたもので出力周波
数によって一定に制御する直流電圧値を変えることによ
り、低周波数領域における直流電流を、従来に比べて増
加させ、断続しにくくすると同時に、出力電圧の波形の
変化を低減するＷＶＦの制御方式を提供することを目的
としている。
数によって一定に制御する直流電圧値を変えることによ
り、低周波数領域における直流電流を、従来に比べて増
加させ、断続しにくくすると同時に、出力電圧の波形の
変化を低減するＷＶＦの制御方式を提供することを目的
としている。
本発明は、この目的を達成するために、整流器の直流電
圧基準を出力指令値に応じて切物えることにより直流電
流の断続を防止するようにしたことを特徴とする。
圧基準を出力指令値に応じて切物えることにより直流電
流の断続を防止するようにしたことを特徴とする。
以下、本発明の一実施例について第５図乃至第８図を用
いて説明する。第５図は電圧周波数設定器１１より出力
される電圧基準レベルによって一定に制御する直流電圧
値を変える本制御方式のブロック図を示す。第６図は、
電圧基準を判別する回路の一例を示す図、第７図は直流
電圧基準の切換回路の一例を示す図、第８図は本制御方
式による出力周波数ｆと直流電圧Ｖｄ、出力電圧ｖｏＵ
Ｔ ％通電位相幅θの関係を示す。
いて説明する。第５図は電圧周波数設定器１１より出力
される電圧基準レベルによって一定に制御する直流電圧
値を変える本制御方式のブロック図を示す。第６図は、
電圧基準を判別する回路の一例を示す図、第７図は直流
電圧基準の切換回路の一例を示す図、第８図は本制御方
式による出力周波数ｆと直流電圧Ｖｄ、出力電圧ｖｏＵ
Ｔ ％通電位相幅θの関係を示す。
第５図の１８は電圧基準の判別回路で、電圧周波数設定
器１１より出力される電、圧基準ｖＲの電圧レベルを判
定して、電圧基準の切換回路１９へ、電圧基準選択信号
ＣＨＮを送る。
器１１より出力される電、圧基準ｖＲの電圧レベルを判
定して、電圧基準の切換回路１９へ、電圧基準選択信号
ＣＨＮを送る。
第６図は、電圧基準■ＲをＮビットのデジタル信号にめ
変換し、上位２ビツトの判別を行なうことにより電圧基
準ｖＲを２５係ずつ、４つの選択信号ＣＨＩ −ＣＨ４
に分割することができる。２０はＮビットののコンバー
タ、２１はラッチ回路、２２は論理回路である。もちろ
ん、論理回路２２内でのロジックによって、切換信号数
、切換レベルは自由に操作することができる。第７図は
、電圧基準切換回路１９の一例でＲＨＩ〜Ｒｕｎが基準
設定用可変抵抗器、Ｒ１１〜Ｒ１ｎ 、 Ｒ２，Ｒ３は
分圧抵抗、ＯＡ３は演算増巾器、ＳＷ１〜ＳＷｎはアナ
ログスイッチで、電圧基準判別回路１８よりの選択信号
ＣＨＩ〜ＣＨｎ によってｎ個の電圧基準の切換を行
なう。
変換し、上位２ビツトの判別を行なうことにより電圧基
準ｖＲを２５係ずつ、４つの選択信号ＣＨＩ −ＣＨ４
に分割することができる。２０はＮビットののコンバー
タ、２１はラッチ回路、２２は論理回路である。もちろ
ん、論理回路２２内でのロジックによって、切換信号数
、切換レベルは自由に操作することができる。第７図は
、電圧基準切換回路１９の一例でＲＨＩ〜Ｒｕｎが基準
設定用可変抵抗器、Ｒ１１〜Ｒ１ｎ 、 Ｒ２，Ｒ３は
分圧抵抗、ＯＡ３は演算増巾器、ＳＷ１〜ＳＷｎはアナ
ログスイッチで、電圧基準判別回路１８よりの選択信号
ＣＨＩ〜ＣＨｎ によってｎ個の電圧基準の切換を行
なう。
以上のように整流器側で直流電圧の基準の切換を行ない
、インバータ側で位相制御を行なった場合の出力周波数
ｆと直流電圧Ｖｄ、出力電圧ＶＯＵＴ ％通電位相幅θ
、直流電流Ｉｄの関係を第８図に示す。
、インバータ側で位相制御を行なった場合の出力周波数
ｆと直流電圧Ｖｄ、出力電圧ＶＯＵＴ ％通電位相幅θ
、直流電流Ｉｄの関係を第８図に示す。
第８図に示すように、低周波領域で直流電圧を低く設定
しているので、従来の制御方式に比べ、直流電流Ｉｄを
増加することになり、直流電流が断続しにくくなると同
時に、通電位相巾θの可変範囲が狭くなるので、出力電
圧の高調波含有率を小さく選ぶことが可能である。
しているので、従来の制御方式に比べ、直流電流Ｉｄを
増加することになり、直流電流が断続しにくくなると同
時に、通電位相巾θの可変範囲が狭くなるので、出力電
圧の高調波含有率を小さく選ぶことが可能である。
本制御方式で問題となるのは、直流電圧の切換時に負荷
に及ぼす影響と、整流器側、インバータ側両方で制御を
行なった場合の、お互いの制御の干渉があるが、これら
は両者の制御の応答を変えることにより対応できる。す
なわち、整流器側の制御の応答を、インバータ側の制御
の応答に比べて十分に遅くシ、出力電圧の主制御をイン
バータ側で行なうことにより、整流器側電圧制御の切換
時の影響を、インバータ側の高速制御によシ補正するこ
とか可能である。
に及ぼす影響と、整流器側、インバータ側両方で制御を
行なった場合の、お互いの制御の干渉があるが、これら
は両者の制御の応答を変えることにより対応できる。す
なわち、整流器側の制御の応答を、インバータ側の制御
の応答に比べて十分に遅くシ、出力電圧の主制御をイン
バータ側で行なうことにより、整流器側電圧制御の切換
時の影響を、インバータ側の高速制御によシ補正するこ
とか可能である。
今まで、説明した本発明の実施例は、直流電圧の制御を
整流器のサイリスクブリッジの位相制御で行なっていた
が、チョッパを用いて直流電圧を制御することも可能で
ある。その−例として第９図にダイオードブリッジと、
昇圧チョッパで、直流電圧制御を行なう制御ブロック図
について示す。
整流器のサイリスクブリッジの位相制御で行なっていた
が、チョッパを用いて直流電圧を制御することも可能で
ある。その−例として第９図にダイオードブリッジと、
昇圧チョッパで、直流電圧制御を行なう制御ブロック図
について示す。
２３は、ダイオードブリッジで構成される整流器、２１
は、直流部の０Ｎ−ＯＦＦを行なうスイッチング素子（
図ではＧＴＯを掲げている）、２２はダイオードである
。
は、直流部の０Ｎ−ＯＦＦを行なうスイッチング素子（
図ではＧＴＯを掲げている）、２２はダイオードである
。
今、昇圧チョッパの入力電圧’！ｒＶｔＮ＋チョッパ周
期’ｔＴ、１周期当りのスイッチング素子のオン時間ｋ
ＴｏＮとすると、チョッパの出力電圧Ｖｄは＝−二二−
ＶＺＮ ’ｒ−’ｒｏＮ で表わすことができる。すなわち、周期Ｔでスイッチン
グを行なうチョッパのオン時間ＴＯＮを制御することに
より直流電圧を制御することができる。２６は、チョッ
パ比制御回路で、基準電圧判別回路１８より出力される
選択信号によって一足のチョッパ周波数から発生するオ
ン時間設定回路（モノマルチバイブレータ）を切換えて
いくこと′により容易に実現可能である。
期’ｔＴ、１周期当りのスイッチング素子のオン時間ｋ
ＴｏＮとすると、チョッパの出力電圧Ｖｄは＝−二二−
ＶＺＮ ’ｒ−’ｒｏＮ で表わすことができる。すなわち、周期Ｔでスイッチン
グを行なうチョッパのオン時間ＴＯＮを制御することに
より直流電圧を制御することができる。２６は、チョッ
パ比制御回路で、基準電圧判別回路１８より出力される
選択信号によって一足のチョッパ周波数から発生するオ
ン時間設定回路（モノマルチバイブレータ）を切換えて
いくこと′により容易に実現可能である。
以上説明したように、本発明によれば、交流電源から変
換される直流電圧値と、インバータ出力可、圧のパルス
幅の制御を併用した可変電圧・可変周波数インバータに
おいて、出力特性に応じて、直流電圧一定制御の基準値
を切換えるように構成したので、低出力周波数の領域で
直流電流が断続するのを防ぎ、制御を安定化すると供に
、出力周波数による出力型１圧の高調波成分の含有率の
変化を低減出来る効果を得ることが出来る。
換される直流電圧値と、インバータ出力可、圧のパルス
幅の制御を併用した可変電圧・可変周波数インバータに
おいて、出力特性に応じて、直流電圧一定制御の基準値
を切換えるように構成したので、低出力周波数の領域で
直流電流が断続するのを防ぎ、制御を安定化すると供に
、出力周波数による出力型１圧の高調波成分の含有率の
変化を低減出来る効果を得ることが出来る。
第１図は、単相インバータの構成図、第２図は第１図の
各素子のスイッチングと出力電圧のタイムチャートを示
す図、第３図は、従来の可変電圧可変周波数インバータ
の制御ブロック図、第４図は従来の制御による出力周波
数と、直流電圧、出力電圧、出力電圧通電位相幅、直流
電流の関係を示す図、第５図は本発明の一実施例を示す
可変電圧・可変周波数インバータの制御ブロック図、第
６図は第５図の電圧基準判別回路の一実施例を示すブロ
ック図、第７図は第５図の電圧基準切換回路の構成図、
第８図は本発明の制御における出力周波数と、直流電圧
、出力電圧、出力電圧通電位相幅、直流電流の関係を示
す図、第９図は直流電圧の制御に昇圧チョッパを用いた
本発明の他の実施例を示す制御ブロック図である。 １・・・負荷 ２・・・ゲートアンプ３・・
・整流器 ４・・・直流リアクトル５・・・Ｄ
Ｃフィルタコンデンサ ６・・・インバータ ７・・・インバータ出力用変圧器 ８・・・電動機 ９・・・出方電圧検出回路１
０・・・直流電圧検出回路 １１・・・電圧周波数設定器 １２・・・ｖ汐発振器 １３・・・位相制御回路１
４・・・移相回路 １５・・・初期位相設定回路
１６．１７・・・分周器 ＯＡＩ、ＯＡ３・・・演算増幅器 １８・・・電圧基準の判別回路 １９・・・電圧基準の切換回路 ２０・・・Ａ／１）コンバータ ２１・・・ラッチ回路
２２・・・論理回路 ２３・・・整流器２４・・
・スイッチング素子 ２５・・・ダイオード ２６・・・チョッパ比制御回路 （７３１７） 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 （
はが１名）−： 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 ｆ、、、・、（へ７ 第９図
各素子のスイッチングと出力電圧のタイムチャートを示
す図、第３図は、従来の可変電圧可変周波数インバータ
の制御ブロック図、第４図は従来の制御による出力周波
数と、直流電圧、出力電圧、出力電圧通電位相幅、直流
電流の関係を示す図、第５図は本発明の一実施例を示す
可変電圧・可変周波数インバータの制御ブロック図、第
６図は第５図の電圧基準判別回路の一実施例を示すブロ
ック図、第７図は第５図の電圧基準切換回路の構成図、
第８図は本発明の制御における出力周波数と、直流電圧
、出力電圧、出力電圧通電位相幅、直流電流の関係を示
す図、第９図は直流電圧の制御に昇圧チョッパを用いた
本発明の他の実施例を示す制御ブロック図である。 １・・・負荷 ２・・・ゲートアンプ３・・
・整流器 ４・・・直流リアクトル５・・・Ｄ
Ｃフィルタコンデンサ ６・・・インバータ ７・・・インバータ出力用変圧器 ８・・・電動機 ９・・・出方電圧検出回路１
０・・・直流電圧検出回路 １１・・・電圧周波数設定器 １２・・・ｖ汐発振器 １３・・・位相制御回路１
４・・・移相回路 １５・・・初期位相設定回路
１６．１７・・・分周器 ＯＡＩ、ＯＡ３・・・演算増幅器 １８・・・電圧基準の判別回路 １９・・・電圧基準の切換回路 ２０・・・Ａ／１）コンバータ ２１・・・ラッチ回路
２２・・・論理回路 ２３・・・整流器２４・・
・スイッチング素子 ２５・・・ダイオード ２６・・・チョッパ比制御回路 （７３１７） 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 （
はが１名）−： 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 ｆ、、、・、（へ７ 第９図
Claims (1)
- 外部交流電源からの交流電力を直流電力に変換する直流
電圧制御機能を有する整流器と直流電力を交流電力に変
換する出力電圧の通電位相幅制御機能を有するインバー
タと、出力指令に従った電圧指令と周波数指令による制
御信号を前記整流器とインバータにみえる制御部とから
なる可変電圧可変周波数インバータ装置において、前記
整流器
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22396582A JPS59117468A (ja) | 1982-12-22 | 1982-12-22 | 可変電圧可変周波数インバ−タの制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22396582A JPS59117468A (ja) | 1982-12-22 | 1982-12-22 | 可変電圧可変周波数インバ−タの制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59117468A true JPS59117468A (ja) | 1984-07-06 |
Family
ID=16806460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22396582A Pending JPS59117468A (ja) | 1982-12-22 | 1982-12-22 | 可変電圧可変周波数インバ−タの制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59117468A (ja) |
-
1982
- 1982-12-22 JP JP22396582A patent/JPS59117468A/ja active Pending
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