JPS5917622B2 - トランジスタインバ−タの制御方式 - Google Patents
トランジスタインバ−タの制御方式Info
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- JPS5917622B2 JPS5917622B2 JP53163655A JP16365578A JPS5917622B2 JP S5917622 B2 JPS5917622 B2 JP S5917622B2 JP 53163655 A JP53163655 A JP 53163655A JP 16365578 A JP16365578 A JP 16365578A JP S5917622 B2 JPS5917622 B2 JP S5917622B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 6
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
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- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
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- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- HODRFAVLXIFVTR-RKDXNWHRSA-N tevenel Chemical compound NS(=O)(=O)C1=CC=C([C@@H](O)[C@@H](CO)NC(=O)C(Cl)Cl)C=C1 HODRFAVLXIFVTR-RKDXNWHRSA-N 0.000 description 1
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は導通巾制御形（ＰＷＭ）トランジスタインバー
タの制御方式に関するもので、特にトランジスタインバ
ータを高周波増巾器と使用する場合に好適な制御方式の
提供を目的とする。
タの制御方式に関するもので、特にトランジスタインバ
ータを高周波増巾器と使用する場合に好適な制御方式の
提供を目的とする。
一般にトランジスタインバータを増巾器として使用する
時に、低周波増巾（５０Ｈｚ〜１００Ｈｚ、）であれば
スイッチング用主トランジスタの駆動回路において、そ
の動作周波数即ち、パルス巾制御された該主トランジス
タのベース信号の基本周波数を１ＫＨ２程度迄応答する
如く形成すればよくこの場合にはトランスの２次電流を
整流して得られたベース信号により上記主トランジスタ
を導通巾制御し、インバータの出力変圧器を介して得ら
れるパルス巾変調の交流出力をフィルタ等により波形整
形することによりなされる。
時に、低周波増巾（５０Ｈｚ〜１００Ｈｚ、）であれば
スイッチング用主トランジスタの駆動回路において、そ
の動作周波数即ち、パルス巾制御された該主トランジス
タのベース信号の基本周波数を１ＫＨ２程度迄応答する
如く形成すればよくこの場合にはトランスの２次電流を
整流して得られたベース信号により上記主トランジスタ
を導通巾制御し、インバータの出力変圧器を介して得ら
れるパルス巾変調の交流出力をフィルタ等により波形整
形することによりなされる。
５−方高周波増巾（２ＫＨｚ〜５ＫＨｚ）の場合には、
上記基本周波数を２０Ｋ］−］ｚ〜５０ＫＨｚ迄応答さ
せる如く形成することが必要である。
上記基本周波数を２０Ｋ］−］ｚ〜５０ＫＨｚ迄応答さ
せる如く形成することが必要である。
そこでこれらの高周波に対しては主トランジスタのスト
レージタイムを考慮し、これを逆バイア１０スすること
によりスイッチング動作を行わしめるため該駆動回路に
おいて、駆動用トランジスタを所謂プッシュプル型にト
ランス結合して得られたＯＮ、ＯＦＦパルス信号により
該主トランジスタを制御することが行われている。
レージタイムを考慮し、これを逆バイア１０スすること
によりスイッチング動作を行わしめるため該駆動回路に
おいて、駆動用トランジスタを所謂プッシュプル型にト
ランス結合して得られたＯＮ、ＯＦＦパルス信号により
該主トランジスタを制御することが行われている。
１５し力化ながら、このトランス結合方式においては上
記ＯＮ、ＯＦＦ信号の比即ち、オン信号のパルス巾を１
／２以上に広げるとオフ信号の電圧（逆電圧）を高＜せ
ねばならず（トランスの偏励磁防止のため）これでは回
路が複雑になるばかり２０か、駆動用トランジスタを破
壊する等の問題があり、実質的には上記比率は１／２以
下でしか利用できない。
記ＯＮ、ＯＦＦ信号の比即ち、オン信号のパルス巾を１
／２以上に広げるとオフ信号の電圧（逆電圧）を高＜せ
ねばならず（トランスの偏励磁防止のため）これでは回
路が複雑になるばかり２０か、駆動用トランジスタを破
壊する等の問題があり、実質的には上記比率は１／２以
下でしか利用できない。
このことは主トランジスタの導通巾の制御範囲は５０％
以下となるために出力変圧器を介して得２５られる交流
出力を波形整形するためのフィルターが大型になる等の
欠点がある。
以下となるために出力変圧器を介して得２５られる交流
出力を波形整形するためのフィルターが大型になる等の
欠点がある。
本発明はスイッチングトランジスタの複数個を夫々エミ
ッタ及びコレクタを共通（並列）接続した単位体を１っ
の主トランジスタとしてインバー３０夕を構成すると共
にベース信号を分割して夫々単位体のトランジスタに交
互に印加せしめることにより主トランジスタの導通巾を
０％〜１００％迄制御可能な制御方式を提供するもので
、以下図面を用いて本発明を詳細に説明する。
ッタ及びコレクタを共通（並列）接続した単位体を１っ
の主トランジスタとしてインバー３０夕を構成すると共
にベース信号を分割して夫々単位体のトランジスタに交
互に印加せしめることにより主トランジスタの導通巾を
０％〜１００％迄制御可能な制御方式を提供するもので
、以下図面を用いて本発明を詳細に説明する。
３５第１図は本発明を適用するブリッジ型トランジスタ
インバータの回路図、第２図は、駆動回路のブロック図
で、図においてＱ１〜Ｑ８はスイツチングトランジスタ
で、ＱｌＱ２，Ｑ３Ｑ４，Ｑ５Ｑ６及びＱ７Ｑ８は夫々
並列接続されて単位体Ｔｒｌ〜Ｔｒ４を形成して該単位
体ＴｒｌとＴｒ４及びＴｒ２とＴｒ３が夫々一対をなし
てインバータ動作を行う。
インバータの回路図、第２図は、駆動回路のブロック図
で、図においてＱ１〜Ｑ８はスイツチングトランジスタ
で、ＱｌＱ２，Ｑ３Ｑ４，Ｑ５Ｑ６及びＱ７Ｑ８は夫々
並列接続されて単位体Ｔｒｌ〜Ｔｒ４を形成して該単位
体ＴｒｌとＴｒ４及びＴｒ２とＴｒ３が夫々一対をなし
てインバータ動作を行う。
Ｔ９は出力変圧器、Ｌ及びＣは波形整形回路（ローパス
フイルタ）を形成するインダクタ一及びコンデンサ、Ｄ
は上記スイツチングトランジスタＱ１〜Ｑ８の駆動回路
で第２図に示す如く交流入力（信号）を増巾する増巾器
ＡＭＰとこの出力を整流する整流器ＲＥＣ及び前記出力
の正負判別回路ＤＳと基本発振器（内部クロツク）０Ｓ
Ｃ１フリツプフロツプ回路ＦＦｌ三角波等の比較パルス
発生器ＣＰｌパルス分別回路ＰＤＳｌ前記分別回路ＰＤ
Ｓの夫々出力を増巾する増巾器Ａｍｐｌ〜Ａｍｐ８及び
前記増巾器Ａｍｐｌ〜Ａｍｐ８の夫々出力を対応するス
イツチングトランジスタＱ１〜Ｑ８に供給するトランス
Ｔ１〜Ｔ８等により構成されている。次に動作について
第３図の各部動作波形図を用いて説明する。
フイルタ）を形成するインダクタ一及びコンデンサ、Ｄ
は上記スイツチングトランジスタＱ１〜Ｑ８の駆動回路
で第２図に示す如く交流入力（信号）を増巾する増巾器
ＡＭＰとこの出力を整流する整流器ＲＥＣ及び前記出力
の正負判別回路ＤＳと基本発振器（内部クロツク）０Ｓ
Ｃ１フリツプフロツプ回路ＦＦｌ三角波等の比較パルス
発生器ＣＰｌパルス分別回路ＰＤＳｌ前記分別回路ＰＤ
Ｓの夫々出力を増巾する増巾器Ａｍｐｌ〜Ａｍｐ８及び
前記増巾器Ａｍｐｌ〜Ａｍｐ８の夫々出力を対応するス
イツチングトランジスタＱ１〜Ｑ８に供給するトランス
Ｔ１〜Ｔ８等により構成されている。次に動作について
第３図の各部動作波形図を用いて説明する。
先ず第３図ａは駆動回路Ｄの入力信号波形、ｂは前記入
力信号に対し２倍以上の周波数（図では６倍）で発振す
る基本発振器０ＳＣのクロツク信号波形、Ｃ，ｃ′はフ
リツプフロツプ回路ＦＦの出力信号波形、ｄは比較パル
ス発振器ＣＰの出力信号波形、Ｅ，ｅ′は正負判別回路
ＤＳの出力信号波形を示し、このブリツジインバータは
パルス分別回路の出力により増巾器Ａｍｐｌ〜Ａｍｐ８
及びトランスＴ１〜Ｔ８を介して入力信号（第３図ａ）
の半サイクル（正）の間単位体Ｔｒｌ及びＴｒ４が動作
し、又、他の半サイクル（負）の間単位体Ｔｒ２及びＴ
ｒ３が対をなして動作する。
力信号に対し２倍以上の周波数（図では６倍）で発振す
る基本発振器０ＳＣのクロツク信号波形、Ｃ，ｃ′はフ
リツプフロツプ回路ＦＦの出力信号波形、ｄは比較パル
ス発振器ＣＰの出力信号波形、Ｅ，ｅ′は正負判別回路
ＤＳの出力信号波形を示し、このブリツジインバータは
パルス分別回路の出力により増巾器Ａｍｐｌ〜Ａｍｐ８
及びトランスＴ１〜Ｔ８を介して入力信号（第３図ａ）
の半サイクル（正）の間単位体Ｔｒｌ及びＴｒ４が動作
し、又、他の半サイクル（負）の間単位体Ｔｒ２及びＴ
ｒ３が対をなして動作する。
そして夫々単位体Ｔｒｌ〜Ｔｒ４のスイツチングトラン
ジスタＱ１〜Ｑ８は交互に動作する。
ジスタＱ１〜Ｑ８は交互に動作する。
今、入力信号の正の半サイクルにおいて、単位体Ｔｒｌ
に着目すると先ずパルス分別回路ＰＤＳにおいて比較パ
ルス（第３図ｄ）と整流器ＲＥＣの出力（０）が比較（
第３図ｆ）されてｇの如き信号を形成する。そしてこの
信号ｇとフリツプフロツプＦＦの出力信号ｃ及び正負判
別回路ＤＳの正パルス信号ｅの論理（ＡＮＤ）をとるこ
とにより、第３図ｈの如き信号を送出し、増巾器Ａｍｐ
ｌ及びトランスＴ１を介してスイツチングトランジスタ
Ｑ１のベースに印加する。又、信号Ｇ，ｄ及びＥｑ）論
理出力（第３図１）をトランスＴ２を介してスイツチン
グトランジスタＱ２に印加せしめることにより該トラン
ジスタＱｌ，Ｑ２を交互に０Ｎする。
に着目すると先ずパルス分別回路ＰＤＳにおいて比較パ
ルス（第３図ｄ）と整流器ＲＥＣの出力（０）が比較（
第３図ｆ）されてｇの如き信号を形成する。そしてこの
信号ｇとフリツプフロツプＦＦの出力信号ｃ及び正負判
別回路ＤＳの正パルス信号ｅの論理（ＡＮＤ）をとるこ
とにより、第３図ｈの如き信号を送出し、増巾器Ａｍｐ
ｌ及びトランスＴ１を介してスイツチングトランジスタ
Ｑ１のベースに印加する。又、信号Ｇ，ｄ及びＥｑ）論
理出力（第３図１）をトランスＴ２を介してスイツチン
グトランジスタＱ２に印加せしめることにより該トラン
ジスタＱｌ，Ｑ２を交互に０Ｎする。
又、同人力信号の正の半サイクルにおいて単位体Ｔｒ４
に着目すると該パルス分別回路ＰＤＳにおいて、フリツ
プフロツプ回路ＦＦの出力信号ｃと正負判別回路ＤＳの
出力信号ｅの論理出力（第３図Ｌ）と同信号ｃ′とｅの
論理出力（第３図ｍ）を形成し、これらを夫々トランス
Ｔ７及びＴ８を介してスイツチングトランジスタＱ７及
びＱ８に印加する。
に着目すると該パルス分別回路ＰＤＳにおいて、フリツ
プフロツプ回路ＦＦの出力信号ｃと正負判別回路ＤＳの
出力信号ｅの論理出力（第３図Ｌ）と同信号ｃ′とｅの
論理出力（第３図ｍ）を形成し、これらを夫々トランス
Ｔ７及びＴ８を介してスイツチングトランジスタＱ７及
びＱ８に印加する。
一方入力信号（第３図ａ）の負の半サイクルにおいては
、単位体Ｔｒ２に着目すると上記単位体Ｔｒｌと同様に
比較出力（第３図ｇ）とＦＦの出力ｃ及び正負判別回路
ＤＳの負パルス信号ｅ′の論理出力（第３図ｊ）と同信
号Ｇ，ｄ，ｅ′の論理出力（第３図ｋ）を形成し、これ
を夫々増巾器Ａｍｐ３，４及びトランスＴ３，Ｔ４を介
してスイツチングトランジスタＱ３及びＱ４に印加する
。又、同人力信号の負の半サイクルにおいて単位体Ｔｒ
３のスイツチングトランジスタＱ３，Ｑ４はフリツプフ
ロツプ回路ＦＦの出力Ｃ，ｃ′と正負判別回路ＤＳの出
力パルスｅ′の論略出力信号（第３図Ｎ，Ｏ）により交
互に導通する。従ってブリツジィンバータの出力変圧器
Ｔ９には第３図Ｐの如くこれら単位体の合成された出力
を得ることができる。
、単位体Ｔｒ２に着目すると上記単位体Ｔｒｌと同様に
比較出力（第３図ｇ）とＦＦの出力ｃ及び正負判別回路
ＤＳの負パルス信号ｅ′の論理出力（第３図ｊ）と同信
号Ｇ，ｄ，ｅ′の論理出力（第３図ｋ）を形成し、これ
を夫々増巾器Ａｍｐ３，４及びトランスＴ３，Ｔ４を介
してスイツチングトランジスタＱ３及びＱ４に印加する
。又、同人力信号の負の半サイクルにおいて単位体Ｔｒ
３のスイツチングトランジスタＱ３，Ｑ４はフリツプフ
ロツプ回路ＦＦの出力Ｃ，ｃ′と正負判別回路ＤＳの出
力パルスｅ′の論略出力信号（第３図Ｎ，Ｏ）により交
互に導通する。従ってブリツジィンバータの出力変圧器
Ｔ９には第３図Ｐの如くこれら単位体の合成された出力
を得ることができる。
なお、第３図Ｑはインバータの出力（増巾）波形である
。
。
即ち、本発明によればインバータの主トランジスタを構
成する夫々単位体が入力信号の正又は負の半サイクルに
おいてその導通巾をＯ％〜１００％迄制御可能であるの
で、出力（電力）が大きくなると共に波形整形回路が小
型化でき、更に入力信号に対して高精度の増巾が可能で
ある等の利点がある。
成する夫々単位体が入力信号の正又は負の半サイクルに
おいてその導通巾をＯ％〜１００％迄制御可能であるの
で、出力（電力）が大きくなると共に波形整形回路が小
型化でき、更に入力信号に対して高精度の増巾が可能で
ある等の利点がある。
以上の説明から明らかなように本発明によればトランジ
スタインバータを高周波増巾器として用いる場合に特に
好適である。
スタインバータを高周波増巾器として用いる場合に特に
好適である。
第１図は本発明を適用するブリツジ型トランジスタイン
バータの回路図、第２図は駆動回路のプロツク図、第３
図は各部動作波形図である。
バータの回路図、第２図は駆動回路のプロツク図、第３
図は各部動作波形図である。
Claims (1)
- １ 入力信号に対して少くとも２倍以上の周波数のパル
ス巾信号によりトランジスタの導通巾を制御するように
したトランジスタインバータの制御方式において、複数
個のトランジスタを並列接続したものを単位体としてイ
ンバータを構成すると共に前記パルス巾信号を前記単位
体のトランジスタの数に応じて分割して夫々トランジス
タに供給し、その合成巾でパルス巾制御するようにした
ことを特徴とするトランジスタインバータの制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53163655A JPS5917622B2 (ja) | 1978-12-28 | 1978-12-28 | トランジスタインバ−タの制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53163655A JPS5917622B2 (ja) | 1978-12-28 | 1978-12-28 | トランジスタインバ−タの制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5592578A JPS5592578A (en) | 1980-07-14 |
| JPS5917622B2 true JPS5917622B2 (ja) | 1984-04-23 |
Family
ID=15778056
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53163655A Expired JPS5917622B2 (ja) | 1978-12-28 | 1978-12-28 | トランジスタインバ−タの制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5917622B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0373028U (ja) * | 1989-11-17 | 1991-07-23 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4849440B2 (ja) * | 2005-12-26 | 2012-01-11 | 日産ライトトラック株式会社 | スペアタイヤ搭載装置 |
-
1978
- 1978-12-28 JP JP53163655A patent/JPS5917622B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0373028U (ja) * | 1989-11-17 | 1991-07-23 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5592578A (en) | 1980-07-14 |
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