JPS59219005A - クオ−ドラチヤ検波器 - Google Patents
クオ−ドラチヤ検波器Info
- Publication number
- JPS59219005A JPS59219005A JP9252683A JP9252683A JPS59219005A JP S59219005 A JPS59219005 A JP S59219005A JP 9252683 A JP9252683 A JP 9252683A JP 9252683 A JP9252683 A JP 9252683A JP S59219005 A JPS59219005 A JP S59219005A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- multiplier
- output
- circuit
- detector
- phase shifter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 28
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 108010062804 fibroblast migration inhibitory factor Proteins 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- ATJFFYVFTNAWJD-UHFFFAOYSA-N Tin Chemical group [Sn] ATJFFYVFTNAWJD-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＦＭ受信機におけるＦＭ検波器としてのフォー
ドラチャ検波器に関するものである。
ドラチャ検波器に関するものである。
フォードラチャ検波器は、ＦＭ中間周波（ＩＦ）信号と
、周波数が変わると入力の位相に対して出力の位相が変
化する位相器を通った信号との掛算を乗算器で行った後
、中間周波数（１０，７ＭＨｚ）以上の周波数成分を減
衰させてオーディオ信号、すなわちＦＭ検波出力を得る
ようにしたものであるが、乗算器が一般にダブルバラン
ス型差動増幅回路により構成でき、外付は回路が移相器
のみでよいので、ＩＣ化するのに適する。
、周波数が変わると入力の位相に対して出力の位相が変
化する位相器を通った信号との掛算を乗算器で行った後
、中間周波数（１０，７ＭＨｚ）以上の周波数成分を減
衰させてオーディオ信号、すなわちＦＭ検波出力を得る
ようにしたものであるが、乗算器が一般にダブルバラン
ス型差動増幅回路により構成でき、外付は回路が移相器
のみでよいので、ＩＣ化するのに適する。
従来この種の検波器として第１図に示すようなものがあ
った。図において１は移相器であり、インダクタンスコ
イルＬｌ、Ｌ２、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ＋からなり
、Ｒ＋ 、Ｃ＋ 、’ Ｌ２は単純な単同調回路を
構成している。２は移相器１を駆動するためその入力側
に接続された差動アンプであり、トランジスタＱ＋ −
Ｑ３ 、抵抗Ｒ２，Ｒ３及びコンデンサＣ２からなって
いて、その人力端子ＴｉｎにはＦＭ中心周波信号が人力
される。上記移相器１は差動アンプ２も含めて第２図に
示すような等価回路で表わされ、第３図に示すように、
入力への信号の中間周波数［０において出力の信号に９
０°の移相を生じ、ｆｏから外れることに移相量を変化
するように働く。
った。図において１は移相器であり、インダクタンスコ
イルＬｌ、Ｌ２、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ＋からなり
、Ｒ＋ 、Ｃ＋ 、’ Ｌ２は単純な単同調回路を
構成している。２は移相器１を駆動するためその入力側
に接続された差動アンプであり、トランジスタＱ＋ −
Ｑ３ 、抵抗Ｒ２，Ｒ３及びコンデンサＣ２からなって
いて、その人力端子ＴｉｎにはＦＭ中心周波信号が人力
される。上記移相器１は差動アンプ２も含めて第２図に
示すような等価回路で表わされ、第３図に示すように、
入力への信号の中間周波数［０において出力の信号に９
０°の移相を生じ、ｆｏから外れることに移相量を変化
するように働く。
３は乗算器であり、トランジスタＱ４〜Ｑ ＋ｏ、抵抗
Ｒ４〜Ｒ７、定電圧源ＶＢ＋ 、Ｖａ ２がらなるダ
ブルバランス型差動増幅回路によって構成されており、
トランジスタＱ４のベースに印加される移相器１の出力
信号と、トランジスタＱ８のベースに印加されるＩＦ倍
信号を掛算してＦＭＩＦ信号をオーディオ信号に変換す
る。なお、４は乗算器３の出力信号を増幅して出力端子
ＴＱＩＩＴに出力するアンプであり、オペアンプＡ、抵
抗Ｒ８、Ｒ９からなっている。
Ｒ４〜Ｒ７、定電圧源ＶＢ＋ 、Ｖａ ２がらなるダ
ブルバランス型差動増幅回路によって構成されており、
トランジスタＱ４のベースに印加される移相器１の出力
信号と、トランジスタＱ８のベースに印加されるＩＦ倍
信号を掛算してＦＭＩＦ信号をオーディオ信号に変換す
る。なお、４は乗算器３の出力信号を増幅して出力端子
ＴＱＩＩＴに出力するアンプであり、オペアンプＡ、抵
抗Ｒ８、Ｒ９からなっている。
第１図に示すよ・うに移相器１として、インダクタンス
コイルＬ１と単同調回路（Ｒ１＋ Ｃ＋ 、Ｌ２）を
用いた従来のフォードラチャ検波器では、第４図に示す
ように検波出力の直線範囲が狭く、また歪特性も良くな
いという欠点があった。この欠点を解消するには、移相
器を複同調にすればよいが、このようにするとｔＪ！ｉ
ｌ整が複雑になるという別の問題が生じるようになる。
コイルＬ１と単同調回路（Ｒ１＋ Ｃ＋ 、Ｌ２）を
用いた従来のフォードラチャ検波器では、第４図に示す
ように検波出力の直線範囲が狭く、また歪特性も良くな
いという欠点があった。この欠点を解消するには、移相
器を複同調にすればよいが、このようにするとｔＪ！ｉ
ｌ整が複雑になるという別の問題が生じるようになる。
本発明は上述した従来の問題点を解消するためになされ
たもので、移相器が有する単同調回路の振幅特性によっ
て生じるＡＭ成分を検波し、該検波により得た信号によ
り乗算器の利得を制御することにより、検波出力特性と
歪特性を改善、したフォードラチャ検波器を提供するこ
とを目的としている。
たもので、移相器が有する単同調回路の振幅特性によっ
て生じるＡＭ成分を検波し、該検波により得た信号によ
り乗算器の利得を制御することにより、検波出力特性と
歪特性を改善、したフォードラチャ検波器を提供するこ
とを目的としている。
以下本発明を第５図以降を参照しながら説明するが、従
来例と同等の部分には同一の符号を付しである。
来例と同等の部分には同一の符号を付しである。
第５図は本発明によるフォードラチャ検波器の原理を示
すブロック図である。図においてＦＭＩＦ信号は移相器
１と乗算器３に人力される。移相器１の出力は乗算器３
の一方の入力に接続されると共にＡＭ検波器５に接続さ
れる。ＡＭ検波器５の出力は反転回路６を介して可変電
流源７の制御入力に接続されている。上記乗算器３とし
てダブルバランス型差動増幅回路を用いた場合には、こ
の差動増幅回路の定電流源を可変タイプにすることによ
て、７のブロックを乗算器３に組み入れることができる
。
すブロック図である。図においてＦＭＩＦ信号は移相器
１と乗算器３に人力される。移相器１の出力は乗算器３
の一方の入力に接続されると共にＡＭ検波器５に接続さ
れる。ＡＭ検波器５の出力は反転回路６を介して可変電
流源７の制御入力に接続されている。上記乗算器３とし
てダブルバランス型差動増幅回路を用いた場合には、こ
の差動増幅回路の定電流源を可変タイプにすることによ
て、７のブロックを乗算器３に組み入れることができる
。
上記移相′器１に用いられている単同調回路は振幅特性
を有するので、その出力をΔＭ検波器５においてＡＭ検
波すると、第６図に示す様な検波特性が得られる。この
特性を見ると、＋側及び−側に離調したときにＡＭ検波
出力が低下している。
を有するので、その出力をΔＭ検波器５においてＡＭ検
波すると、第６図に示す様な検波特性が得られる。この
特性を見ると、＋側及び−側に離調したときにＡＭ検波
出力が低下している。
従って、このＡ−Ｍ検波出力を反転回路６において反転
した後乗算器３の利得を制御するために利用すれば、低
下する検波出力が補正されて、第７図に示す様に、ＦＭ
検波出力特性の直線範囲の拡大が図られると共に、歪特
性が大巾に改善される（第７図において点線が従来特性
、実線が本発明の特性をそれぞれ示す）ａ 第８図は第５図に示した原理に基づき構成されたフォー
ドラチャ検波器の具体的な回路例を示す。
した後乗算器３の利得を制御するために利用すれば、低
下する検波出力が補正されて、第７図に示す様に、ＦＭ
検波出力特性の直線範囲の拡大が図られると共に、歪特
性が大巾に改善される（第７図において点線が従来特性
、実線が本発明の特性をそれぞれ示す）ａ 第８図は第５図に示した原理に基づき構成されたフォー
ドラチャ検波器の具体的な回路例を示す。
図示回路は、第１図に示す従来の回路に、トランジスタ
Ｑ１１と抵抗Ｒｈｏ及びトランジスタ１２と抵抗Ｒｕか
らそれぞれなる電圧−電流変換回路、トランジスタ（ｈ
３．Ｑに及びトランジスタＱ＋６．ＱＥからそれぞれな
るスイッチング回路、トランジスタＱ＋ｖ〜Ｑ１９、抵
抗Ｒ１２〜Ｒ，Ｓからなるリミッタ回路、並びにダイオ
ードＤ１、トランジスタＱ２゜からなるカレントミラー
回路を付加したものである。移相器１を通過した信号は
、トランジスタＱ１１において電流信号に変換され、そ
の後トランジスタＱ１３ 、 Ｑｌ４及びトランジスタ
ＱＣｓ 、 Ｑｌ６からそれぞれなるスイッチング回路
によってスイッチングされる。スイッチングされた信号
はトランジスタＱＩＴ ） Ｑｌさなどからなるリミッ
タ回路にかけられており、上記スイッチングによりその
ＡＭ成分が同期検波される。ＡＭ検波出力はカレントミ
ラー回路のトランジスタＱ２ｏを介してダブルバランス
差動増幅回路の電流源トランジスタＱ ｌｏのコレクタ
に印加されて電流源を制御する。この電流源の制御によ
り、ＡＭ検波出力の減少に応して乗算器の利得を増大す
る。従って、中心周波数ｒＯから＋側に外れた入力信号
についての検波出力特性の直線化を図って歪特性を改善
することができる。なお、アンプ３の出力にＦＭ検波出
力信号が得られる。
Ｑ１１と抵抗Ｒｈｏ及びトランジスタ１２と抵抗Ｒｕか
らそれぞれなる電圧−電流変換回路、トランジスタ（ｈ
３．Ｑに及びトランジスタＱ＋６．ＱＥからそれぞれな
るスイッチング回路、トランジスタＱ＋ｖ〜Ｑ１９、抵
抗Ｒ１２〜Ｒ，Ｓからなるリミッタ回路、並びにダイオ
ードＤ１、トランジスタＱ２゜からなるカレントミラー
回路を付加したものである。移相器１を通過した信号は
、トランジスタＱ１１において電流信号に変換され、そ
の後トランジスタＱ１３ 、 Ｑｌ４及びトランジスタ
ＱＣｓ 、 Ｑｌ６からそれぞれなるスイッチング回路
によってスイッチングされる。スイッチングされた信号
はトランジスタＱＩＴ ） Ｑｌさなどからなるリミッ
タ回路にかけられており、上記スイッチングによりその
ＡＭ成分が同期検波される。ＡＭ検波出力はカレントミ
ラー回路のトランジスタＱ２ｏを介してダブルバランス
差動増幅回路の電流源トランジスタＱ ｌｏのコレクタ
に印加されて電流源を制御する。この電流源の制御によ
り、ＡＭ検波出力の減少に応して乗算器の利得を増大す
る。従って、中心周波数ｒＯから＋側に外れた入力信号
についての検波出力特性の直線化を図って歪特性を改善
することができる。なお、アンプ３の出力にＦＭ検波出
力信号が得られる。
第８図に示した回路では、ＡＭ検波回路として同期検波
方式のものを用いているが、この代りに他の検波方式例
えばダイオード検波などを用いてもよい。
方式のものを用いているが、この代りに他の検波方式例
えばダイオード検波などを用いてもよい。
また、ＡＭ検波出力によって電流源を制御する回路も第
７図に示す以外の任意の構成とすることができ、要はＡ
Ｍ検波出力で歪を補正する方向に電流源を制御できるも
のであればよい。
７図に示す以外の任意の構成とすることができ、要はＡ
Ｍ検波出力で歪を補正する方向に電流源を制御できるも
のであればよい。
以上説明したように本発明によれば、移相器が有する単
同調回路の振幅特性により生じるＡＭ成分を検波し、該
ＡＭ検波により得られる信号により乗算器の利得を制御
するようにしているため、調整の面倒な複同調を用いる
ことなく、１つのコイルを調整するだけでよい単同調回
路を用いて検波特性の直線性が向上され、かつ歪特性の
改善が図られたＦＭ検波器を得ることができる。
同調回路の振幅特性により生じるＡＭ成分を検波し、該
ＡＭ検波により得られる信号により乗算器の利得を制御
するようにしているため、調整の面倒な複同調を用いる
ことなく、１つのコイルを調整するだけでよい単同調回
路を用いて検波特性の直線性が向上され、かつ歪特性の
改善が図られたＦＭ検波器を得ることができる。
第１図は従来のフォードラチャ検波器の１例を示す回路
図、第２図は第１図中の移相器の等価回路、第３図は第
２図の移相器の入出力特性を示すグラフ、第４図は第１
図の検波器の検波特性を示すグラフ、第５図は本発明に
よる検波器を示すブロック図、第６図は第５図中のＡＭ
検波回路の検波特性を示すグラフ、第７図は本発明によ
る検波器の特性を従来例のものと比較して示すグラフ、
及び第８図は本発明による検波器の具体的な回路例を示
す回路図である。 １・・・・・・移相器、３・・・・・・乗算器、５・・
・・・・ＡＭ検波回路。 特許出願人 パイオニア株式会社 第２図 第３図 入カイｇ号用原数 第４０ − ｆＯ＋ 入力信号川波数
図、第２図は第１図中の移相器の等価回路、第３図は第
２図の移相器の入出力特性を示すグラフ、第４図は第１
図の検波器の検波特性を示すグラフ、第５図は本発明に
よる検波器を示すブロック図、第６図は第５図中のＡＭ
検波回路の検波特性を示すグラフ、第７図は本発明によ
る検波器の特性を従来例のものと比較して示すグラフ、
及び第８図は本発明による検波器の具体的な回路例を示
す回路図である。 １・・・・・・移相器、３・・・・・・乗算器、５・・
・・・・ＡＭ検波回路。 特許出願人 パイオニア株式会社 第２図 第３図 入カイｇ号用原数 第４０ − ｆＯ＋ 入力信号川波数
Claims (1)
- 単同調回路を有する移相器の出力に得られるＦＭ中間周
波信号と元の中間周波信号とを乗算器に加え、その出力
にＦＭ検波出力信号を得るようになしたフォードラチャ
検波器であって、前記単同調回路の振幅特性によって生
じるＡＭ成分を検波し、このＡＭ検波により得られる信
号により前記乗算器の利得を制御するようにしたことを
特徴とするフォードラチャ検波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58092526A JPH0752811B2 (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | クオ−ドラチヤ検波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58092526A JPH0752811B2 (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | クオ−ドラチヤ検波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59219005A true JPS59219005A (ja) | 1984-12-10 |
| JPH0752811B2 JPH0752811B2 (ja) | 1995-06-05 |
Family
ID=14056785
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58092526A Expired - Lifetime JPH0752811B2 (ja) | 1983-05-27 | 1983-05-27 | クオ−ドラチヤ検波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0752811B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01222504A (ja) * | 1988-03-01 | 1989-09-05 | Rohm Co Ltd | クォドラチャ検波回路 |
| FR2742282A1 (fr) * | 1995-12-12 | 1997-06-13 | Matra Communication | Circuit demodulateur pour un signal a frequence modulee autour d'une frequence intermediaire |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5299058A (en) * | 1976-02-16 | 1977-08-19 | Toshiba Corp | Fm signal demodulating circuit |
| JPS5763167A (en) * | 1980-10-03 | 1982-04-16 | Nippon Ranzubaagu Kk | Electrostatic painting method |
-
1983
- 1983-05-27 JP JP58092526A patent/JPH0752811B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5299058A (en) * | 1976-02-16 | 1977-08-19 | Toshiba Corp | Fm signal demodulating circuit |
| JPS5763167A (en) * | 1980-10-03 | 1982-04-16 | Nippon Ranzubaagu Kk | Electrostatic painting method |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01222504A (ja) * | 1988-03-01 | 1989-09-05 | Rohm Co Ltd | クォドラチャ検波回路 |
| FR2742282A1 (fr) * | 1995-12-12 | 1997-06-13 | Matra Communication | Circuit demodulateur pour un signal a frequence modulee autour d'une frequence intermediaire |
| EP0779703A1 (fr) * | 1995-12-12 | 1997-06-18 | Matra Communication | Circuit démodulateur pour un signal à fréquence modulée autour d'une fréquence intermédiaire |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0752811B2 (ja) | 1995-06-05 |
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