JPS594337A - エコ−キヤンセラの収斂時間を減少させる方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は２線回線に結合された一方向送信および一方向
受信回線間に送受信配置として接続されたエコーキャン
セラで、Ｎ個の可制御係数を有するトランスバーサルフ
ィルタを有し、送信回線に供給された信号より導出され
る信号を処理し、さらに差分回路を有し、受信回線内の
信号と、トランスバーサルフィルタの出力信号とよりそ
れぞれ形成される２つの信号間の差信号を形成し、送信
回線に供給される信号に応じ受信回線に生ずるエコー信
号を打消すに用いるエコーキャンセラの収斂時間を減少
させる方法に関するものである。

エコーキャンセラは、例えば各モデムが外部に対して２
＃ｉ！式接続を行う手法のハイブリッド結合を構成した
送信、受信路で４線式接続のデータ伝送モデムとして用
いる。２線式接続で２つのモデムを結合したとき、各モ
デムの受信回路には不測の信号が発生し、同じモデムの
送信路には信号の一部であるエコー信号が、結合回路の
不完全により発生する信号や、接続部分の反射信号が発
生する。

エコーキャンセラは２＃Ｊ式接続に結合された２つのモ
デム間の完全双方向伝送を同時に行うために、エコー信
号を自動的にキャンセルする目的をもっている。エコー
キャンセラの中のフィルタの係数によって別の回路の出
力として現出した違った信号やエラー信号の平均二乗値
を減少させるように制御している。エコーキャンセラが
収斂したとき、フィルタの係数は、本質的にエラー進路
におけるパルスをサンプリングしたものと同一であり、
サンプリング時におけるエコー信号と本質的に同じエコ
ー信号の写しがフィルタに現れる。

従来のエコーキャンセラを用いた不利益は、収斂時間が
一般に長すぎるということである。この場合その係数は
何回も何回も繰返し行うことによって制御される。その
ようなやり方で、反復して係数を補正するときは、１以
下の重み（ウェイト）係数αと異った信号、伝送回数が
わかる。従来のエコーキャンセラ技術では、係数制御の
反復モードは、データ伝送回路の係数の初期とトラッキ
ング時の両方を用いる。この点に、関しての記載は例え
ば［ｕｒｔ　ＨＭｕｅｌｌｅｒ著”　Ａ　Ｎｅｗ　Ｄｉ
ｇｉｅａｌ　ＥＯＩｌｏｏａｕｃｅｌｌｅｒ　ｆｏｒ　
Ｔｗｏ−Ｗｉｒｅ　Ｆｕｌｌ　Ｄｕｐｌｅｘ　Ｄａｔａ
Ｔｒａｕｓｍｉｓｓｉｏｎ”　ＩＥＫＥ　Ｔｒａ、ｎ５
ａｃｔｉｏｎ　、　ＶＯｌ、　Ｃ０Ｍ−２４、Ａ９　、
Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ１９７６．９５７〜９６２頁を参照
されたい。

後続期間には、２ｍ式双方向伝送のエコーキャンセルは
遠方の伝送に基因するエコー信号やエラー信号が二重に
混り合って混乱するのを避けるために、非常に低い値の
重み係数αを用いる。その結果係数の補正はわずかであ
り、非常に長い収斂時間を要し、エコーキャンセラの動
作能力に影響する。

上記文献によると、エコー信号を発生させたり（フィル
ターの最大遅延時間を特徴づけるＮとして）、重み係数
α−１／Ｎ即ち最も迅速に収斂を可能にする固定係数を
用いることによって、初期から最大限の時間伝送するこ
とが可能であることがわかる。この反復補正手段は、刻
々と減少する重み係数αを用いて初期から継続しである
範囲に収斂するように改善することが知られている。初
期段階のはじめにはエコー信号は遠くの伝送路に含まれ
るノイズと関係して高いので、重み係数αの高い値を・
用いて、係数の補正を行うが、終りの方になると、エコ
ー信号は０に向うので１小さな重量係数を用いてフィル
タの小さな係数補正だけをするようにしている。しかし
この初期段階における係数の反復補正の改善をしてもエ
コー信号を急速に収斂させることはできない。それは係
数はそれぞれの最適値に漸次近づき、初期段階の終りに
は非常に小さな係数補正を行うのに都合よくなるからで
ある。

この発明は、初期段階におけるエコーキャンセラの収斂
時間を減少させるのに全く異なる方法を発見したもので
ある。

即ち、エコーキャンセラを供えたモデムにおいては、フ
ィルタの係数を連続的に補正することをしないで、急速
にキャンセルすることができるエコー信号を発生するた
めに特殊なデータを成る部分で連続的に伝送することが
可能であるという事実を発見したことに基づいて本発明
が得られたのである。

この発明によれば、エコーキャンセラの収斂時間を減少
させる方法は、少くとも次の各工程を含むものである。

ｍ　　ｎＴの瞬時にデータ伝送によってできるデータ信
号Ｄ（ｎ）の伝送する工程。ただしＴはデータ間隔をあ
られし、少くともＮＴに等しいＬＴ時間後に定期的に発
生し、次の特性を満足するものである。

１くｉ＜Ｎ−１ である） ＊　　　− このｄ−（１はＴ−夕信号Ｄ　（ｎ）とその複数共役値
−次の式に一致した信号に応答して出てくるエコー信号
によって運ばれるフィルタの係数を計算する工程 −Ｑ そしてＣ６とＯはｅ（ｎ）は違った信号の場合の係数を
計算する始点と終点におけるフィルタのＮ係数のベクト
ルであり、Ｄ＊（ｎ）はフィルタに蓄えられたＮデータ
の複数共役値のベクトルであり、σ２は各伝送データの
力をあられす定数である。

例えばモデム内でエコーが変調キャリヤ信号により発生
し、キャンセレーションが復調前の受信信号で行われる
場合の如く、キャンセルすべきエコー信号がａＣ成分を
含まない場合には、最長シーケンスが次式で表わされる
特性を有するトレーニングデータ信号を用いることがで
きる。

１く、ｔ＜Ｎ−１ に対し） この発明の手法によると、計算間隔ＬＴの後エコー信号
をキャンセルするためのトランスバーサルフィルタの係
数を得ることであり、ＬＴはＮＴと同等でもよく、トレ
ーニング信号に応答して発生するエコー信号の出現に応
じて直ちに現れる間隔でもある。この計算間隔の初期に
おいて０に等しくすることは、トランスバーサルフィル
タの係数Ｃｏにとっては都合がよい。

この発明の手法によると、２方向伝送路に結合される２
つのトランシーバのエコーキャンセラのトランスバーサ
ルフィルタの係数を同時に設定する双方向通信に用いら
れる。この場合各装置に伝送されるトレーニング信号Ｄ
　（ｎ）とＧ　（ｎ）は上述した１又は２の特性を有し
、更に次の特性を持つべきである。

（または−一１） （ｉおよびｉ′がｏくｉ＜Ｎ−１で 本発明方法はＮ個の可制御係数を有するトランスバーサ
ルフィルタ以外に、該トランスバーサルフィルタの出力
と差分回路の大刀との間に接続され、前記差信号内のエ
コーの位相を補償するため、・位相発生回路よりのシュ
ミレート位相を受信する移相回路を有し、周波数オフセ
ットしたエコーキャンセラに使用することができる。

この場合の本方法は少くとも次の各工程を含む。

−それぞれ同じ時間長ＬＴを有する２つの時間間隔〔ｐ
□）　、　（ｐ、）中に前記トレーニングデータ信号Ｄ
（ｎ）を送出し、その間においてエコー信号の位相はφ
（ｐ、）　ｅφ（ｐ、）で、これらはほぼ一定であり、
また前記２つの時間間隔は、φ（ｐ、）−φ（ｐ２）が
認識し得る大きさとなるように選択する工程、−時ｆｔ
ｆ１間隔（ｐ、）中にトランスバーサルフィルタの計算
を行う工程、 −時間間隔〔ｐ、〕中に、 一トランスバーサルフィルタの係数をそれらの計算値に
維持する、 一移相回路に供給されるシュミレート位相を零に維持す
る、 一一方は移相回路の出力より導出され、他方は差信号（
または受信信号）より導出される２つの係数の積を累算
することにより得られる量Ｓ（ｐ、）を計算する〜工程
、 −時間間隔〔ｐ２〕の終りにおいて、 前記量Ｓ（ｐ、）より位相差項φ（ｐ２）−φ（ｐｏ）
を導出する演算工程と、該位相差項より次式を用いて位
相変化項Δの、Ｔを導出する演算工程、ただし式中、 Δωは周波数オフセットに対応する角周波数変化を表わ
し、 １２−１．は時間間隔〔ｐ、〕と〔ｐ□〕間の平均時間
差であり、 かく形成した２つの項を前記位相発生回路の起動に用い
る工程。

図面につき本発明の詳細な説明する。

第１図はエコーキャンセラを設けたモーデムのブロック
図を示す。本例モーデムは、端子部（図示せず）からデ
ータを受ける変調器２を有する送信路１と、この端子部
にデータを供給する受信機４を有する受信路８とを具え
る。変調器２の出力端子を結合回路５の送信アクセス部
に接続し、結合回路５の受信アクセス部を以下説明する
所定数の素子によって受信機４の入力端子に接続する。

この結合回路５によってモーデムの送信及び受信路を２
方向伝送路６に結合し、これにより同様に２方向伝送路
６に結合されているデイスタントモーデムへの完全な２
重接続を行い得るようにする。

変調器２によって伝送すべきデータにより変調された信
号を遠隔モーデムに向って送信路１内で伝送する場合に
は不適切なエコー信号が結合回路６の不完全さのために
受信路に発生するか又は２方向伝送路６で反射するよう
になり、この不適切なエコー信号によって受信機４にお
ける遠隔モーデムからの到来信号の復調を撹乱するよう
になる。

、第１図のモーデムに設けたエコーキャンセラによって
受信路３のエコー信号を除去する必要がある。

このエコー信号が直線性であるものとすると、即ち変調
器の出力信号を供給するエコー経路において直線性のも
のとすると、信号の位相又は周波数を変化せしめない直
線性の特性の作動のみが生ずるようになる。

第１図のエコーキャンセラは変調器に供給されたデータ
に相当する複素データ信号を用いる。例えばモーデムが
データの伝送に対し位相変調又は位相兼振幅変調を用い
るものとすると、エコーキャンセラに使用する複素デー
タ信号は以下に示すように構成する変調器２から得るこ
とができる。

この変調器は、送信すべきデータを受けて周波数１／Ｔ
の発生器８により決まる瞬時ｒ＋’ｌ”に、データの関
数として搬送波に割当てるべき振幅Ａ（ｎｌ及び位相変
化ψ（ｎｌを表わす１対の信号を供給する符号化回路７
を具える。ここに１／’Ｉ’は変態割合、ｎは一ωから
＋■まで変化する整数とする。各変調期間Ｔ中伸変調搬
送波の位相変化Δψを考慮するた、めに、加算回路９を
用い、これにより各瞬時ｎＴＧｃｊ位相和ψ（ｎｌ＋Δ
ψを発生させるようにする。この位相和は伝送すべき被
変調搬送波の絶対位相φ（ｎ）を表わす。これら両信号
Ａ　（ｎ）及びψ（ｎ）を回路１０に供る。変調器２で
はこれら両信号成分を帯域通過フィルタ１１及び１２に
供給し、その出力信号を加算回路１３に供給して加算し
アナログ変調された搬送波信号を形成し、この信号を結
合回路５の送信アクセス部に直接供給する。

かようにして変調器２で形成した複素信号Ｄ　（ｎ）も
エコーキャンセラで使用する。本発明の種々のダイヤグ
ラムでは複線接続によって複素信号の実数及び虚数成分
を伝達するが、殆んどの場合これら複線接続により伝達
される複素信号のみを処理するものとする。同様に複素
信号を処理する処理回路においては一般にこれら複素信
号の実数及び虚数成分で実際に行われる動作は明瞭に処
理されない。

第１図のモーデムに設けられたエコーキャンセラは、瞬
時ｎＴにサンプルされ且つ例えばアナログ形式の複素信
号Ｄ　（ｎ）を受けるトランスパーナルフィルタ１５を
具える。このトランスバーサルフィルタ１５には係数制
御回路１６を設ける。このフィルタ１５の複素出力信号
を差分回路１７の（−）入力端子に供給する。差分回路
１７の（＋）入力端子には、一般に複素数であるアナロ
グ信号のサンプルを供給し、これらす〕・プルは結合回
路５の受信アクセス部に現われる信号から形成する。こ
れらサンプルを形成するためには回路１８を用いこれに
より複素信号を発生し、この複素信号の実数部を結合回
路５からの信号とし、虚数部をこの信号の９０°移相さ
れた信号とする。回路１８からの複素信号をサンプルホ
ールド回路１９に供給シ、コこで発生器８からの周波数
ｆｅでサンプリングを行う。この周波数ｆｅを変調周波
数１／Ｔの倍数とし、且つその値をエコー信号に対して
、即ち変調器２により供給される信号に対してシャノン
定理が満足されるような値とする。しかし説明の便室上
データ信号Ｄ　（ｎ）のサンプルとして同一瞬時ｎＴに
周波数ｖＴで発生するサンプルホールド回路１９からの
サンプルのみを考慮するものとし、この際周波数１／Ｔ
における他のサンプル列も同様に処理する必要があるも
のとする。

差分回路１７からの複素差分信号を係数制御回路１６に
供給しここでトランスバーサルフィルタ１５の係数を制
御するために用い得るようにする。

これら係数を好適に制御する場合にはトランスバーサル
フィルタ１５からのエコーコピー信号は結合回路５の受
信アクセス部に現われるエコー信号の複素変換にほぼ等
しくなり、従ってエコー信号は差分回路１７の出力側に
現われる差信号では実質的に除去されるようになる。か
ようＧこしてエコー信号が除去された複素差分信号のう
ちの実数成分のみを、低域通過フィルタ２０で予めｐ波
した後モーデムの受信機４で使用する。

かかるエコーキャンセラの作動の詳細な説明及び本発明
方法を適用し得る手段の説明に対し、ベクトル記号を用
いて実行すべき計算を示すのが有、利である。例えば瞬
時ｎＴにトランスバーサルフィルタ１５がその入力側に
供給されるデータ信号Ｄ　（ｎ）のＮ個の前述したサン
プルを記憶する場合にはこれらＮ個のサンプルはベクト
ルＩ］ｎｌで表わすことができる。従って瞬時ｎＴにお
けるトランスバーサルフィルタ１５のＮ個の係数もベク
トル０　（ｎｌで表わすことができる。

このベクトル信号を用いることによりトランスバーサル
フィルタにより供給されるエコーコピー信号ｇ　（ｎｌ
は次式で表わすことができる。

ｇ（ｎｌ　−１ｎｌ　・０（ｎ）　　　　　　　　・−
・・・−・（１）ここにＤ（ｎ）はベクトルＤ　（ｎｌ
の移項とする。又、データ信号Ｄ　（ｎｌを供給するエ
コー経路のパルス応答のサンプルであるＮ成分を有する
ベクトルｋを考慮するものとすると、差分回路１７の（
＋）入力端子に現われる複素エコー信号ε（ｎ）は次式
で表わすことができる。

ε（ｎｌ−ｉｎｌ・ｋ　　　　　　　　　　　・・・・
・・・・・　（２）、遠隔モーデムがエコー信号＃（ｎ
）に重畳し得るデータ信号を侮辱伝送しないものとする
。この場合には差分回路１７の出力側に現われる誤り信
号ｅ　（ｎ）は次式で示すことができる。

この誤り信号ｅ　（ｎ）は０（ｎ）＝にとする場合除去
することができる。エコー信号が除去されることを意味
するかかる結果を実際に得るためには従来のエコーキャ
ンセラは誤り信号ｅ　（ｎ）の平均２乗値を最小にする
規準を用い、これはグレデイエントアルゴリズムを用い
、次に示す反復式に従ってトランスバーサルフィルタ１
５の係数の反復制御をこより明らかになる。

０（ｎ＋１）＝Ｏ（ｎ）＋ｃｒ−ｅ（ｎ）−Ｄ（ｎ）　
　・−・−−−−−・（３１ここにαは１以下の係数　
Ｔ５τｎ）は成分がベクトルｌＸｎ１の成分に対し複素
共役の関係にあるベクトルとする。

上式（１）及び（２）を用いて反復式（３）を書換える
と次、に示すようになる。

ここにＡ（ｎ）は次Ｆ＆　Ｎのマトリックスとし、次式
で表わすことができる。

Ａ（ｎ）−Ｄ（ｎ）・Ｄ　（ｎｌ　　　　　　　−＝−
（５）ベク）　ルＤ（ｎｌ及びＤ（ｎ）（７）成分をｄ
（ｎ−ｉ）及び♂（ｎ−ｊＨｌ及びｊはＯ及びＮ−１間
の整数）で示す場合にはマトリックスＡ（ｎ）の成分は
次式で表わすことができる。

既知のエコーキャンセラでは、トランスバーサルフィル
タの係数の制御は、係数を初期設定するトラッキング期
間中及びデータ伝送時のトラッキング期間中、同様に、
即ち反復式（８）又は等何代（４）による反復によって
行うようにしている。従ってトラッキング期間中１より
小さい重み付き係数αを用いてトランスバーサルフィル
タの係数が全同時送受通信中遠隔モーデムからのデータ
信号により妨害されるのを防止し得るようにする。これ
がため係数の補正が僅かとなり且つエコーキャンセラの
コンバーゼンスが緩慢となる。トレイニング期間の始端
では大きな重み付き係数αで作動させることができるが
トレイニング期間の終端に向かうにつれてトラツ午ング
期間中に使用される重み付き係数と同程度の大きさの重
み付き係数で作動させる必要がある。係数を反復制御す
ることによりエコーキャンセラのコンバーゼンスをトレ
イニング期間中緩慢となるようにする。

本発明によればトレイニング期間を短縮するように係数
を初期設定する他の方法を提供する。

この方法は以下説明する数個のステップの組合せに基づ
くものである。

第１ステツプではトランスバーサルフィルタの係数を、
各サンプリング瞬時ｎＴで修正する代りに、全ＩＩ　Ｉ
、　ＴＩサンプリング瞬時に成る修正項で修正する。こ
の修正項は前記式（８）又は（４）に従って計算された
Ｌ修正の平均値とする。これがため係数を修正するアル
ゴリズムは式（８）から導出した式に従って次式で示す
ように書換えることができる。

係数を修正するこのアルゴリズムを式（４）から導出し
た式に従って次式で示すように書換えることもできる。

ここにＢ　（ｐＬ）は式（５）により定義されたマトリ
ックスＡ（ｎｌから導出する次数Ｎのマトリックスとし
、次式で表わすことができる。

マトリックスＢ（ｐＬ）の成分は、次式で示されるよう
にマトリックスＸ　＋ｎ＋の成分を得る式（６）から容
易Ｇこ導出することができる。

ここにｉ％ｊ Ｌｊ−０＋　１　＋・・・、Ｎ−１ 本発明方法の他のステップでは、エコー信号ヲ発生させ
、且つこの信号を除去するためにＬ′：２Ｎとなるよう
な周期ＬＴを有する周期的なデータ信号Ｄ（ｎ）を用い
る。ここにＮＴはトランスバーサルフィルタの総合遅延
とする。これは、マトリックスＢ（ＰＬ）の成分ｂ　＝
３及びｂｉｉがＬで定砂される周期で周期的に発生し、
ｐ≧１の場合これら成分が変数ｐとは無関係となること
を意味する。従ってこれらの成分は次式で示すように書
換えることができる。

この場合　１←ｊ 土＋　ｊ””０　＋　１　＋・・・、Ｎ−１ここに（ｎ
−ｉ）−（ｎ−ｉ）モジュロＬ（ｎ−ｊ）−（ｎ−ｊ　
）モジュロＬ　とする。

データ信号Ｄ（ｎｌの周期性のため、成分ｂｉｉは指数
１とは無関係となり且つ、式（１０）に従って次式で示
す値ｂ０を有するようになる。

成分ｂｉｉのこの値ｂ０は次式で示すように書換えるこ
とができる。

ｂｏ−Ｌσ２ ここにσ２は信号Ｄ　（ｎｌの各データの累乗とする。

成分ｂｉｊは指数差（１−ｊ）にのみ依存し、従ってｂ
ｉｊ＝ｂｊ土となる。正の差は−ｊ）を有する成分ｂｉ
ｊは次式で示すような値す土を有する。

正の差（ｊ−１）を有する成分ｂ・・の値ｂｊはｂｊコ
１ −す土となる。

データ信号Ｄ（ｎ）の周期性により証明されるマトリッ
クスＢ（１）Ｌ）のこれら特性を考慮し、このマトリッ
クスを示すと次のようになる。

本発明方法の他のステップではデータ信号Ｄ　（ｎｌを
用い式（１８）により得られるマトリックスＢｆｐｈ＋
の成分す月の値ｂｉがｉ、＋ｏ、ｉ−１．２．・・・、
Ｎ−１の場合零となるようにする。信号Ｄ　（ｎｌのこ
の特性は次式で表わすことができる。

−ｕ この場合１ｇ４０．土−１，２，・・・、Ｎ−１とする
。

式（１４）で示されるこの特性は、シフト測定モジュロ
ＬＴがＴ　、　２Ｔ、・・・、　（Ｎ−１）Ｔの場合デ
ータ及び複素共役データ間のデータ信号の自己相関関数
が零となることを意味する。このシフトが零か又はＬＴ
の倍数の場合には、自己相関関数はマ）　ＩＪラックス
（ｐＬ）の対角線の各素子に対し値す。−Ｌσ２に相当
する最大値をとるものとする。

データ信号Ｄ　（ｎ）を適宜選定して任意のシフトが零
でなく　ＬＴの倍数の際自己相関関数が零となるように
する場合には式（１４）で示される所望の特性は厳密に
考慮されるようになる。その理由はＬをＬ＞Ｎとなるよ
うに選定するからである。

周期データ信号が式（１４）の条件を満足する場合には
マトリックスＢ（１）Ｌ）の全部の成分が、その対角線
の成分を除いて零となりその値がす。−Ｌσ２となる。

これがため、このマトリックスＵ（ｐｂ＞はＬσ２・Ｉ
ＩＮに等しくなる。ここにＩＩＮは恒等マトリックスで
ある。

係数を修正するアルゴリズムを得る式（８）は次式で示
すように書換えることができる。

戊（ｐ＋１ル〕＝６Ｃ匹）＋ασ”（ｉ−７５を匹）〕
又は 石（（ｐ＋１＋Ｌ）Ｊ（ｐＬ）（１−ασ町＋ασイ　
　曲・・（１５）重み付き係数αをα−１／♂となるよ
うに選定する場合には式（１６）は次式で示すようにな
る。

０（（ｐ＋１）Ｌ）−ｋ　　　　　　　　　・・・・・
・（１６）これがため、瞬時ｐＬＴにおけるトランスバ
ーサルフィルタの係数０（ＩＩＬ）の値に関係なく、瞬
時（１）＋１）ＬＴにおけるこれら係数０　（（ｐ＋ｉ
ル）の最適値を得ることができる。この値はエコー経路
のパルス応答のサンプルｋに等しく且つ上記条件のもと
で式（７）による計算を行うことによりこの最適値によ
ってエコー信号を除去することができる。遠隔モーデム
が何等のデータ信号を伝送しないので、局部モーデムで
行われる動作を要約すると一次の通りである。

０式（１４）の特性を満足する周期的トレイニングデー
タ信号Ｄ（ｎ）を伝送する。その理由はこのデータ信号
の周期ＬＴをＬ〉Ｎとなるようにし、遅延ＮＴを、得ル
トランスバーサルフィルタがデータ係数の２周期以上を
記憶し得ないからである。

０α−１／σ２となるように重み付き係数αを選定する
ことによって式（７）によるトランスバーサルフィルタ
の係数を除去する。ここにσ　は信号Ｄ　（ｎ）の各デ
ータの定累乗とする。式（７）から明らからように係数
０（（ｐ＋１）Ｌ）は係数０　（ｐＬ）を１回修正する
ことによって得られ、この修正は周期ＬＴ中その各一時
ｎＴで計算された積ｅ（ｎ）・Ｄ（ｎ）の和の計算から
得ることができる。

前述したようにこの特定の修正の後得られた係Ｎ　０（
（１）＋１）Ｌ）の最適値ｋによってエコー信号を除去
する。

実際上、本発明方法はエコーキャンセラをトレイニング
するために用いるため、ｐ−０となるようにシミュレー
トされた信号の期間ＬＴに対し式（７）を容易に用いる
ことができる。α−１／σとすると式（７）は次のよう
に書換えることができる。

計算の精度が有限であるため係数に雑音が導入されるの
を防止するために計算周期の始端で係数ｃｔｏ＋を零に
等しくシ、実際にこの周期の終端で得られた係数０　（
Ｌ）が次式に従って形成されるようにするＯ 係数ａ（Ｏ）が零の場合にはトランス／＜−サルフィル
タの出力信号ｇ（ｎ）は、全計算期間中零に保持され、
従って、この周期中ｅ（ｎ）−ε（ｎ）となる。

これかため、フィルタ係数もまた式 に従って計算してもよい。上述した本発明による方法に
おいては、トランスバーサルフィルタの係数の計算をエ
コーキャンセラの学習に要するｆ　−夕信号の持続時間
ＬＴの単一期間中に行う。当然ながら、この計算で最適
係数を得るため、計算の瞬時にエコーキャンセラの差回
路の入力端子に学習信号Ｄ　（ｎ）に応答して生ずるエ
コー信号が現われるようにすることが必要である。最適
係数を得るため、先ず第１に学習信号を、エコー経路の
励起に要する時間すなわち更に正確に言うならばトラン
スバーサルフィルタによって与えられる遅延時間ＮＴに
等しい時間中及びその後は係数の計算期間ＬＴ中に、伝
送する必要がある。これがため、本発明による方法によ
れば、学習シーケンスの伝送開始瞬時から、エコーキャ
ンセラの収斂時間を（Ｌ＋Ｎ）Ｔに及びＬ−Ｈの場合に
は最小値２ＮＴに低減することが出来る。後者の場合、
例えば２０ｍ５のエコーを除去するためには、所要時間
は４０ｍ５となり、これに対し従来のエコーキャンセラ
によって得られる収斂時間は１秒程度である。

ここで留意すべきことは、データ信号Ｄ　（ｎｌが複素
信号であるｉ般的の場合には、満足されるべきこの信号
の特性を規定する関係式（１４）は２つの関係式すなわ
ち同時に満足されかつ夫々関係式（１４）の第１項の実
数部及び虚数部に関係する２つの関係式で表わされる。

これら関係式を満足する学習信号を選択することに関し
て好ましいことは通常はモデムによって伝送されかつ０
．±１゜±ｊ、±７７、±ｊメ７９等々の値を有するデ
ータ値を使用することである。この関係式（１４）を満
足しかつ１周期中に１６個のエレメントを含む学習信号
（トレイニング信号）＠シーケンスすなわち１．ｉ、ｉ
、１．ｉ、ｊ　、−１，−Ｌｌｌ　−１゜１、−１，１
．−ｊ、−１，ｊによって形成してもよい。

関係式（１４）によって規定される特性を満たす学、習
データ信号Ｄ　（ｎ）によれば、エコー信−ぢの除去は
このデータ信号のスペクトルに関して何ら制限を与える
ことなく上述したようにしてヤ」′うことか出来る。特
に斯様な学習信号は直流成分を有していても有していな
くてもエコー信号を除去するのに好適である。直流成分
を有するエコーが発生するのは、例えば、ベースバンド
伝送モデムにおいて使用されるエコーキャンセラにおい
て又は搬送波変調によって伝送された信号の復Ｗ１１後
にエコー除去が行われる場合においてである。直流成分
を有しないエコーが発生するのは、例えば第１図に示す
ように、搬送波変調信号に応答してエコーを生じ及び受
信信号の復調の前にこの受信信号に対し直接除去が行な
われるようなシステムの場合であるハ 第１図に示すような、エコー信号が直流成分を含まない
場合には、本発明の変形例では、式（１４）の条件を満
足する代わりに次式の条件を満足する周期学習信号Ｄ　
ｆｎ）を使用する。

但しｉ＋ｏかつｉ−１，２，・・・・・・Ｎ−１である
。

この条件（２０）は特に、最大長シーケンスとして知ら
れているデータシーケンスの手助けを経て満足させるこ
とが出来る。この最大シーケンスの自己相関関数は、一
定の因子は別として、このシーケンスの周期ＬＴの零倍
及び倍数とは異なるいずれのシフトに対しては−１の値
を取り、周期ＬＴの零倍又は倍数のシフトに対してはＬ
の値を取る。

この条件（２０）を満足する学習信号Ｄ　（ｎ）を使用
する場合には、マトリックスＢ（ｐＬ）はＬσ２に傅シ
い対角成分す。を有し、−万全ての他の成分は−１に等
しい。この場合、α−１１０２及び０（ｐＬ）−０（零
で初期化された係数）として係数計算用の式（８）を適
用する場合には、下記のような結果となる： 、ここでＷはベクトルであり、その全ての、すなわちＮ
個の成分はｋ。十に０＋・・・・・・十ｋＮ−１すなわ
ちベクトルにの成分の和に等しい。従って、このベクト
ルｄはエコー経路のインパルス応答の直流成分を表わし
ている。このエコー信号をａ　（（ｐ十ｉ　）Ｌ）−に
の時のみ除去できる。

これがため、条件（２０）を満足する学習信号がエコー
の除去を可能ならしめるためには、このエコーは直流成
分を有していてはならない。

以下の説明では、一般に、全ての場合に好都合であるが
、学習信号が条件（１４）を満足すると仮定する。この
場合、エコー信号が直流成分を含まない場合にはこの学
習信号は条件（２０）をも満足し得ると解する。

第２図は本発明による方法を使用するエコーキャンセラ
の学習期間中にトランスバーサルフィルタ１５の係数を
計算する回路の取り得る形態を示す図である。これに対
し第８ａ図〜８Ｉ￥８Ｃ図は第２図の回路の動作を説明
するため信号波形図である。

第２図は上述したような自己相関特性を有する周期ＬＴ
の複素学習信号Ｄ　（ｎ）を供給する発生器２５を示す
。学習期間中、発生器２５を、一方においては、被変調
搬送波信号を供給する回路組立体１１゜１２．１８を経
てモデムの伝送経路１に接続し、他方においては、メモ
リ２６の入力端子に接続する。このメモリは持続時間Ｎ
Ｔの間この入力端子に供給される信号のＮ個の最終サン
プルをＮ個の出力端子から並列で供給するように配置す
る。このメモリ２６をエコーキャンセラのトランスバー
サルフィルタ１５に通常使用されるメモリとして得る。

第８図のうちの第８ａ図に示す二重の網目状の領域は、
第２図の回路形態において、初期瞬時ｔ・から出発して
学習信号Ｄ　Ｉｎ）をモデムの伝送経゛路１及びメモリ
２６に供給する。学習信号の期間ＬＴがメモリ２６の蓄
積時間ＮＴすなわちエコー経路の励起時間に少なくとも
等しい時間を越える一般的な場合が考えられる。時刻ｔ
０＋　ｔｌ　＋ＮＴから、エコー信号ε＜ｎ＞がモデム
の受信経路８中に現われるようにすることが出来る。第
２図の計算回路によれば、時刻ｔ。カラｔｂ−ｔｏ＋Ｌ
Ｔにわたる学習信号の期ＩＭＪ　ＬＴ中にトランスバー
サルフィルタ１５のＮ個の係数を計算することが可能と
なる。この係数計算回路はＮ個の同等の回路を具え、こ
れら回路をメモリ２６のＮ個の出力端子に接続して所定
時刻ｎＴに学習信号の夫々のサンプルｄｆｎ）、　ｄ　
（ｎ−１）。

・・・・・・ｄ（ｎ−Ｎ＋１）を受信するようにし、ま
たこの回路は計算期間の終了時にＮ個の夫々の係数０（
０）。

０ｆｌ）、・・・・・・０（Ｎ−１）を供給する。

例えば係数Ｃ（０）を計算する回路は学習信号のサンプ
ルｄ　（ｎ）の複素共役値ｄ（ｎ）を形成する回路２８
を具える。この複素共役値に対し乗算器２９においてエ
コー信号ε（ｎ）を乗算する。この場合、式（１９）を
使用するとする。その結果得られた各積信−％６ｉｎ）
・ｄ”（ｎｊを乗算器３０に供給し、そこにおいてこの
積信男に対し一定因子ｉ／Ｌａ２を乗算する。

この乗算器３０の出力信号を、以下説明するような計算
を停止する信号ＡＯによってブロックされ得るゲート８
１に供給する。ゲート８１をメモリ８３及び加算器８２
によって形成した累算器に接、続する。メモリ８８の内
容を信号ＲＡＺによって零にリセット出来、計算期間の
終了時にトランスバーサルフィルタの係数Ｃ（０）を供
給する。他の係数計算回路は同様にエコー信号εｒｎｌ
、一定置子１／Ｌ、ｇ及び制御信号ＡＣ及びＲＡＺを用
いる。

係数Ｃ（０）を供給する回路のような係数計算回路は次
のように動作する。すなわち、制御信号ＡＣ及びＲＡＺ
は第８図の８ｂ及び３０で示す形を有している。計算停
止信号ＡＣは時刻ｔＬまでは低いレベルにあり、この瞬
時までこの停止信号によって乗算器８０の出力信号をゲ
ート８１を経て累算器８８．８２に供給せしめることが
出来る。しかしながら係数の有効的計算は時刻ｔ。にお
いてのみ開始し、この時刻において累算器のメモリ８３
を零にリセットする信号ＲＡＺに１つのパルスが現われ
る。この瞬時ｔ。から開始して、累算器は乗算器３０に
よって供給される各項ｇ　（ｎ）　−ｄ＊Ｌｎ）　−１
／（Ｌ、２　）の和信号を形成し、時刻ｔＬ−ｔｏ十Ｌ
Ｔにおいて、累算器で形成されたこの和信号が係数Ｃ（
０）を構成する。時刻ｔＬにおいて、計算停止信号ＡＣ
は高、レベルとなり、ゲート３１をブロックし、よって
時刻ｔＬ後は計算された係数Ｇ（０）はトランスバーサ
ルフィルタ１５において使用出来るように累算器メモリ
の出力端子に得られる状態に留まる。トランスバーサル
フィルタの他の係数０ｒｌ）　判（Ｎ−１）を、ｔｏ−
ｔＬの時間期間中に同様にして計算し、時刻ｔＬ後にこ
れら係数がトランスバーサルフィルタで同時に使用可能
となる。

このようにエコーキャンセラのトランスバーサルフィル
タの係数を初期化可能となさしめた学習道中、エコーキ
ャンセラのトランスバーサルフィルタ１５の係数を、一
般には前述した漸化式（８）に従って係数を繰返し変調
（又は変更）する既知プロセスによって、制御すること
が出来る。第２図を参照して説明したような、学習期間
中係数の計算を可能ならしめる回路によって、信号ＡＣ
が永久に低レベルに留まってゲート８１を導通状態ニす
る場合及び累算器の収容を信号ＲＡＺによって零、にリ
セットしない場合には、データ伝送中に係数制御を行う
ことが出来るが、一方、一定置子αを学習期間中使用さ
れる値’／Ｌｃｙ２（！：　ハＪ％　ｔ、ｒ　ル値に調
整してもよい。

第４図は学習期間にトランスバーサルフィルタ１５の係
数を計算する回路の他の取り得る形態を示す図である。

この第４図の例では、これら係数を同時に供給する代わ
りに、これら係数を順次に供給する。

第４図に示す、学習信号Ｄ　（ｎ）を供給する発生器２
５を、一方においては、学習期間中は第２図に示すよう
なモデムの伝送経路１に接続すると共に、他方において
は、インタラプタ８５を経てメモリ８６の入力端子に接
続する。このメモリをその入力端子に供給された信号の
Ｌ個の最終サンプルをＬ個の出力端子から並列出力する
ように構成する５、Ｌ−Ｎの場合には、メモリ８６をＮ
個のサンプルに対して配置されかつ通常トランスバーサ
ルフィルタ１５を備えるメモリによって完全に構成し得
る。インタラプタ８５は最初は閉成しているとし、得る
が、以下規定される瞬時に制御信号Ｓ工によって開き、
メモリ３６のＬ個の出力端子に学習信号ノサンプルｄ（
ｎ）、ｄ（ｎ−１）、−・−−−−ｄ（ｎ−Ｎ＋１）が
得られるようになる。

係数計算回路本体をトランスバーサルフィルタ８８の形
を有し、その入力端子８９でエコー信号εｌｎ）を受信
し、その出力端子４０から信号ｙ　（ｎ）を供給する。

このエコー信号は充分に規定された時間期間ＮＴの間は
エコーキャンセラのトランスバーサルフィルタ１５の直
列のＮ個の係数と同等である。このエコー信号１ｉ　（
ｎ）のサンプルをメモリ４１の入力端子に供給する。こ
のメモリはその入力端子に供給された信一時のＬ個の最
終サンプルをＬ個の出力端子から並列的に供給するよう
に構成する　インタラプタ８５が開く瞬時におい°Ｃは
、メモリ４１のＬ個の出力端子に生ずるサンプルはｇｒ
ｎ＋　、　ｅ　（ｎ−１）　、　−−−−−−ａ　（ｎ
−Ｌ＋１　）である。これらサンプルを乗算器４２　（
０）　、　４２　（１）　、・・・・・・４２（Ｌ−１
）の入力端子に夫々供給する。その残りの入力端子には
メモリ８６のＬ個の出力端子、に得られる学習信号のサ
ンプルの複素共役値ｄ％）、　ｄ＊（ｎ−１）　、　・
・・・−ｄ＊（ｎ−Ｌ＋１　）を供給する。

これら複素共役値はトランスバーサルフィルタ８８の係
数を構成する。これら値を回路４８　Ｃｏ）　、・・・
・・・４８（Ｌ−１）の助けをかりて夫々形成する。乗
算器４２　（（Ｊ）　、　４２　（１）　、・・・・・
・４２（Ｌ−１）の出力端子に生じたサンプルを加算１
ｆ４４（１）、・・・・・・４４（Ｌ−１）の列を用い
て加算する。加算器列の出力端子にフィルタ８８の出力
信号ｙ　（ｎｌを得る。

この信％ｙ（ｎ）を乗算器４６に供給してこの信号に一
定因子１／（Ｌ、２）を乗算する。積信号ｙ（ｎ）・１
／（Ｌ、！１）をインタラプタ４５に供給する。信号Ｓ
２で制御してこのインタラプタによって持続時間ＮＴの
時間窓ヲ与工、この窓期間中、エコーキャンセラのトラ
ンスバーサルフィルタ１５のＮ個の係数Ｃ（ｎ）を構成
するＮ個の順次のサンプルを得る、この結果を得るよう
にするタイミング条ｆ％ａ第８図の８ｄ及び８ｅで示す
、インタラプタ８゛５及び４５の閉成を制御する制御信
号Ｓ０及びＳ、を夫々表わす図で特定し得る。初期瞬時
ｔ４から時刻ｔＬまではイン、ラブタ８５を制御信号Ｓ
０で閉成し、インタラプタ４５を制御信号Ｓ２で開く。

時刻ｔ。においで、エコー信号がメモリ４１の入力端子
８９に現ワレ始め、ｔｏ〜ｔＬの学習信号の期間ＬＴの
間、メモリ４１はエコー信号のサンプルを蓄積し、これ
に対しメモリ３６は学習信号のサンプルを蓄積する。

時刻ｔＬにおいて、制御信号Ｓ□によってインクラブタ
３５が開き、メモリ８６にはＬ個のサンプルｄ（ｎ）〜
ｄ（ｎ−Ｌ＋１）が蓄積されたままとなる。時刻ｔＬで
は、インタラプタ４５は制御信号Ｓ２に呵って閉じてい
る。この時刻ｔＬの直後にフィルタ８８は第１サンプル
ｙ（ｎ）を のように計算する。この第１サンプルｙ　ｔｎ）に因子
’／（Ｌ（７”）を掛けたものが、インタラプタ４５に
よって伝送されるエコーキャンセラのフィルタ１５の第
１係数を構成する。この回路はｔＬ〜ｔＭの持続時間Ｎ
Ｔの期間中は開いている。第３ａ図に斜、線を施して示
す領域によって表わされるこの全期間中、フィルタ８８
は同じ係数ａ”ｒｎ）　〜ｄ＊（ｎ−Ｌ＋１　）を用い
、各ｔＬ＋１Ｔ（０〈土（Ｎ−１）後はこのフィルタ３
８は で与えられるようなサンプルｙ（ｎ＋１）を８１算する
。

フィルタ８８によって供給されかつ一定因子１／（Ｌａ
Ｑ）倍されるサンプルｙ（ｎｌ　〜ｙ　（ｎ十Ｎ−１）
を時刻ｔＭまでインタラプタ４５によって転送してエコ
ーキャンセラのフィルタ１５のＮ個の係数Ｃ（０）〜０
（Ｎ−１）を形成する。第４図に示す形態によれば、こ
れらＮ個の係数を直列的に得るために要する時間揃はこ
れらＮ個の係数を並列的に得るため＠２図の形態で必要
とされる４時間ｔＬをＮＴだけ越える。

第４図に示す係数計算回路の形態においては、フィルタ
８８を別の方法、例えば、これまで知られているような
第５図に示す図に従うように構成、し得る。第５図に示
す例においては、第４図の構成要素と同一の機能を有す
る構成要素を同一符号で示す。この第５図から、エコー
信号の各サンプルｇ　（ｎ）をＬ個の乗算器５０（０１
〜５０　（Ｌ　−１）に直接供給し、さもなければこれ
ら乗算器は回路４８　（０）〜４８　（Ｌ−１）からの
学習信号のサンプルｄ　／ｎｌ〜ｄ（ｎ−Ｌ＋１）の複
素共役値を受は取ること明らかである。第４図に示すよ
うに、これらサンプルをメモリ３６の出力端子に形成す
る。またフィルタ８８はＬ個のメモリレジスタ５　’１
　（０）〜５１（Ｌ−１）を具え、これら各レジスタは
人力サンプルに対し遅延時間Ｔを与える。レジスタ５１
ｒＯ’１〜５１（Ｌ−２）の出力サンプルをＬ−１個の
加算器５２　（１）〜５２（Ｌ−１）の入力端子に供給
する。乗算器５０１Ｏ）の出力端子をレジスタ５１　（
０）の入力端子に接続し、乗獅、器５０　（１）〜５０
（Ｌ−１）の出力端子を夫々の加算器５２（１）〜５２
（Ｌ−１）の入力端子に接続する。加算器５２（Ｌ−１
）の出力端子をレジスタ５１（Ｌ−１）ヲ経てトランス
バーサルフィルタ８８の出力端子４０に接続する。この
フィルタの出力信号Ｙ　（ｎ’＋を第４図に示すと同様
に処理する、すなわち、この信号に回路４６を用いて一
定係数”／ＣＬ６”）を乗算し、その後この信号をイン
タラプタ４５に供給する。尚、このインクラブタの閉成
を信号Ｓ２で制御する。

上述したように構成したフィルタ８８によれば、メモリ
レジスタ５１（０）〜５１（Ｌ−２）の零へのリセット
を、時刻ｔ。に生じる第８ｃ図に示す信号ＲＡＺのパル
スで行う必要がある。ｔｏ−ｔｂの時間ｆｌ［［ＬＴの
期間、トランスバーサルフィルタ８８の出力端子４０に
は部分的な結果が現われ、これらはこの時インタラプタ
４５が開いているので用いられない。ｔＬ−ｔＭの期間
ＮＴ中、完全な計算結果カフィルタ８８の出力端子４ｏ
及びインタラプタ４５の出力端子に現われる。この時イ
ンタラプタ４５は一閉成していてエコーキャンセラのト
ランスバーサルフィルタ１５のＮ個の係ｈａｒｏ）〜０
（Ｎ−１）を得ることが出来る。これまでは遠隔モデム
からの信号が存在しない場合に、本発明力、法及び対応
する計算回路をローカルモデムに使用すること、すなわ
ち、エコーキャンセラの学習時間に対し０ＯＩＴＴによ
って現実に課せられる条件の下で使用することと仮定し
た。しかしながら、同様な回路を使用した本発明による
方法の変形例によっても、遠隔モデムから発生するデー
タ信号を受は取る場合には、エコーキャンセラの収斂時
間を短縮することが可能となる。

先ず、遠隔モデムが任意のデータ信号を伝送し、他方ロ
ーカルモデムが損失（ｌｏｓｔ）エコー除去の回復を図
ろうとする場合を考える。この情況は例えばエコーキャ
ンセラの係数制御回路が全二重伝送期間中正しく作動し
ていない時及び遠方のモデムによるデータ伝送を停止す
ることが不可能である時に越り得る。その場合、エコー
キャンセラの差回路］７に供給される信号εｆｎｌは式
（２）で示すようなエコー信号値Ｄ（ｎ）・ｋのみなら
ず、次の値すなわち ｇ　ｔｎ）−Ｄ（ｎ）　・ｋ　＋　ｂ（ｎ！　　　　　
　（２１）を取る。

この式（２１）において、ε（ｎ）　、　ｂｔｎ）は遠
方モデムからのデータ信号によって生ずる相加性雑音環
である。

本発明による方法を使用する場合には、エコー信号の正
確な除去を可能にする係数０（Ｌ”−にの計算を行う代
わりに、エコーキャンセラのトランスバーサルフィルタ
１５の係Ｗｉ、ｏ（Ｌｌに対して式（１５）に従って計
算を実行すると、式（２１）による信号εＩｎ）を用い
て次の係数が得られる。すなわち信号６（ｎ）中の雑音
ｂ　ｒｎｌはエコーキャンセラのトランスバーサルフィ
ルタ１５の係数に雑音ΔＣとして現われ始める。この雑
音ΔＣは式（２２）の係数の式の第２項に等しい。σ２
は雑音ｂ　（ｎ）の二乗誤差を表わす時、係数の雑音Δ
Ｇの平均二乗誤差（ｍｅａｎ　５ｑｕａｒｅ　ｅｒｒｏ
ｒ　）はと書き表わすことが出来る。

これがため、係数の雑音Ｃによって差回路１７の出力端
子に生ずる残存エコー信号ｅ（ｎ）が決まり、その二乗
誤差は Ｅ　（ｌ　ｅ（ｎｉｌ”）　−Ｅ　（ｌΔ（３１２〕、
、５１　、°σｔとなる。

残存エコーｅ　ｌｎ）の電力（ｐｏｗｅｒ）と遠隔モデ
ムから生じた雑音ｂ　ｉｎ）の電力との比Ｒはと推測し
得る。

この式（２８）は所定の比Ｒを得るためにトランスバー
サルフィルタ１５の係数を計算する際に考慮すべき学習
信号の持続時間ＬＴを固定することを可能とする。例え
ば、電力が雑音ｂ　（ｎｌの電力を２０ｄＢだけ越える
残存エコーｅ（ｎ）を得るためには、ある。この持続時
間ＬＴを学習信号の有効期間とし得、これは例えばＬ−
１００Ｎの時には著しく長いかも知れない。著しく期間
の長い学習信号を形成する必要性を回避するため、係数
の計算の際、用することも出来る。

遠方モデムが任意のデータ信号を伝送する場合に上述し
た本発明による方法においては、エコーキャンセラのト
ランスバーサルフィルタの係数を、残存エコーが所望の
小さい値を得るために十分に長い持続時間ＬＴにわたり
、係数の補正項を積分することによって計算する。この
場合に使用される本発明の変形例においては、ＮＴに等
しい期間ＬＴを有すると共に上述したような自己相関特
性を有する学習信号を使用する。しかしながら、エコー
キャンセラのトランスバーサルフィルタの係数を数個の
順次の段階で変更し、これら各段階の期間中、計算され
た補正値をこれらが係数に有効的に与えられる前の期間
ＬＴ　−ＮＴにわたり積分する。各段階ｐ後の係数の変
更をα−１／ａ２を用いて漸化式（７）に従って行い、
この場合、これら係数を第１段階ｐ−ｏの開始時の零値
へと初期化する。

このことはこの第１段階では係数の計算に式（１８）を
使用することを意味する。遠隔モデムが任意のデータ信
号を伝送する場合に適用される本発明の種々の変形例に
よって同程度の大きさのエコーキャンセラの収斂時間を
与えることが出来る。

データ伝゛送前の学習期間に適用される本発明による方
法によれば、特定の学習信号を使用することによって、
遠方モデムが何ら信号を伝送していないとすると、ロー
カルモデムのエコーキャンセラの急速な収斂を得ること
が可能である。すなわち、学習信号の伝送が開始する一
初期瞬時１土から開始して、収斂時間を２ＮＴにまで短
縮することが出来る。二重接続の二つのモデムのエコー
キャンセラを収斂せしめるため、これまで説明した方法
をこれらエコーキャンセラに順次に適用する必要がある
。このことは全接続に対する収斂時間を少なくとも２倍
にしかつ必らずしも常に実行されることは限らない特定
の手続きが必要となる。

本発明の変形例では、両モデムによって伝送される学習
信号の他の特性を用いである一つの接続の２個のエコー
キャンセラに二重収斂を認めることによってこれらの困
難性を回避することが出来る。

上述したように、Ｄ（ｎ）はローカルモデムによって伝
送された学習データ信号］］ｎ）のサンプルを表わすＮ
個の成分からなるベクトルを表わしかつｋはローカルモ
デムに対するエコー経路のインパルス応答のサンプルを
表わすＮ個の成分からなるベクトルを表わす。遠隔モデ
ムの場合にはＱｆｎ）は学習信号Ｇ（ｎｐ）サンプルを
表わすＮ個の成分から成ルヘクトルを示す。他方、遠方
モデムとローカルモデムとの間の経路のインパルス応答
のサンプルはＮ個の成分のベクトルｈによって表わす。

これらの条件の下で、エコーキャンセラの差回路１７の
（＋−）入力端子に生ずる信号６（ｎ）はと書き表わす
ことが出来る。

今、信号Ｄ　（ｎ）及びＧ（ｎ）は上述したような特性
のみを有すること、すなわち、これら信号は周期（期間
）　ＬＴをもった周期的信号であってかつ式（１４）に
よって規定されるような種類の自己相関特性を有してい
るとする。ローカルエフ−キャンセラのトランスバーサ
ルフィルタの係数を式（１９）、、。

によって期間ＬＴにわたり積分することによって計算す
る。これら係数に対する値は であると判かる。このようにして計算された係数量だけ
となる。このマトリックスＦは で与えられる。このマトリックスＦはＮ次の方形マ）　
ＩＪラックスあって、その成分は但し土＋ｊでかつｉｒ
　ｊ−Ｏｒ　１　＋　、・・Ｎ−１とするで与えられる
。信号Ｄ　ｊｎ）及びＧ　（ｎｌは同一周期ＬＴを有す
るので、ｆｉｊ及びｆｉｉはと書き表わすことが出来る
。式（２５）において、ブラケット（）はこれらの間の
量がモジュロＬを取ることを意味する。

また、同一周期の学習信号Ｄｊｎｌ及びＧ（ｎｌは、そ
れらの自己相関特性に加えて、互いに完全にデコリレイ
テツド（ａｅｃｏｒｒｅｌａｔｅａ　）される性質を有
している。この追加の特性は の事実から明らかになる。式（２６）で表わされる特性
は例えばＧｒｎ）　ｆ　ｌ）／ｎｌの遅延変形又はＤ　
ｆｎｌの時間反転変形とする場合に得ることが出来る。

学習信号Ｄ（ｎ）及びＧｌｎ）が式（２６）で与えられ
る特性を有する時は、マ）　ＩＪックスＦの全ての成分
子ｉｊ及び’ｉｉは零であるので、式（２４）に従って
、ローカルエコーキャンセラの係数ＯｒＬｌはローカル
モデムのエコー経路のインパルス応答の所望の値にとみ
なせる。ある接続の２個のエコーキャンセラが各モデム
において受信された信閃の点において互いに完全にデコ
リレイテッドの２個の学習信号Ｄ（ｎ）及びＧ（ｎ）で
もってこのように同時に動作する場合には、これら２個
のエコーキャンセラの係数はこれら係数の補正値を積分
する期間ＬＴ後に同時に得られる。

接続路の両端における２個の変復調装置に対しエコー信
号が直流分を含まない場合１自己相関特性（２０）に加
えて付加的特性 を満足する周期的学習信号Ｄ　（ｎ）およびＧ　（ｎ）
を使用することができる。

従って、変復調装置の受信路におけるサンプリング周波
数ｆ。は変調周波数１／Ｔ１即ちＤ　（ｎ）の如き学習
信号におけるデータのサンプリング周波数に等しくなる
。通常、サンプリング周波数ｆ。

は周波数１／’Ｉ’の倍数値である。サンプリング周波
数ｆ８がｆ。＝ｑ・１／’１’でありかつ周波数１／Ｔ
でサンプリングされたデータ信号Ｄ　（ｎ）を受信する
本発明方法を使用するエコー・キャンセラーは、トラン
スパーナル・フィルタのｑ組の係数を算出するよう構成
配置する必要がある。第１ステツプでは、エコー・キャ
ンセラーを時分割方式で作動させて、単一積分期間ＬＴ
に当りこれらｑ組の係数を算出させるようにする。高速
回路を必要としない第２、ステップでは、ｑ組の係数を
順次算出する。各係数組の算出には積分期間ＬＴを要す
るので、エコー・キャンセラーの全収束時間はｑＬＴと
なる。

しかし、各ステップに当り、算出した修正量をトランス
バーサル・フィルタに適用する以前に期間ＬＴにわたり
積分するという態様で、トランスバーサル・フィルタの
係数を順次の数ステップにおいて変更する場合には、本
発明の方法は、符号アルゴリズムを使用することにより
、上に定６した特性を有する学習系列Ｄ　（ｎ）と共に
実施することができる。その場合、各ステップｐの後に
係数の変更は式（γ）から導出される次の再帰公式に従
って行われる。第１ステツプｐ＝＝０の開始時に係数の
初期値を零とする。符号アルゴリズムでは係数が充分な
精度で得られないことは明らかである。従って、所要の
精度の係数が得られるまで、当該手順をある回数のステ
ップにわたり反復する。

本発明の方法における符号アルゴリズムの使用によりエ
コー・キャンセラーの収束時間が増大するが、これによ
り演算回路が簡単になるという重大な利点が得られる。

以上、本発明の方法を線形エコー・キャンセラー、即ち
エコー通路における線形動作から生ずるエコー信号だけ
を打消すよう構成したエコー・キャンセラーに適用する
場合につき説明した。しかし、非線形エコーも生ずるこ
とがあり、特に、伝送信号の搬送波周波数に対する搬送
波周波数オフセットによって影響されるエコー信号を発
生するある種の搬送波電流伝送システムにおいては非線
形エコーも生ずることがある。線形エコー・キャンセラ
ーは、その位相が周波数オフセットと共に変化するエコ
ー信号を修正するための適応性が貧弱である。周波数オ
フセットを有するエコー信号を打消すよう構成したエコ
ー・キャンセラーが既知であり、例えば１９８０年８月
２６日出願のフランス特許出願第８００６７４８号に記
載されている。

かかるエコー・キャンセラーは一般に、受信信号から開
始して、エコー信号の模擬位相を発生する回路を備え、
この模擬位相により、受信エコー信号またはトランスバ
ーサル・フィルタによって発生するエコー・コピー信号
の位相を適切な方向において修正するようにする。第６
図は周波数オフセットを有するエコーに対するキャンセ
ラーの一般的な構造の一例を示す。第６図において第１
図におけると同一機能を有する要素は同一形態で示す。

第６図には、周波数オフセットによって影響されるエコ
ー信号εｆ（ｎ）を（＋）入力端子において受信しかつ
エコー・コピー信号ｆｆｆ（ｎ）を（−）入力端子にお
いて受信する差発生回路１７を示しである。エコー信号
εｆ（ｎ）は、ベクトル表示を用いることにより ｇｆ（ｎ　）　＝：　Ｄ　（ｎ　）　・ｋ−ｅｘｐ’Ｊ
φ（ｎ）　　　　　　　　（２７）→ と表オ〕すことができ、ここでφ（ｎ）はエコー信号の
位相を示す。

エコー・コピー信号εｆ（ｎ）を得るため、その係数が
装置１６において決定されるトランスバーサル・フィル
タ１５と、このフィルタ１５の出力信号へ（ｒｌ）の位
相を＋ｔ（ｎ）だけ変更する移相回路６０を使用し１こ
こでφ（ｎ）は位相発生器′６１によって供給されるエ
コー信号の模擬位相であり、上記位相変更は積εｄ（ｎ
）・ｅｘｐ　ｊφ（ｎ）を形成することによって行われ
る。係数は差信号ｅ（ｎ）または受信エコー信号εｆ　
（ｎ）から開始して回路１６において決定される。模擬
位相φ（ｎ）は、信号ｅ　（ｎ）もしくはｇｆ（ｎ）と
、移相回路６０によって供給する信号ｇｆ（ｎ）から開
始して、この模擬位相φ（ｎ）がエコー信号の位相φ（
ｎ）に等しくなるよう位相発生器６１において決定され
る。

本発明の方法は上述した種類のエコー・キャンセラーに
適用することができ、その場合エコー・コピー信号εｆ
（ｎ）は２ステツプにおいて得られ、即ち一方のステッ
プではトランスバーサル・フィルタ１５の係数を発生し
、他方のステップではエコー信号の模擬位相を発生する
ようにする。

この２ステツプ法を、周波数オフセットｔ−有するエコ
ー信号の位相φ（ｎ）の変化を時間の関数として示した
第７図につき次に説明することとし、この位相変化は線
形と考えることができる。第１ステツプでは、学習信号
Ｄ　（ｎ）の周期ＬＴに当り、上述した方法により修正
の積分を行うことによってトランスバーサル・フィルタ
１５の係数を回路１６において算出する。第７図に示す
ようにこの第１ステツプは瞬時ｔ０を中心とする時間間
隔〔ｐ□〕において行われる。係数はこの時間間隔の開
始時に零として開始させるから、係数の算出は式（１９
）に従って行われ、この式は時間間隔〔ｐ□〕につき次
式の如く簡単化することができる。

実際に見られる小さい周波数オフセラ）（０，１Ｈ２程
度）に対しては、時間間隔〔ｐ□〕全体に際し位相φ（
ｎ）に時間間隔〔ｐ０〕における位相の平均値である一
定値φ（：（ｐ　１）を有するものと仮定することがで
きる。従って、時間間隔〔ｐ□〕にわたる積分による係
数の計算により係数値 → ０　（１）□）１１　ｋ−ｅｘｐ　ｊφ（ｐＩ）　　　
　　　　　（２８）が得られる。これは、第１ステツプ
の終りに、トランスバーサル・フィルタの係数０（Ｐ、
）が位相φ（ｐｏ）を有するエコー信号を補正できる値
を有することを意味する。学習期間の残りの期間に際し
では係数は第１ステツプにおいて計算されたこの値に固
定される。

第２ステツプでは、第２図に示したように瞬時ｔ、を中
心とする学習信号の周期ＬＴに等しい時間間隔（ｐ、）
　ニ当り積”（（”Ｅ’ｆ（”＞　１　タは積Ｑ；（ｒ
ｘ）・８（ｎ）の積分を行う。この積分により項５（ｐ
Ｓｌ）が得られ、これは次式で表わすことができ、また
は ここで項εｆ（ｎ）およびｅｆ（ｎ）は受信エコー信号
およびエフ−・コピー信号εｆ（ｎ）の複素共役値をそ
れぞれ示す。

時間間隔（ｐ　）全体に当り、移相回路６０に供給、さ
れる模擬位相φ（ｎ）は零に設定されるので＼信号ｇｆ
（ｒ＋）はトランスバーサル拳フィルタによって供給さ
れる信号εｄ（ｎ）に等しくなり、従ってｔｆ（ｒｌ）
＝　Ｄ（ｎ）・０（ｐｌ　）→ と表わすことができるか、または第１ステツプにおりる
（’（ｐｘ）の計算を考慮して ｅｆ（ｎ）＃Ｄ　（ｎ）　−ｋ　−ｅｘｐ　ｊφ（ｐｌ
）→ と表わすことができる。

６ｆ（ｎ）に対するこの式およびｅｆ（ｎ）に対する式
（２７）を用いることにより、式（２９）によるＥ＋（
１）、）の計算から φ（ｐ□）〕）・−− Ｄ（ｎ）　）・−１ →　　　　　　　Ｌσ が得られる。

学習信号Ｄ（ｎ）は自己相関特性（１４）を有するから
、最終結果は Ｓ（Ｐｇ　）　＃Ｉ　ｋｌ　”　−ｅｘｐ　ｊ（φ（ｐ
２）−φ（ｐ□）　）　　（ａｏ）とな、す、ここでφ
（ｐ２）は時間間隔〔ｐ、〕にわたる位相φ（ｒｌ’）
の仮想一定値である。

時間間隔〔ｐ、〕は時間間隔〔ｐ□〕から充分遠方に選
定するから、位相シフトφ（ｐ、）−φ（ｐｏ）はｓ（
ｐ、：の計算後に決定できるがなりの大きさを有する。

式（８０）から （８１） を誘導することができ、ここでＩＲｅ（ｓ（ｐｇ））お
よびＯｍはそれぞれ５（１）、）の実部および虚部を示
す。

位相シフトφ（ｐ８）−φ（ｐ□）の計算後、次式を使
用することにより周波数オフセットΔｆに比例、する位
相変化項Δω・Ｔ＝２πΔｆＴを算出することができ、
ここで（ｐ、）　−（ｐ□）は時間間隔〔ｐ、〕および
〔ｐ０〕の間において周期Ｔの数で測定した時間間隔１
．−１□である。

時間間隔（ｐ□〕のｐりにはトランスバーサル・フイＩ
ＬＩ　１５の係数は平均位相φ（ｐ工）のエコーをこの
時間間隔において修正するよう固定されるから、時間間
隔〔ｐ、〕の直後に、式（８１）に従って算：　　出し
た初期値φ（ｐ２）−φ（ｐｌ）に設定される模擬位相
を発生し、次いで式（・３２）に従って算出した勾配Δ
ω・Ｔと共に変化させることによって、周波１＆オフセ
ツトΔｆを有するエコー信号を時間間隔〔ｐ９〕の終端
後に修正することができる。

次に１本発明の方法を、周波数オフセットを有するエコ
ー用のキャンセラーにおいて実施する態様を説明する。

学習期間の後に、本発明の方法によれば、エコー・キャ
ンセラーの種々のパラメータの初期化を行うことができ
る。この期間全体にわたり、上述した特性の学習信号が
送信される。

時間間隔〔ｐ工〕に当り係数の修正量の積分ｍ算により
トランスバーサル・フィルタ１５の係数を初期化するこ
とができる第１ステツプは、第２，４または第５図につ
き前述したようにして正確に実施することができる。エ
コー信号の模擬位相に関するパラメータを初期化するた
めに第２ステツプを実施する態様を説明するため、周波
数オフセットをｉするエコー用のキャンセラーにおいて
この模擬位相を制御する態様を再度考察することが有用
である。例えば、前記フランス特許出願第８００６７４
８号には、その模擬位相が再帰公式 ％式％（８８） に従って制御されるエコー・キャンセラーが記載されて
いる。この再帰公式においてβはｌに対し小さい値を有
する係数であり、この係数によって、次の繰返しにおけ
る位相φ（ｎ＋ｉ）を得るため位相φ（ｎ）に供給すべ
き修正量の大きさが決まる。この制御系では位相修正は
各サンプリング周期において行われる。

第８図は、第６図のエコー・キャンセラーにおいて再帰
公式（８３）を実行する模擬位相発生器６１の基本構成
を示す。前記フランス特許出願の第８図に記載されたこ
の模擬位相発生器は項律（、ｎ　）を形成する回路６２
と、積１（ｎ）−ｇｆ（ｎ）を形成する乗算器６３と、
この積の虚部だけ保持する回路６４とを備える。エコー
信号の実際の位相および模擬位相の間の位相シフトδφ
を構成するこの虚部に、乗算器６６において係数βを乗
算する。回路６４の出力は位相修正量の項β・ｎｍ（ｇ
ｆ（ｎ）・ｇ７ｔｎ））を形成し、この項は加算器６６
およびメモリ６７で構成したアキュムレータにおいて累
算される。このアキュムレータは模擬位相φ（【ｌ〕を
移相回路６０に供給する。模擬位相発生器６１において
、係数βを乗算する乗算器６５は位相制御ループにおけ
る１次のループフィルターの一部として作動し、前記フ
ランス特許出願に記載したように、破線ブロック６８内
に示した回路で構成した２次のループフィルタを使用す
るのが有利であ、器７０およびメモリ７１で構成したア
キュムレータに積ｒ・δφを供給する。乗算器６５の出
力信号と、アキュムレータ７０．７１の出力を加算器７
２において加算する。加算器７２の出力信号はアキュム
レータ６６．６７に供給し、このアキュムレータが模擬
位相φ（ｎ）を送出する。

この制御回路の動作を模擬位相につき継続する以前に、
アキュムレータ６６．６７のメモリの内容およびアキュ
ムレータ７０．７１のメモリの内容につき２つのパラメ
ータの初期化を行つ必要がある。この初期化は、模擬位
相φ（ｎ）に帰する初期値である算出した位相差φ（ｐ
２）−φ（ｐ□〕をメモリ６７に転送し、かつ模擬位相
の初期勾配を規定する量Δω・Ｔをメモリ７１に転送す
ることにより、第２ステツプの終りに行われる。

これら２つの初期鼠を得るため、まず、本発明の方法に
従って１ｔｓ（ｐ、）を算出する。そこで式（２９）を
実現する回路７８を使用する。アキュムレータを構成す
るよう普通の態様で構成配置したこの回路７８は乗算器
６８の出力端子に形成される積εｆ（ｎ）・ｇｆ”（ｎ
）を受信し、時間間隔〔ｐ８〕の始端に零に設定された
後この時間間隔中この積の累算を行う。このようにして
時間間隔〔ｐ、〕の終端に形成された複素Ｎ　ｓ（ｐ、
）は回路７４に供給し、この回路は式（８１）によって
位相差φ（ｐ、）−φ（ｐ□）を形成する。この位相差
φ（ｐ、）−φ（ｐ□）は回路７５に供給し、またこの
回路には時間差（ｐ、）　−（ｐ□〕も供給して式（８
２）の位相変化Δω・Ｔを形成させるようにする。算出
した量φ（ｐｇ）−φ（ｐｏ）およびΔω・Ｔはメモリ
６７および７１へ同時に転送する。

トラッキング期間中模擬位相３（ｎ）を制御するための
、或いは初期設定期間中量５（ｐＢ）を計算するための
上述した例に示すように、エコー信号とエコーコピー信
号との開の位相差を表わす同じ量＊ ｔｆ＜ｎ＞・ｔｆ（ｎ）を用いている。フランス国特許
出顕第８００６７４８号明細書に記載されているような
可変位相を有するエコーに対するキャンセラの他の例で
は、少くとも模擬位相を反復的に制御するのに必要なこ
の位相差を表わす量を他の方法で計算することができる
。これらの例では、帆ｓ（ｐ、）を形成するのに予め計
算した位相差を表わす量を用いるのが好ましいこと明ら
かである。

位相差φ（ｐ、）−φ（ｐｏ）を得る為の式（３１）を
用いる代りに、より一層容易に実行しつるアルゴリズム
を用いることができる。これらのアルゴリズムの１つは
次の帰納的関数式（８４）に応じて極めて速いクロック
速度で補助変数ＩＮＴを更新することにある。

ＩＮＩ’（ｍ＋１）　＝　ＩＮＴ（ｍ）　＋Ｉ　（ＩＩ
ｍＳ（ｐＢ）−ＩＮＴ（ｍ）−ｒ（１）、））−−−（
８４） この式においてｎｍＥｌｆ（ｐ、、）は、すでに規定し
た量５（ｐＢ）の虚数部分であり、ｌは積分定数であり
、ｒ（Ｉ）２）は次式（８５）のいずれかにより計算し
た量である。

（３５） これから１ｔｒ（１）、）は量８（ｐＢ）　（式（８０
）を参照のこと〕の給対値１に１２にほぼ等しいという
ことを示すことができる。

この場合、帰納的関数式（８４）を次式で書き表わすこ
とができる。

ＩＮＴ（ｍ＋１）＝ＩＮＴ（ｍ）（１−７・ｌｋ内＋ｉ
　・ｌｋｌ”５ｉｎ（φ（ｐＢ）−φ（ｐｌ）Ｊこれか
ら、ｒ・ｌｋｌ　　が１よりも小さいものとし。

充分な回数の反復を行なった後、補助変数ＩＮＴが実際
に値 ＩＮＴ（＝−リ＝　５ｉｎ（φ（ｐ、）−φｃｐ、））
になるということが分る。

従って、　ＩＮＴをアドレスとして用いて関数ｓｉｎ’
−”に対するルックアップテーブルを読取ることにより
位相差φ（ｐ８）−φ（ｐ□）を容易に得ることができ
る。

第９図は、信号εｆ（ｎ）およびｔ、、＜　ｎ　＞がら
始めてφ（ｐＢ）−φ（ｐ□）を計算するのにアルゴリ
ズム（８４）をいかに実行するかを示す。ｆｆ１ｓ（ｐ
Ｂ）は第８図に１・・示すように形成され、回路７３の
出方端子に得られる。一方、乗算器７６は式（３６）に
現われる積ｇｊ（ｎ）・ｆ＊（ｎ）を生じる。これらの
積は期間〔ｐ２〕中アキュムレータ回路７７内で累算さ
れ、この回路が量ｒ（ｐＢ）を生じる。帰納的関数式（
８４）・に応じて補助変数ＩＮＴを更新するためには、
加算器７８と、補助変数が入れられているメモリ７９と
より成るアキュムレータを用いる。加算器７８の第１入
力端子はメモリ７９の出力端子に接続し、第２入力端子
は回路８ｏおよび９４を用いて形成□・した檀ｙ−Ｕｍ
ｓ（ｐ、）を受け、第８入力端子は第９図に示すように
接続した回路８２，８１．９５を用いて形成された檀−
７−ＩＮＴ（ｍ）・ｒ（１）２）を受ける。

アキュムレータ７８．７９における累算は変調速度ＶＴ
に比べて極めて高いクロック周波数りで行ない、期間〔
ｐ２〕後実際に極めて早くに量工ＮＴ（ｏＯ）がアキュ
ムレータの出力端子に得られるようにする。この量は関
数８１ｎ　　に対するルックアップテーブル８８におい
て位相差φ（ｐＢ）−φ（ｐ□）を読取るためのアドレ
スとして作用し、この位相差は第８図につき説明したよ
うにして用いられる。

次の帰納的関数式（３６）により補助変数ＩＮＴを生ぜ
しめるものである他のアルゴリズムを用いることにより
、位相差ψ（ｐＢ）−φ（ｐｌ）をより一層簡単に得る
ことかできる。

ＩＮＴ（ｍ＋１）＝ＩＮＴ（ｍ）−７−丁Ｉ。（ｓ”（
ｐ、）−ａｘｐｊ−ＩＮＴ（ｍ）、ｌ　　（８６）式（
３０）により与えられた８（１）、）の値を考慮するこ
とにより帰納的関数式（８６）を ＩＮＴ（ｍ＋１　）＝　ＩＮＴ（ｍ）−ｙ　−ｌｋｌｇ
ｓｉｎ（ＩＮＴ（ｍ）−（φ（ｐ２）−φ（ｐ、、　）
　））として書き表わすことができる。この式の近似式
は ＩＮＴ（ｍ＋１）＝ＩＮＴ（ｍ）（１−７−１に内＋７
−１ｋｌ′２（φ（ｐ２）−φ（ｐ、）Ｊとなる。この
式から分るように、充分な回数の反復を行なった後、補
助変数ＩＮＴはほぼ値ＩＮＴ　（ω）＝φ（ｐ２）−φ
（ｐｏ）となる。

第１０図は１位相差φ（ｐ２）−φ（ｐ工）を得るため
にアルゴリズム（８６）をいかに用いつるかを示す。

第８図に示すようにして形成された射５（ｐ２）は回路
８５に供給され、この回路８５はこの量Ｓ（ｐ、）から
共役複素数８”（１）２）を生ぜしめる。補助変数ＩＮ
Ｔはメモリ８６と加算器８７とより成るアキュムレータ
のこのメモリ８６内に入れられている。

メモリ８６の出力端子は量ｅｘｐ　ｊ・ＩＮＴ（ｍ）を
形成する回路８８に接続する。この鴎には乗ｎ器８９に
よりＳ”（１）ｇ）が乗算される。これにより得られた
積から回路９０により虚数部分が抽出され、これに乗算
器９６により係数ｒが乗ぜられ、これにより得られた積
の正負符号が回路９１により変えられる。この回路９１
の出力端子は加算器８７０入力端子に接続する。アキュ
ムレータ８６．８７における累算は極めて速いクロック
速度で行ない、期間〔ｐ、〕後極めて早くにこのアキュ
ムレータの出力端子に所望の位相差φ（ｐ２）−φ（ｐ
０〕が得られるようにする。

エコーキャンセラを初期設定するのに必要とする位相間
化分Δω・Ｔは、アルゴリズム（３６）を以下の式（８
７）のように変更することにより得ることができる。

充分な回数の反復な行なうことにより、補助変数ＩＮＴ
が値 或いは ＩＮＴ（ｃｔ３）　＝Δω、Ｔ になるということを容易に知ることができる。

アルゴリズム（８６）は第１Ｏ図に示すように、回路８
８に供給される１ｓｔ　ＩＮＴ（ｍ）に係数を乗じる回
路９２（破線で示す）により実行することができる。こ
れにより、アキュムレータ８６゜８７の内容が急速に位
相変化分Δω・Ｔの値となる。

また、アルゴリズム（８６）および（３７）は第１０図
の構成に応じて同様に実行しつる。乗算器９２に供給さ
れる係数は第１の時間区分において値１に固定され、ア
キュムレータ８６．８７は位相差φ（ｐ２）−φ（ｐ工
）を生じ、この位相差が第８図のメモリ６７に伝達され
る。この係数は第２の時間区分においで値 ひフゝゴ馬丁 に固定され、変化分Δω・Ｔが、第８図のメモリ７１と
同じにすることのできるメモリ８６内に得られるように
なる。

ある棺のエコーキャンセラにおいては、複素信号を形成
する為に第１図の回路１８のような回路を用いることな
く実際の受信信号を直接処即することが知られている。

これらのエコーキャンセラにおいては、エコーキャンセ
ラの差分回路１７に一方ではサンプリングされた受信信
号が、他方ではトランスバーサルフィルタ１５から生じ
る複素信号ε（ｎ）の実数部分が供給される。トランス
バーサルフィルタ１５は常に複素データ信号を受け、か
つ常に、第１図の回路１６のような制御回路から供給さ
れる複素係数で作動する。

また本発明による方法は、この種類のエコーキャンセラ
の収斂時間を減少させる。まず最初にリニアエコーキャ
ンセラの場合につき検討する。変復調器の受信路におい
て受信され、当該エコーキャンセラ内で直接用いられる
エコー信号は、第１図のエコーキャンセラの場合の回路
１８によって形成される複素エコー信号の実数部分とみ
なすことができる。この受信エコー信号はサンプリング
後εＲ（ｎ）となり、従って因数％は別としてεＨ＝　
ＩＲｅ　（ε（ｎ）Ｊ＝ε（ｎ）＋ｇ＊（ｎ）と書き表
わすことができる。

これにより、第１の期間中送信されたデータ信号Ｄ（ｎ
）が ５１Ｒ１（ｎ）　＝　Ａ（ｎ）　−ｋ　＋　５（ｎ）　
−ｋ＊（８Ｂ　）の形態のエコー信号εＲ，（ｎ）を生
じるようになる。

本発明の通常の方法により、この信号Ｄ　（ｎ）が自己
相関特性（１４）を有する同期的な学習信号であり、送
信信号に応答して生じたエコー信号が受信される期間〔
ｑ□〕中係微係数正値を積分することによりこれらの係
数が計算される場合には、これらの係数の計算値を一定
な因数は別として のように、或いは式＜８８＞　’Ｅ用いて込（ｑ）−ソ
十Ｅ（ｎ）・ｋ＊＜　８９　）のようにｍｔ単に書き表
わすことができる。ここに１ｉ：　（ｎＪは のような次数Ｎの正方行列である。単一の積分期間（ｑ
、）の終了時に、トランスバーサルフィルタの係数背□
（ｑ）に対するエコー路のインパルス応答パ・のサンプ
ルｋを得るためには、マトリックスＥ（ｎ）を零にする
必要があり１、このことは、条件（１４）すなわち ｉ＝　１．２．・・・、Ｎ−１である）を満足するはか
りではなく、条件 ｉ、＝ｉ、２．・・・、Ｎ−１である）をも満足する必
要のある学習信号Ｄ（ｎ）により達成しうる。

この新たな条件が学習信号Ｄ（ｎ）に課せられないよう
にするために、本発明方法の有利な変形例に応じて、第
１信号Ｄ（ｎ）により得られるエコーが消滅した第２期
間中に異なる学習信号Ｄ＋（ｎ）を送信する。この信号
Ｄ＋（ｎ）は Ｄ＋（ｎ）＝ｊＤ（ｎ） とすることができる。

この送信された信号が のようなエコー信号εＲ，（ｎ）となる。この信号Ｄ＋
（ｎ）に基づいて、トランスパーサルフィルタの係数が
期間〔ｑ２〕中に計算されるものとすると、この計算式
を として書き表わすことができる。

上記の式をεＲ２（ｎ）に対し考慮すると、Ｅ’２（ｑ
）　＝’ｒ＋Ｆ　（ｎ）−に＊（４０）が得られる。こ
こにＦ（ｎ）は のような次数Ｎの正方行列である。Ｄ＋（ｎ）＝ｊＤ　
（ｎ）であるため、Ｆ　（ｎ）＝−Ｅ（ｎ）となる。

従って、式（８９）および（４０）によれば、期間〔ｑ
０〕および〔ｑ２〕中積分により針幹した係数０、（ｑ
）およびＯ，（ｑ）の和を形成することにより、一定の
因数は別として所望の係数、すなわち言（ｑ）＝ゴ（ｑ
）＋も（ｑ）　＝　ｋが得られる。

次に、周波数偏差を有するエコーに対するキャンセラで
あり、また対応する複素信号を形成することなく受信信
号を処理するようにしたキャンセラに本発明方法をいか
に適用しつるかを説明する。

この種類のエコーキャンセラは前述したフランス国特許
出願第８００６７４８号明細書の第１１図に一例として
示されている。このエコーキャンセラは本発明の第６図
に示す一般構造を有するも、トランスバーサルフィルタ
１５の係数を制御する回路１６の制御と、エコー信号の
模擬位相に対する制御回路の制御とに対して実数信号の
みを用いている。

このヨウなエコーギャン七うのパラメータを初期設定す
るために、複素エコー信号を処理する同波数偏差を有す
るエコーに対するキャンセラにつき前述した方法と同様
な方法を用いる。従って、この方法は２つの工程を有し
、そのうちの１つの工程はトランスバーサルフィルタの
係数を初期設定する作用をする工程であり、池の１つの
工程はエコー信号の模擬位相およびこの位相の変化の傾
斜を初期設定する作用をする工程である。しかし、エコ
ー信号の実数部分のみを用いるエコーキャンセラにおい
てこれらの工程の各々を実行するためには、前述したよ
うにまず最初に学習信号Ｄ（ｎ）を送信し、次に信号Ｄ
＋（ｎ）＝ｊ　Ｄ（ｎ）を送信する必要がある。

これらの２つの工程のいずれかの間に送信された信号Ｄ
（ｎ）は ’Ｒ１（ｎ）＝Ｄ（ｎ）−に−ｅｘｐ　ｊφ（ｎ）＋Ａ
＊（ｎ）−に＊−ｅｘｐ−ｊ恢ｎ）の形態の実数エコー
信号εＲ工（ｎ）を生じる。ここにφ（ｎ）はこの関連
の工程中一定であると仮定したエコー信号の位相である
。信号Ｄ＋（ｎ）＝ｊＤ（ｎ）が送信される場合には、 ５Ｒ２（ｎ）＝ｊ　Ｄ（ｎ）　、に−ｅｘｐ　ｊφ（ｎ
）＋ｊｇ”（ｎ）　−ｋ”−ｅＸＩ）−ｊφ（ｎ）の形
態のエコー信号εＲ２（ｎ）が得られる。

従って、信号Ｄ（ｎ）およびεＲ工（ｎ）に対し単一の
期間ＣＩ）１）　（第７図参照）中で係数官□（ｐ）を
計算するだけではなく、第１工程で、この期間に充分接
近した同じ持続時間の第２期間〔ｐ１〕中で信号ｊ　Ｄ
（ｎ）およびｔＲ２（ｎ）に対し係数１．＜ｐｔ　ヲモ
計ｎし、エコー信号の位相がこれら２つの期間中にほぼ
値ψ（ｐｏ）を有するようにする。上述したところと同
様にして、このようにして計算した係数の和は、係数外
は別として以下の値を有する。

曾（ｐ）＝英（ｐ）十九（ｐ）＝ν・ｅｘｐ　ｊφ（ｐ
ｏ）学習期間の残存期間中、トランスバーサルフィルタ
の係数はこの値に固定され、これにより位相φ（ｐ□）
を有するエコー信号を補償する。

第２の工程を実行しうる方法は、複素エコー信号に対し
前述され、式（２９）によるｆｉ　５（ｐ２）の計算に
基づいた方法に近似させる必要がある。この方法では、
量Ｓ□（ｐ２）が信号Ｄ（ｎ）およびεＲ工（ｎ）に対
し期間〔ｐ２〕中に計算され、 となる。次に、〔ｐ、〕に充分接近した同じＩｆ続時間
の期間（ｐ、’　）中に信号Ｄ＋（ｎ）＝ｊ　Ｄ（ｎ）
およびεＲ２（ｎ）に対し量５２（ｐ、Ｊが計算され、
エコー信号の位相が同じ値φ（ｐ、）を有し、 となるようになる。前述したところと同様に、２つのｈ
ｉｓ、（１）２）および５２（ｐ２）の和を形成するこ
とにより、喰５（ｐ２）が Ｓ（ｐｇ）−ｓｌ（ｐ２）＋ｓ２（ｐｇ）　Ｉ　１ｋ１
２−ｅｘｐ　ｊ（φ（ｐ２）−ψ（ｐ□）１として得ら
れることが分る。このようにして計算されたｔｉｔｓ（
ｐ２）は式（８０）の値と全く同じ値を有する。これか
ら、前述したのと同じ計算式すなわち同じアルゴリズム
により、エコーキャンセラの模擬位相発生器のメモリに
伝達すべき初１１１１位相差φ（ｐ２）−φ（ｐｏ）お
よび初期位相変化分Δω・Ｔを得ることができる。

第２の工程を実行しつる他の方読は、量ｓ、（ｐ２）お
よびＳ、（１）２）ではなく量Ｓ、’（Ｒ２）およびｓ
；　（ｐ２）を計算し、 を得る方法である。ここにεｔ（ｎ）＝：ＣＩｍ　（ε
ｆ（ｎ）、）である。これらの２つの量Ｓ′、（ｐ、）
および５Ｑ（ｐ、）を加算することにより、量 ｓ’（ｐｇ）＝＃、（ｐ、）＋ｓ’（ｐ、）＝＋）＋に
＋　　５ｉｎ（φ（ｐ２）−φ（Ｐ、））が得られるこ
とが分る。この量Ｓ’（１）２）から位相差φ（ｐ２）
−φ（ｐ工）および位相変化分Δ０）・Ｔを得ることが
できる。

第２の工程に対する後者の方法においては、量Ｂ／□（
ｐ、）およびＳ’、（ｐ２）の計算に必要な乗算が２つ
の実数信号のみに関連し、従ってこの乗算は実数信号お
よび複素信号に関連する量Ｓ□（ｐｇ）および５２（ｐ
、　）を計算する池の方法に必要な乗算よりも簡単にな
る。後者の方法は、同じ実数信号の積に比例する補正に
より模擬位相が制御されるフランス国特Ｗｒ第８００６
７４８号明細書の第１１図のエコーキャンセラを初期設
定するのに特に適している。また、量Ｓ工（ｐ２）、５
２（ｐ、ン％　Ｓ’１（ｐＳＩ）、Ｓ’２（ｐ、）を計
算する前述した式においては、受信した実数信号εＲ，
（ｎ）およびεＲ２（ｎ）を対応する差信号ｅ工（ｎ）
およびｅ、（ｎ）で置換することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明方法を適用し得るモーデムに配列された
エコーキャンセラの構成を示す構成配置図Ｎ 第２図は本発明による係数計算回路の１例を示す構成配
置図、 第８図は係数計算回路の動作を説明するための信号ダイ
ヤグラム、 第４及び５図は係数言Ｉ算路の他の例を示ず構成１・□
配置図、 第６図は周波数オフセントによるエコーキャンセラの例
を示ず構成配置図、 第７図は周波数オフセットによるエコーキャンセラに適
ｖ１１する本発明方法を説明するための同波数オフセッ
トエコー信号の位相を時間の関数として示す特性図、 第８図は１Ｍ波数オフセントによるエコーキャンセラに
、本発明方法を実施する装置を適用した場合を示す説明
図、 第９及び１０図は位相差及び位相変化を与えて・周波数
オフセットによるエコーキャンセラを初期設定する処理
回路の２例を示す構成配置図である。 １・・・送信［２・・・変調器 ３・・・受信路　　　　　　４・・・受信機５・・・結
合回路　　　　　６・・・伝送路７・・・符号化回路　
　　　８・・・周波数発生回路９・・・加算回路　　　
　　１１．１２・・・帯域通過フィルタ１８・・・加算
回路 １５・・・トランスバーサルフィルタ １６・・・係数制御回路 １７・・・差分回路 １９・・・サンプルホールド回路 ２０・・・低域通過フィルタ　２５・・・複素学習信号
発生器２６．８８，８６．４１・・・メモリ ２９．８０，４０，４２，４２（０）〜４２（Ｌ−１）
、５０（０）・・・乗算器８１・・・ゲート １３２．４４．４４（１）　〜４４（Ｌ−１）、５２（
１）　〜ｂ２（Ｌ−１）＝加算器！３５．４５・・・イ
ンダクタ　　　８８・・・トランスバーサルフィルタ５
１（０）〜５１（Ｌ−２）・・・レジスタ６０・・・移
相回路　　　　　６１・・・模擬位相発生器６７・・・
メ＝モ＋）　　　　　　　　　６８・・・２次ル−プフ
ィルタ７１・・・メモリ　　　　　　７６・・・乗Ｗ、
器７７・・・アキュムレータ回路 ７８・・・加算器　　　　　　７９・・・メモリ８８・
・・ルックアップテーブル ８６・・・メモリ　　　　　　８７・・・加算器８９　
、９６・・・乗算器。 特許出願人　　テレコミユニカシオン・ラジオエレクト
リック・工・テレホニク・テ・アー ル・テ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １２線回線に結合された一方向送信および一方向受信回
   線間に送受信配置として接続されタエコーキャンセラで
   、Ｎ個の可制御係数ヲ有するトランスバーサルフィルタ
   を有し、送信回線に供給された信号より導出される信号
   を処理し、さらに差分回路を有し、受信回線内の信号と
   、トランスバーサルフィルタの出力信号とよりそれぞれ
   形成される２つの信号間の差信号を形成し、送信回線に
   供給芒れる信号に応じ受信回線に生ずるエコー信号を打
   消すに用いるエコーキャンセラの収斂時間を減少させる
   方法Ｑこおいて、 −Ｔをデータ間隔とするとき、瞬時ｎ１’に送出される
   データにより構成され、少くともＮＴに等しい期間ＬＴ
   後に周期的に反復され、次式で表わされる特性を有する
   トレーニングデータ信号Ｄ（ｎ）を送出する工程、に対
   し） ただし・旦およびｒはデータ信号Ｄ（ｎ）のデータと複
   素共役値である・ 一前記トレーニングデータ信号に応じて生ずるエコー信
   号の出現の瞬時後にトランスバーサルフィルタの係数を
   次式によって酊算する工程、 式中、 ＣｏおよびＣは、それぞれ係数の計算期間の初めと終り
   におけるトランスバーサルフィルタのＮ係数のベクトル
   １ ｅ（ｎ）は差信号、 →＊ Ｄ　（ｎ）はトランスバーサルフィルタ内にり□蓄積さ
   れたＮデータの複素共役値のペクトＩＬ’ｓ σ２は各送信データのパワーを表わす定数項、である、 各工程を少くとも有することを特徴とするエコーキャン
   セラ〜の収斂時間減少方法。 ９．２線回線に結合された一方向送信および一方向受信
   回線間に送受信配置として接続されたエコーキャンセラ
   で、Ｎ個の可制御係数を有スルトランスバーサルフィル
   タを有し・送信回線に供給された信号より導出される信
   号を処理し、さらに差分回路を有し、受信回線内の信号
   と、トランスバーサルフィルタの出力信号とよりそれぞ
   れ形成される２つの信号間の差信号を形成し、送信回線
   に供給されるｄＯ酸成分含まない信号に応じ受信回線に
   生ずるエコー信号を打消すに用いるエコーキャンセラの
   収斂時間を減少させる方法において・−Ｔをデータ間隔
   とするとき・瞬時ｎＴに送出されるデータにより構成さ
   れ為少くともＮＴに等しい期間ＬＴ後に周期的に反復さ
   れ、次式で表わされる特性を有するトレーニングデータ
   信号Ｄ（ｎ）を送出する工程、に対し） ただし、亘およびｑ＊はデータ信号Ｄ（ｎ）のデータ蔦
   と複素共役値である、 −前記）レーエングデータ信号に応じて生ずるエコー信
   号の出現の瞬時後にトランスバーサルフィルタの係数を
   次式によって計算する工程、 式中、 ｃｏおよびＣは、それぞれ係数の計算期間の初めと終り
   におけるトランスバーサルフィルタのＮ係数のベクトル
   、 ｅ（ｎ）は差信号、 Ｄ　（ｎ）はトランスバーサルフィルタ内に蓄積された
   Ｎデータの複素共役値のベクトル、 σ２は各送信データのパワーを表わす定数項、である、 各工程を少くとも有することを特徴とするエコーキャン
   セラへの収斂時間減少方法。 ＆　前記係数の計算期間中適用すべきフィルタの係数を
   零に維持し、かつ係数計算の前記式中、Ｏｏを零とし、
   差信号ｅ（ｎ）を受信信号ε（ｎ）に等しくしたことを
   特徴とする特許請求の範囲第１項または第２項記載の方
   法。 森　受信信号より導出される実信号と、トランスバーサ
   ルフィルタの出力より導出される実信号の２つの実信号
   間の差より得る複素信号が差信号ｅ（ｎ）であるエコー
   キャン七うに用いられ、 トランスバーサルフィルタの係数ベクトルＣＧ！単一ル
   −ニングデータ信号Ｄ（ｎ）の送出中に引算される特許
   請求の範囲第１項ないし第８項のいずれかに記載の方法
   。 ＆　受信信号より導出される実信号と、トランスバーサ
   ルフィルタの出力より導出される実信号の２つの実信号
   間の差より得た実信号が差信号ｅＣｎ）であるエコーキ
   ャンセラに用いられ、 トランスバーサルフィルタの係数ベクトル０は第１トレ
   ーニングデータ信号Ｄ（ｎ）の送出中に計算される係数
   と、第２トレーニングデータ信号ｐ　＋　（ｎ）　−ｊ
   Ｄ（ｎ）の送出中に引算される係数との和を作ることで
   形成する特許請求の範囲第１項ないし第８項のいずれか
   に記載の方法。 ａ　トレーニングデータ信号Ｄ（ｎ）、またはｊＤ（ｈ
   ）に応じて生ずるエコー信号以外に、遠隔送受信装置よ
   り送出されるトレーニングデータ信号Ｇ（ｎ）　、また
   １ｊｊＧ（ｒｌ）で、信号Ｇ（ｎ）は前記信号Ｄ（ｎ）
   と同特性を有している信号の送出に応じて生ずる信号を
   受信するローカル送受信装置に使用され、 信号Ｄ（ｎ）　：Ｆ３よびＣ＋Ｃｎ）は、ざらに次の特
   性を有すること、 （または−一１） （圭およびｉ′が０く土くＮ−１で０くｉ／くＮ−１に
   対し］ ここで、りは、データ信号Ｇ（ｎ）のデータである特許
   請求の範囲第１項ないし第５項のいずれかに記載の方法
   。 Ｉ　トレーニングデータ信号以外Ｇこ遠隔送受信装置よ
   りの任意のデータ信号の送出に応じて生ずるノイズ信号
   を受信するローカル送受信装置に使用するものであり、 Ｒを残留エコー信号のパワーと、ノイズ信号のパワーの
   比の所望の値とするとき、Ｌ／ＮがはぼＲに等しく選定
   した期間ＬＴ間に係数を計算する特許請求の範囲第１項
   ないし第５項のいずれかに記載の方法。 ＆　Ｎ個の可制御係数を有するトランスバーサルフィル
   タ以外に該トランスバーサルフィルタの出力と差分回路
   の入力との間に接続され・前記差信号内のエコーの位相
   を補償するため・位相発生回路よりのシュミレート位相
   を受信する移相回路を有し、周波数オフセットしたエコ
   ーキャンセラに使用され、 −それぞれ同じ時間長ＬＴを有する２つの時間間隔〔ｐ
   □）ｌ（ｐ、）中に前記トレーニングデータ信号Ｄ（ｎ
   ）を送出し、その間においてエコー信号の位相はＦｊＣ
   ｐ、）　、０（ｐ、）で・これらはほぼ一定であり、ま
   た前記２つの時間間隔は、グ（ｐ２）−ダ（ｐ工）が認
   識し得る大きさとなるように選択する工程、一時間間隔
   〔ｐ□〕中にトランスバーサルフィルタの計算を行う工
   程、 −時間間隔〔ｐ２〕中に、 ・　トランスバーサルフィルタの係数をそれらの計算値
   に維持する、 Φ　移相回路に供給されるシュミレート位相を零に維持
   する、 ・　一方は移相回路の出力より導出され、他方は差信号
   （または受信信号）より導出される２つの係数の積を累
   算することにより得られる量８（ｐｇ）を計算する、工
   程１ −　時間間隔〔ｐ８〕の終りにおいて、前記量８（ｐｇ
   ）より位相差項バＰｇ）−グ（ｐ□）を導出する演算工
   程と１該位相差項より次式を用いて位相変化項Δω・Ｔ
   を導出する演算工程ま ただし式中、 Δω、は周波数オフセットに対応する角周波数変化を表
   わし、１．−１□、は時間間隔（１）ｇ）と〔ｐ□〕間
   の平均時間差であり、かく形成した２つの項を前記位相
   発生回路の起動に用いる工程１ の各工程を少くとも具えてなることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項ないし第３項のいずれかに記載の方法。 ９、一方が受信信号より導出され、他方が移相回路の出
   力信号より導ａ８される２つの複素信号間の差より得ら
   れる複素信号が差信号ｅ（ｎ）であるエコーキャンセラ
   に使用され、 トランスパーサ／Ｉ／フィルタの係数ベクトルＣと前記
   量５（１）２）は、単一のトレーニング信号Ｄ（ｎ）を
   送出中に計算する特許請求の範囲第８項記載の方法。 １０、　一方が受信信号より導出され、他方が移相回路
   の出力信号より導出される２つの実信号間の差より得ら
   れる実信号が差信号ｅ（ｎ）であるエコーキャンセラに
   使用され、 トランスバーサルフィルタの係数ベクトルＣは、第１ト
   レーニングデータ信号Ｄ（ｎ）の送出中に計算される係
   数と、第２トレーニングデータ信号淘Ｄ’＋（ｎ）　−
   ｊＤ（ｎ）の送出中に計算される係数との和を作成する
   ことによって得られ、 前記ｊｉｓ（ｐ、）は、第１トレーニングデータ信号Ｄ
   （ｎ）の送出中に計算される量Ｓ□（ｐ、）と、第２ト
   レーニングデータ信号Ｄ＋（ｎ）の送出中に計算される
   臆ｓ、（ｐ、）の和を作成することによって得られる特
   許請求の範囲８記載の方法。 ｌＬ　　量Ｓ（ｐ、）　、　Ｓ、ＣＰ、）またはＳ、　
   （ｐ、　）の計算は次の２つの式のいずれかによって行
   われる、ただし式中、 ｇｆ（ｎ）は移相回路より供給される信号６ｆ（ｎ）の
   共役値、 ｇ　ｒ　（ｎ　）は受信信号より導出される複素信号ま
   たは実信号である、 特許請求の範囲９または１０記載の方法。 １区　鼠Ｓ、（ｐｇ）またはＳ、（ｐ、）の計算は次の
   ２式の何れかで行われる、 ただし式中、 ε、（ｎ）は移相回路より供給される信号の虚数部であ
   る特許請求の範囲ｌＯ記載の方法。 １＆　位相差φ（１）ｇ）−φ（ｐｏ）を形成するため
   時間間隔〔ｐ２〕の終りにおける演算工程は、次式によ
   る位相差を計算することよりなる、ただし式中、 ｍｅ（ｓ（ｐ、））およびＩＩＩ（Ｓ（１）２））はＰ
   ｉｔｓ（１）、）の実数部および虚数部である特許請求
   の範囲１１記載の方法。 １４　　時間間隔〔ｐ、〕の間に鷺ｒ（ｐ、）を計算し
   、さらに次の２式の何れかで計算し、 また時間間隔〔ｐ２〕の終りにおいて位相差φ（１）Ｉ
   Ｂ）−φ（ｐｏ）を形成する演算処理が、−次の漸化式
   によって補助変数ＩＮＴを高速でアップデートシ、比較
   的に短時間内に補助変数が実際上最終値ＩＮＴ（００）
   となる如くする工程、 工ＮＴ（ｍ”　”　）−Ｉ　ＮＴ（ｍ）＋ｒｎｍ（Ｓ（
   ｐｇ　））　−ｒ　・ＩＮ　Ｔ（ｍ）　ｒ（ｐｓ　）−
   次式により位相差φ（Ｐｇ）−φ（ｐｏ）を計算する工
   程、 φ（ｐ、）−φ（ｐ、）　−ａｒｃ　５ｉｎ（ＩＮＴ　
   （００））を有してなる特許請求の範囲１１記載の方法
   。 ｌＬ　時間間隔〔ｐ、〕の終りにおいて、位相差φ（ｐ
   、）−φ（ｐ工）を形成する演算処理が、次の漸化式に
   よって補助変数ＩＮＴｏを高速でアップデートし、比較
   的に短時間内にこの補助変数が、位相差φ（ｐｇ）−φ
   （ｐ□）に等しい最終値となるようにする、 ＩＮＴｇ　（ｍ＋１　）−ＩＮＴｏ（ｍ）−ｒＩＩｍ（
   ｓ’ｔｐ２）　・ｅＸＰＵ　’　Ｉ　ＮＴ（１（”））
   特許請求の範囲１１記載の方法。 １６　　次式によって前記補助変数ＩＮＴｏを高速でア
   ップデートし、比較的に短時間内にこの補助変数が位相
   変化Δω・Ｔに等しい最終値となる如くして、位相変化
   Δω・Ｔを求める、特許請求の範囲１５記載の方法。 １７、　　エコーキャンセラのトランスバースフィルタ
   の係数を計算するため、 一任意の瞬時ｎＴにおいて、トランスバースフィルタ内
   に蓄積されたＮ個のデータのＮ個の複素共役値と、差信
   号（または受信信号）との積を形成する計算手段、 −重み係数″／ａｔｔ”　）によってこれらの積の重み
   を計算する計算手段、 開期間ＬＴの初めより終り迄の間にかく重みをつけた積
   を累算し、この時間間隔の終りにおいてこれらの累算で
   得た適用フィルりの所望係数を同時に導出する累算手段
   、 を具えたことを特徴とする２ｍ回線に結合された一方向
   送信および一方向受信回線間に送受信配置として接続さ
   れたエコーキャンセラで、Ｎ個の可制御係数を有するト
   ランスバーサルフィルタを有し、送信回線に供給された
   信号より導出される信号を処理し、さらに差分回路を有
   し、受信回線内の信号と、トランスバーサルフィルタの
   出力信号とよりそれぞれ形成される２つの信号間の差信
   号を形成し、送信回線に供給される信号に応じ受信回線
   に生ずるエコー信号を打消す昏こ用いるエコーキャンセ
   ラの収斂時間減少装置。 １＆　計算時間間隔の開始時に前記累算手段を零にリセ
   ットし、この時間間隔の終りにおいて累算手段の入力に
   重みをつけた積の到来を阻止する手段を設けた特許請求
   の範囲１７記載の装置。 １９、　　エコーキャンセラのトランスバーサルフィル
   タのＮ個の係数を計算するため、Ｌ個の係数を有する付
   加的トランスバーサルフィルタを設け、その入力信号と
   して差信号（または受信信号）を受信し、計算時間の間
   メモリに蓄積されたＬ個のデータの複素共役値を係数と
   して使用し、加重係数”＜ｖ２＞によって重みをつけた
   出力信号を供給し、これを期間ＮＴの時間間隔のウィン
   ドウを通じて送出し、エコーキャンセラのトランスバー
   サルフィルタの所望のＮ個の係数を順次形成することを
   特徴とする特許請求の範囲１７記載の装置。 ２０　　量５（１）２）の計算のため、−任意の瞬時ｎ
   Ｔにおいて移相回路の出力信号より導出した信号と、差
   信号（または受信信号）より導出した信号との積を求め
   る計算手段、 開期間ＬＴの時間間隔〔ｐ２〕の初めより終りまでに前
   記積の累算を行う累算手段、 −ｉ　８（ｐ、）を処理し、これより位相差φ２−φ、
   と１位相変化Δω・Ｔを求める処理回路とを具えてなる
   特許請求の範囲１７記載の装置。