JPS6252492B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6252492B2 JPS6252492B2 JP8742582A JP8742582A JPS6252492B2 JP S6252492 B2 JPS6252492 B2 JP S6252492B2 JP 8742582 A JP8742582 A JP 8742582A JP 8742582 A JP8742582 A JP 8742582A JP S6252492 B2 JPS6252492 B2 JP S6252492B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- tap coefficient
- training
- echo
- output
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
〔発明の技術分野〕
本発明は、２線−４線変換に伴なう平衡回路の
不整合による反響特性をトレーニング信号を用い
てプリセツト的に同定し、受信側においてエコー
を打消すエコー・キヤンセラに関する。 〔発明の技術的背景とその問題点〕 第１図は、タツプ係数可変のトランスバーサ
ル・フイルタを用いたエコー・キヤンセラの一般
的な構成例を示したもので、１はトランスバーサ
ル・フイルタ、２はこのトランスバーサル・フイ
ルタ１に与えるべきタツプ係数を記憶するメモ
リ、３はこのタツプ係数を決定する回路、４はハ
イブリツド・トランス、５は反響路入力信号をサ
ンプルしてデイジタル値に変換するＡ／Ｄ変換
器、６は反響路からのエコー信号をサンプルして
デイジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器、７はトラ
ンスバーサル・フイルタ１から出力される反響路
の擬似エコー信号とＡ／Ｄ変換器６の出力のエコ
ー信号を減算する減算器、８はこの減算器７の出
力、つまりエコー信号をキヤンセルした後の残差
信号をアナログ値に変換して出力するＤ／Ａ変換
器である。 このエコー・キヤンセラの動作を簡単に説明す
る。反響路入力信号ｘ(t)のkT時刻におけるサン
プル値をｘk、反響路からのエコー信号ｅ(t)の
kT時刻におけるサンプル値をｅkとする。同様
に、ここではすべてＴ時間ごとにサンプルされた
信号を対象とする。さて反響路のインパルス・レ
スポンスをｈiとすると、エコー信号ｅkは と表わせる。一方、Ｎタツプトランスバーサル・
フイルタ１の出力である擬似エコー信号ｅk′はタ
ツプ係数をC0，C1，…，ＣN-1とすると となる。従つて、もしタツプ係数をC0＝h0，C1
＝h1，…，ＣN-1＝ｈN-1のように設定すれば、減
算器７の出力の残差信号ｒkは となつてエコー信号が打消されることがわかる。
ただしＮはｈi≒０（ｉＮ）となるように十分
大きく選んであるものとする。 以上より、エコーキヤンセラにおいてはトラン
スバーサル・フイルタ１のタツプ係数は反響路の
インパルス・レスポンスと等しくすれば良いこと
がわかる。反響路のインパルス・レスポンスを求
める最も簡単な方法は、反響路にインパルスを入
力し、反響路からの応答を観測することである。
しかし通常、エコー信号には回線ノイズも含まれ
ているので、一度の観測では不充分である。イン
パルス・レスポンスを正確に求めるためには、繰
り返しインパルスを反響路に入力しその観測結果
を加算平均する必要があるが、そうするとタツプ
係数の決定に要する時間が長くなるという問題が
生じる。 タツプ係数を決定する他の方法としては、最急
降下法がある。これは、反響路入力信号ｘkとエ
コー・キヤンセラでエコー信号を打消した後の残
差信号ｒkを用いて、タツプ係数を Ｃｋ ｉ＝Ｃｋ−１ ｉ＋αｒk・ｘk-i …(4) のように逐次的に修正する方法である。ただし、
Ｃｋ ｉはｋ回目の修正が終了した後のタツプ係数Ｃi
を示す。この方法は特殊なトレーニング信号系列
が不要で、従つて反響路特性が変動する場合でも
アダプテイブに追従するという特徴を有する反
面、回線接続時タツプ係数の初期収束に要する時
間が長くなつてしまう。 タツプ係数の収束速度を速くするためにカルマ
ン・フイルタを用いることも提案されている（板
倉、西川、“カルマン・フイルタを用いたエコー
キヤンセラのアルゴリズムとその簡略化”電子通
信学会論文誌 Vel J62−Ａ No.１ P50）。しか
しこの方法はカルマン・フイルタのアルゴリズム
が多大な計算量を必要とするので、現実的でな
い。 〔発明の目的〕 本発明の目的は、複雑な演算操作を行なうこと
なく短時間でタツプ係数の初期トレーニングを行
なうことができるエコー・キヤンセラを提供する
ことである。 〔発明の概要〕 この発明の概要を第２図を用いて説明する。第
２図において、ｈは反響路の０時点かからＮ−１
時点までのインパルス・レスポンスをベクトル表
現したもので ｈ＝（h0，h1，h2，…ｈN-1）t （ｔは転置を表わす。） である。またＣはエコーキヤンセラにおけるトラ
ンスパーサル・フイルタのタツプ係数をベクトル
表現したもので Ｃ＝（C0，C1，C2，…ＣN-1）t である。ｎkは除去不可能な信号成分であつて、
反響路のＮ時点以降のインパルス・レスポンスに
よつて生起するエコー信号と回線ノイズよりな
る。v0，v1，v2，…ｖk-1は系列長Ｋのトレーニ
ング信号系列である。後の数式表現を簡便にする
ため、トレーニング信号系列を書き並べたベクト
ル Ｖk＝（ｖk，ｖk-1，ｖk-2，…ｖk-N+1）t を定義しておく。 本発明に係るエコー・キヤンセラはLeast
Squares法を基本としている。Least Squares法
は、残差信号電力の総和 を最小にするようＣを決定するものである。式(5)
をＣで偏微分し、０とおくと 従つてＰを最小にするタツプ係数は 但し、 で求まる。式(7)によりタツプ係数Ｃを求めるには
V-1なるＮ×Ｎ次の逆行列を計算しなればならな
い。しかし、これに必要な演算量はN2に比例し
て増大するため、実現可能なＮの値は非常に制限
される。そこで通常のLeast Squares法は上式を
直接に計算するのではなく、逐次的に求めるよう
に変形してある。 ところがv0，v1，…，ｖK-1という一定のトレ
ーニング信号系列を用いてタツプ係数をトレーニ
ングする場合にはV-1は定数行列となるので、こ
のV-1を予め計算して例えばメモリに記憶させて
おけば、トレーニング時にはこのメモリの内容を
単に参照すれば良い。これにより計算量の大幅な
減少を図ることができる。本発明は、このような
原理に基くものである。 このトレーニング法により正しくタツプ係数が
求まることを示すために、反響路におけるノイズ
ｎkをまず無視して検討してみる。反響路のイン
パルス・レスポンスｈはトレーニングの間変化し
ないものとすれば、ｅk＝ｈtＶkより すなわち、V-1が存在するようトレーニング信
号系列v0，v1，…，ｖk-1を選んでおけば（この
ためには少くともＫ2N−１でなければならな
い）、上記のトレーニング法により正しくタツプ
係数が求まることがわかる。 次に、このトレーニング法によりトレーニング
終了後、エコーキヤンセラのタツプ係数を固定
し、このエコーキヤンセラによつて音声信号系列
｛ｘk｝によるエコーのキヤンセリングをおこなつ
た場合の残差信号電力を考える。この場合の残差
信号電力の期待値は ε＝σ２｛１＋１／Ｋ−Ｎ＋１ Trace（RV-1）｝…(10
) となる。但し、音声信号系列｛ｘk｝と回線ノイ
ズ系列｛ｎk｝は無相関と仮定した。音声信号系
列｛ｘk｝は定常系列であつて、 Ｒはその共分散行列 また、｛ｎk｝は白色雑音系列であつて、σ２はそ
の電力とする。 ここでTrace（RV-1）はトレーニング信号系列
長Ｋによらないある一定値（≫１）をとると仮定
すると、式(10)よりＫが比較的短い時は、残差信号
電力εはＫ−Ｎ＋１に反比例して減少することが
わかる。また、Ｋ→∞にすればＣ→ｈ、ε→σ２
となつて、上記のトレーニング法により最適なタ
ツプ係数が得られることがわかる。ところで となるようトレーニング信号系列v0，v1，…ｖk-
１を選んだ場合には式(10)は次のようになる。 2は音声信号系列｛ｘk｝の平均電力。｛ｘk｝
は定常と仮定しているので、サフイクスｋは省略
した。 トレーニング信号系列の平均電力δ２が音声信
号系列の平均電力2と等しいとすれば ε＝σ２（１＋Ｎ／Ｋ−Ｎ＋１） …（13） これによれば、残差信号電力εを２σ２まで減少
するのに必要なトレーニング信号系列長ま2N−
１であり、極めて短い。実際式（13）はカルマ
ン・フイルタを用いた場合のタツプ修正回数と残
差信号電力の関係と全く同一であつて、前記トレ
ーニング法で必要とされるトレーニング時間は非
常に短時間である。 また、式（13）より残差信号電力εは音声信号
系列の共分散行列Ｒに依存しないことがわかる。
これは、トレーニング信号系列の長さＫを決める
際に大変都合の良い性質である。すなわち、εと
σ２の比λ＝ε／σ２を指定することにより、式
（13）によりＫを容易に決定できるのである。 また、Ｖを式(11)のような対角行列にすれば、乗
算の回数をさらに減少することができ、V-1の要
素も１ワードのメモリに記憶保持しておくか、あ
るいは後述するように乗算器の係数の一部として
保持しておくだけでよいことになる。従つて、行
列Ｖは式(11)のように対角要素の等しい対角行列に
することが望ましい。 次に、トレーニング信号系列v0，v1，…ｖk-1
の発生法を述べておく。トレーニング信号系列と
しては、例えば
不整合による反響特性をトレーニング信号を用い
てプリセツト的に同定し、受信側においてエコー
を打消すエコー・キヤンセラに関する。 〔発明の技術的背景とその問題点〕 第１図は、タツプ係数可変のトランスバーサ
ル・フイルタを用いたエコー・キヤンセラの一般
的な構成例を示したもので、１はトランスバーサ
ル・フイルタ、２はこのトランスバーサル・フイ
ルタ１に与えるべきタツプ係数を記憶するメモ
リ、３はこのタツプ係数を決定する回路、４はハ
イブリツド・トランス、５は反響路入力信号をサ
ンプルしてデイジタル値に変換するＡ／Ｄ変換
器、６は反響路からのエコー信号をサンプルして
デイジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器、７はトラ
ンスバーサル・フイルタ１から出力される反響路
の擬似エコー信号とＡ／Ｄ変換器６の出力のエコ
ー信号を減算する減算器、８はこの減算器７の出
力、つまりエコー信号をキヤンセルした後の残差
信号をアナログ値に変換して出力するＤ／Ａ変換
器である。 このエコー・キヤンセラの動作を簡単に説明す
る。反響路入力信号ｘ(t)のkT時刻におけるサン
プル値をｘk、反響路からのエコー信号ｅ(t)の
kT時刻におけるサンプル値をｅkとする。同様
に、ここではすべてＴ時間ごとにサンプルされた
信号を対象とする。さて反響路のインパルス・レ
スポンスをｈiとすると、エコー信号ｅkは と表わせる。一方、Ｎタツプトランスバーサル・
フイルタ１の出力である擬似エコー信号ｅk′はタ
ツプ係数をC0，C1，…，ＣN-1とすると となる。従つて、もしタツプ係数をC0＝h0，C1
＝h1，…，ＣN-1＝ｈN-1のように設定すれば、減
算器７の出力の残差信号ｒkは となつてエコー信号が打消されることがわかる。
ただしＮはｈi≒０（ｉＮ）となるように十分
大きく選んであるものとする。 以上より、エコーキヤンセラにおいてはトラン
スバーサル・フイルタ１のタツプ係数は反響路の
インパルス・レスポンスと等しくすれば良いこと
がわかる。反響路のインパルス・レスポンスを求
める最も簡単な方法は、反響路にインパルスを入
力し、反響路からの応答を観測することである。
しかし通常、エコー信号には回線ノイズも含まれ
ているので、一度の観測では不充分である。イン
パルス・レスポンスを正確に求めるためには、繰
り返しインパルスを反響路に入力しその観測結果
を加算平均する必要があるが、そうするとタツプ
係数の決定に要する時間が長くなるという問題が
生じる。 タツプ係数を決定する他の方法としては、最急
降下法がある。これは、反響路入力信号ｘkとエ
コー・キヤンセラでエコー信号を打消した後の残
差信号ｒkを用いて、タツプ係数を Ｃｋ ｉ＝Ｃｋ−１ ｉ＋αｒk・ｘk-i …(4) のように逐次的に修正する方法である。ただし、
Ｃｋ ｉはｋ回目の修正が終了した後のタツプ係数Ｃi
を示す。この方法は特殊なトレーニング信号系列
が不要で、従つて反響路特性が変動する場合でも
アダプテイブに追従するという特徴を有する反
面、回線接続時タツプ係数の初期収束に要する時
間が長くなつてしまう。 タツプ係数の収束速度を速くするためにカルマ
ン・フイルタを用いることも提案されている（板
倉、西川、“カルマン・フイルタを用いたエコー
キヤンセラのアルゴリズムとその簡略化”電子通
信学会論文誌 Vel J62−Ａ No.１ P50）。しか
しこの方法はカルマン・フイルタのアルゴリズム
が多大な計算量を必要とするので、現実的でな
い。 〔発明の目的〕 本発明の目的は、複雑な演算操作を行なうこと
なく短時間でタツプ係数の初期トレーニングを行
なうことができるエコー・キヤンセラを提供する
ことである。 〔発明の概要〕 この発明の概要を第２図を用いて説明する。第
２図において、ｈは反響路の０時点かからＮ−１
時点までのインパルス・レスポンスをベクトル表
現したもので ｈ＝（h0，h1，h2，…ｈN-1）t （ｔは転置を表わす。） である。またＣはエコーキヤンセラにおけるトラ
ンスパーサル・フイルタのタツプ係数をベクトル
表現したもので Ｃ＝（C0，C1，C2，…ＣN-1）t である。ｎkは除去不可能な信号成分であつて、
反響路のＮ時点以降のインパルス・レスポンスに
よつて生起するエコー信号と回線ノイズよりな
る。v0，v1，v2，…ｖk-1は系列長Ｋのトレーニ
ング信号系列である。後の数式表現を簡便にする
ため、トレーニング信号系列を書き並べたベクト
ル Ｖk＝（ｖk，ｖk-1，ｖk-2，…ｖk-N+1）t を定義しておく。 本発明に係るエコー・キヤンセラはLeast
Squares法を基本としている。Least Squares法
は、残差信号電力の総和 を最小にするようＣを決定するものである。式(5)
をＣで偏微分し、０とおくと 従つてＰを最小にするタツプ係数は 但し、 で求まる。式(7)によりタツプ係数Ｃを求めるには
V-1なるＮ×Ｎ次の逆行列を計算しなればならな
い。しかし、これに必要な演算量はN2に比例し
て増大するため、実現可能なＮの値は非常に制限
される。そこで通常のLeast Squares法は上式を
直接に計算するのではなく、逐次的に求めるよう
に変形してある。 ところがv0，v1，…，ｖK-1という一定のトレ
ーニング信号系列を用いてタツプ係数をトレーニ
ングする場合にはV-1は定数行列となるので、こ
のV-1を予め計算して例えばメモリに記憶させて
おけば、トレーニング時にはこのメモリの内容を
単に参照すれば良い。これにより計算量の大幅な
減少を図ることができる。本発明は、このような
原理に基くものである。 このトレーニング法により正しくタツプ係数が
求まることを示すために、反響路におけるノイズ
ｎkをまず無視して検討してみる。反響路のイン
パルス・レスポンスｈはトレーニングの間変化し
ないものとすれば、ｅk＝ｈtＶkより すなわち、V-1が存在するようトレーニング信
号系列v0，v1，…，ｖk-1を選んでおけば（この
ためには少くともＫ2N−１でなければならな
い）、上記のトレーニング法により正しくタツプ
係数が求まることがわかる。 次に、このトレーニング法によりトレーニング
終了後、エコーキヤンセラのタツプ係数を固定
し、このエコーキヤンセラによつて音声信号系列
｛ｘk｝によるエコーのキヤンセリングをおこなつ
た場合の残差信号電力を考える。この場合の残差
信号電力の期待値は ε＝σ２｛１＋１／Ｋ−Ｎ＋１ Trace（RV-1）｝…(10
) となる。但し、音声信号系列｛ｘk｝と回線ノイ
ズ系列｛ｎk｝は無相関と仮定した。音声信号系
列｛ｘk｝は定常系列であつて、 Ｒはその共分散行列 また、｛ｎk｝は白色雑音系列であつて、σ２はそ
の電力とする。 ここでTrace（RV-1）はトレーニング信号系列
長Ｋによらないある一定値（≫１）をとると仮定
すると、式(10)よりＫが比較的短い時は、残差信号
電力εはＫ−Ｎ＋１に反比例して減少することが
わかる。また、Ｋ→∞にすればＣ→ｈ、ε→σ２
となつて、上記のトレーニング法により最適なタ
ツプ係数が得られることがわかる。ところで となるようトレーニング信号系列v0，v1，…ｖk-
１を選んだ場合には式(10)は次のようになる。 2は音声信号系列｛ｘk｝の平均電力。｛ｘk｝
は定常と仮定しているので、サフイクスｋは省略
した。 トレーニング信号系列の平均電力δ２が音声信
号系列の平均電力2と等しいとすれば ε＝σ２（１＋Ｎ／Ｋ−Ｎ＋１） …（13） これによれば、残差信号電力εを２σ２まで減少
するのに必要なトレーニング信号系列長ま2N−
１であり、極めて短い。実際式（13）はカルマ
ン・フイルタを用いた場合のタツプ修正回数と残
差信号電力の関係と全く同一であつて、前記トレ
ーニング法で必要とされるトレーニング時間は非
常に短時間である。 また、式（13）より残差信号電力εは音声信号
系列の共分散行列Ｒに依存しないことがわかる。
これは、トレーニング信号系列の長さＫを決める
際に大変都合の良い性質である。すなわち、εと
σ２の比λ＝ε／σ２を指定することにより、式
（13）によりＫを容易に決定できるのである。 また、Ｖを式(11)のような対角行列にすれば、乗
算の回数をさらに減少することができ、V-1の要
素も１ワードのメモリに記憶保持しておくか、あ
るいは後述するように乗算器の係数の一部として
保持しておくだけでよいことになる。従つて、行
列Ｖは式(11)のように対角要素の等しい対角行列に
することが望ましい。 次に、トレーニング信号系列v0，v1，…ｖk-1
の発生法を述べておく。トレーニング信号系列と
しては、例えば
本発明によればタツプ係数のトランスバーサ
ル・フイルタを用いたデイジタル・エコー・キヤ
ンセラにおいて、複雑な演算操作をおこなわず、
Least Squares法により短時間内にタツプ係数の
初期トレーニングをおこなうことができる。ま
た、初期トレーニング後、タツプ係数を最急降下
法によりアダプテイブに修正することも容易であ
る。 〔発明の実施例〕 第５図は、本発明の一実施例に係るエコーキヤ
ンセラの構成を示したものである。図において、
スイツチ９は反響路入力信号を音声信号とトレー
ニング信号のいずれかに切り換えるものである。
通常このスイツチ９は音声信号側にしてあり、タ
ツプ係数のトレーニングをおこなう時のみトレー
ニング信号側に倒される。トレーニング信号発生
器１０は、トレーニング系列を記憶しておくため
のメモリ１１とそれをアナログ信号に変換するた
めのＤ／Ａ変換器１２により構成されている。ト
ランスバーサル・フイルタ１はシフトレジスタ１
４と乗算器１５および総加算回路１６からなつて
おり、シフトレジスタ１４は反響路入力信号ｘ
（ｔ）をＡ／Ｄ変換器５を介してデイジタル値の
形で記憶する。このシフトレジスタ１４の容量は
Ｎとする。スイツチ１３はシフトレジスタ１４内
に常に最新のＮ個のサンプルが記憶されているよ
う操作される。シフトレジスタ１７はタツプ係数
メモリであり、C0，C1，…，ＣN-1で示したタツ
プ係数を記憶する。毎サンプル期間Ｔの間に、シ
フトレジスタ１４とシフトレジスタ１７は一巡
し、その間に乗算器１５、総加算回路１６におい
て擬似エコー信号 が求められる。反響路からのエコー信号ｅ（ｔ）
はＡ／Ｄ変換器６によつてデイジタル値ｅkの形
にされ、減算器７において擬似エコー信号ｅk′と
の減算が行なわれる。そして、この減算器７より
出力される残差信号ｒkはＤ／Ａ変換器８により
アナログ信号に変換されて出力される。 タツプ係数決定手段はスイツチ１８と第１，第
２の乗算器１９，２０、加算器２１、メモリ２２
および行列演算回路２３によつて構成される。す
なわち、トレーニング時には、スイツチ１８はｅ
k側に倒され、ｅkが第１の乗算器１９に与えられ
る。乗算器１９はサンプル期間Ｔの間にｅkとシ
フトレジスタ１４内にあるＮ個のサンプルｖk，
ＶK-1，…，ｖk-N+1とを順次乗算する。この結果
は、第２の乗算器２０によつて係数１／Ｋ−Ｎ＋１倍さ れ、さらに加算器２１によつてシフトレジスタ１
７の内容と加算され、再びシフトレジスタ１７内
に格納される。この操作により、トレーニング終
了後シフトレジスタ１７には 但し、Ｖk＝（ｖk，ｖk-1，…，ｖk-N+1）t なるベクトルの各要素が記憶される。メモリ２２
は、 の逆行列V-1の各要素を記憶している。トレーニ
ング終了時行列演算回路２３において、シフトレ
ジスタ１７からのＣとメモリ２２からのV-1とが
乗算され、その乗算結果V-1・Ｃが再びシフトレ
ジスタ１７に格納されて最終的なタツプ係数が求
まる。 トレーニング終了後は、スイツチ１８はオフま
たはｒk側に接続される。スイツチ１８をオフに
すれば、以後タツプ係数の修正をおこなわないこ
とになる。また、スイツチ１８をｒk側に接続す
れば、前記最急降下法によりアダプテイブにタツ
プ係数が修正されることになる。 第６図は本発明の他の実施例を示すもので、行
列Ｖが対角要素が等しい対角行列となる場合の例
である。この実施例において、そのほとんどの構
成は第５図と共通である。従つて、第６図におい
て第５図と共通部分については同一番号を付して
示し、その詳細な説明は省略する。第６図におい
て、第５図と異なるのは、メモリ２２と行列演算
回路２３が省略されていることである。行列Ｖが
対角要素が等しい対角行列であるために、これら
の回路は不要となるのである。この場合、行列Ｖ
の逆行列V-1の要素である１／δ２の情報は第２
の乗算器２０の係数１／（Ｋ−Ｎ＋１）δ２の一
部として保持されている。またこの場合のトレー
ニング信号系列としては、例えば前述のチヤープ
系列u0，u1，…ｕk-1を使用すれば良い。
ル・フイルタを用いたデイジタル・エコー・キヤ
ンセラにおいて、複雑な演算操作をおこなわず、
Least Squares法により短時間内にタツプ係数の
初期トレーニングをおこなうことができる。ま
た、初期トレーニング後、タツプ係数を最急降下
法によりアダプテイブに修正することも容易であ
る。 〔発明の実施例〕 第５図は、本発明の一実施例に係るエコーキヤ
ンセラの構成を示したものである。図において、
スイツチ９は反響路入力信号を音声信号とトレー
ニング信号のいずれかに切り換えるものである。
通常このスイツチ９は音声信号側にしてあり、タ
ツプ係数のトレーニングをおこなう時のみトレー
ニング信号側に倒される。トレーニング信号発生
器１０は、トレーニング系列を記憶しておくため
のメモリ１１とそれをアナログ信号に変換するた
めのＤ／Ａ変換器１２により構成されている。ト
ランスバーサル・フイルタ１はシフトレジスタ１
４と乗算器１５および総加算回路１６からなつて
おり、シフトレジスタ１４は反響路入力信号ｘ
（ｔ）をＡ／Ｄ変換器５を介してデイジタル値の
形で記憶する。このシフトレジスタ１４の容量は
Ｎとする。スイツチ１３はシフトレジスタ１４内
に常に最新のＮ個のサンプルが記憶されているよ
う操作される。シフトレジスタ１７はタツプ係数
メモリであり、C0，C1，…，ＣN-1で示したタツ
プ係数を記憶する。毎サンプル期間Ｔの間に、シ
フトレジスタ１４とシフトレジスタ１７は一巡
し、その間に乗算器１５、総加算回路１６におい
て擬似エコー信号 が求められる。反響路からのエコー信号ｅ（ｔ）
はＡ／Ｄ変換器６によつてデイジタル値ｅkの形
にされ、減算器７において擬似エコー信号ｅk′と
の減算が行なわれる。そして、この減算器７より
出力される残差信号ｒkはＤ／Ａ変換器８により
アナログ信号に変換されて出力される。 タツプ係数決定手段はスイツチ１８と第１，第
２の乗算器１９，２０、加算器２１、メモリ２２
および行列演算回路２３によつて構成される。す
なわち、トレーニング時には、スイツチ１８はｅ
k側に倒され、ｅkが第１の乗算器１９に与えられ
る。乗算器１９はサンプル期間Ｔの間にｅkとシ
フトレジスタ１４内にあるＮ個のサンプルｖk，
ＶK-1，…，ｖk-N+1とを順次乗算する。この結果
は、第２の乗算器２０によつて係数１／Ｋ−Ｎ＋１倍さ れ、さらに加算器２１によつてシフトレジスタ１
７の内容と加算され、再びシフトレジスタ１７内
に格納される。この操作により、トレーニング終
了後シフトレジスタ１７には 但し、Ｖk＝（ｖk，ｖk-1，…，ｖk-N+1）t なるベクトルの各要素が記憶される。メモリ２２
は、 の逆行列V-1の各要素を記憶している。トレーニ
ング終了時行列演算回路２３において、シフトレ
ジスタ１７からのＣとメモリ２２からのV-1とが
乗算され、その乗算結果V-1・Ｃが再びシフトレ
ジスタ１７に格納されて最終的なタツプ係数が求
まる。 トレーニング終了後は、スイツチ１８はオフま
たはｒk側に接続される。スイツチ１８をオフに
すれば、以後タツプ係数の修正をおこなわないこ
とになる。また、スイツチ１８をｒk側に接続す
れば、前記最急降下法によりアダプテイブにタツ
プ係数が修正されることになる。 第６図は本発明の他の実施例を示すもので、行
列Ｖが対角要素が等しい対角行列となる場合の例
である。この実施例において、そのほとんどの構
成は第５図と共通である。従つて、第６図におい
て第５図と共通部分については同一番号を付して
示し、その詳細な説明は省略する。第６図におい
て、第５図と異なるのは、メモリ２２と行列演算
回路２３が省略されていることである。行列Ｖが
対角要素が等しい対角行列であるために、これら
の回路は不要となるのである。この場合、行列Ｖ
の逆行列V-1の要素である１／δ２の情報は第２
の乗算器２０の係数１／（Ｋ−Ｎ＋１）δ２の一
部として保持されている。またこの場合のトレー
ニング信号系列としては、例えば前述のチヤープ
系列u0，u1，…ｕk-1を使用すれば良い。
第１図はタツプ係数可変のトランスバーサル・
フイルタを用いたデイジタル・エコー・キヤンセ
ラの一般的構成例を示す図、第２図はエコーキヤ
ンセラの機能を説明する為の数学的モデル図、第
３図ａ，ｂはチヤープ信号系列の振幅特性および
遅延特性を示す図、第４図ａ，ｂはチヤープ信号
系列パターンを示す概略図、第５図は本発明の一
実施例に係るデイジタル・エコー・キヤンセラの
構成図、第６図は本発明の他の実施例に係るデイ
ジタル・エコー・キヤンセラの構成図である。 １……トランスバーサル・フイルタ、２……タ
ツプ係数メモリ、３……タツプ係数決定回路、４
……ハイブリツド・トランス、５……Ａ／Ｄ変換
器、６……Ａ／Ｄ変換器、７……減算器、８……
Ｄ／Ａ変換器、９……スイツチ、１０……トレー
ニング系列発生器、１１……メモリ、１２……
Ｄ／Ａ変換器、１３……スイツチ、１４……シフ
トレジスタ、１５……乗算器、１６……総加算回
路、１７……シフトレジスタ（タツプ係数メモ
リ）、１８……スイツチ、１９……第１の乗算
器、２０……第２の乗算器、２１……加算器、２
２……メモリ、２３……行列演算回路。
フイルタを用いたデイジタル・エコー・キヤンセ
ラの一般的構成例を示す図、第２図はエコーキヤ
ンセラの機能を説明する為の数学的モデル図、第
３図ａ，ｂはチヤープ信号系列の振幅特性および
遅延特性を示す図、第４図ａ，ｂはチヤープ信号
系列パターンを示す概略図、第５図は本発明の一
実施例に係るデイジタル・エコー・キヤンセラの
構成図、第６図は本発明の他の実施例に係るデイ
ジタル・エコー・キヤンセラの構成図である。 １……トランスバーサル・フイルタ、２……タ
ツプ係数メモリ、３……タツプ係数決定回路、４
……ハイブリツド・トランス、５……Ａ／Ｄ変換
器、６……Ａ／Ｄ変換器、７……減算器、８……
Ｄ／Ａ変換器、９……スイツチ、１０……トレー
ニング系列発生器、１１……メモリ、１２……
Ｄ／Ａ変換器、１３……スイツチ、１４……シフ
トレジスタ、１５……乗算器、１６……総加算回
路、１７……シフトレジスタ（タツプ係数メモ
リ）、１８……スイツチ、１９……第１の乗算
器、２０……第２の乗算器、２１……加算器、２
２……メモリ、２３……行列演算回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 反響路入力信号から擬似エコー信号を作成す
るタツプ係数可変のトランスバーサル・フイルタ
と、このトランスバーサル・フイルタに与えるべ
きタツプ係数の値を蓄積するタツプ係数メモリ
と、反響路よりのエコー信号と前記トランスバー
サル・フイルタより出力される擬似エコー信号と
の減算を行なう減算器と、この減算器より出力さ
れる残差信号に含まれるエコー信号成分を小さく
するように前記タツプ係数メモリ内のタツプ係数
の値を決定するタツプ係数決定手段と、トレーニ
ング区間全般にわたつて略非零の信号値を持つト
レーニング信号系列を発生する手段と、このトレ
ーニング信号系列をトレーニング時に反響路入力
信号として与える手段とを備えたエコー・キヤン
セラにおいて、前記タツプ係数決定手段は前記ト
レーニング信号系列のサンプル値をv0，v1，v2，
…ｖk-1とした時、行列 （ただし、ｖk＝（ｖk，ｖk-1，ｖk-2，…ｖk-N+
１）t、Ｋはトレーニング信号系列の長さ、Ｎはト
ランスバーサル・フイルタのタツプ長であり、ｔ
は転置を表わす）の逆行列V-1の要素の情報を予
め保持し、e0，e1，e2，…，ｅKをトレーニング
時におけるエコー信号のサンプル値とした時、 （ただし、Ｃ＝（C0，C1，C2，…，ＣN-1）t）に
よつてタツプ係数を決定するものであることを特
徴とするエコー・キヤンセラ。 ２ タツプ係数決定手段は、トレーニング時にｅ
kとｖk，ｖk-1，ｖk-2，…，ｖk-N+1との乗算を順
次行なう第１の乗算器と、この第１の乗算器の出
力に係数１／Ｋ−Ｎ＋１を乗じる第２の乗算器と、この 第２の乗算器の出力とタツプ係数メモリの出力と
を加算して、その加算結果をタツプ係数メモリに
格納せしめる加算器と、V-1の各要素の情報を予
め蓄積保持するメモリと、トレーニング終了時に
このメモリの出力とタツプ係数メモリの出力との
乗算を行ない、その乗算結果をタツプ係数メモリ
に格納せしめる行列演算回路とから構成されるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のエコ
ー・キヤンセラ。 ３ トレーニング信号系列は行列Ｖが対角要素の
等しい対角行列となるように選択されていること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のエコ
ー・キヤンセラ。 ４ トレーニング信号系列は行列Ｖが対角要素の
等しい対角行列となるように選択され、タツプ係
数決定手段は、トレーニング時にｅkとｖk，ｖk-
1，ｖk-2，…，ｖk-N+1との乗算を順次行なう第１
の乗算器と、逆行列V-1の要素を１／δ２とした
時、上記第１の乗算器の出力に１／（Ｋ−Ｎ＋１）δ２
を 乗じる第２の乗算器と、この第２の乗算器の出力
とタツプ係数メモリの出力とを加算して、その加
算結果をタツプ係数メモリに格納せしめる加算器
とから構成されることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のエコー・キヤンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8742582A JPS58204633A (ja) | 1982-05-24 | 1982-05-24 | エコ−・キャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8742582A JPS58204633A (ja) | 1982-05-24 | 1982-05-24 | エコ−・キャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58204633A JPS58204633A (ja) | 1983-11-29 |
| JPS6252492B2 true JPS6252492B2 (ja) | 1987-11-05 |
Family
ID=13914513
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8742582A Granted JPS58204633A (ja) | 1982-05-24 | 1982-05-24 | エコ−・キャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58204633A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0272714B1 (en) * | 1986-11-17 | 1992-06-24 | Alcatel N.V. | Adjustable echo canceller |
-
1982
- 1982-05-24 JP JP8742582A patent/JPS58204633A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58204633A (ja) | 1983-11-29 |
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