JPS595921B2 - サ−ボセイギヨホウシキ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、速度あるいは二つの相対的可動部材の間の関
係位置を制御するサーボ制御方式に関するものである。

以下、位置サーボ制御方式を例にして記述する。周知の
ように、この種のサーボ制御方式においては、可動部材
の位置信号と速度信号が必要である。

ところが従来、可動部材の位置信号はインダクトシン、
ホトセンサ等により検出しているが、速度信号は一般に
該位置検出器とは別個に設けた速度発電機により検出す
る方式が採られているため、イナーシャ負荷の増大によ
る応答の劣化、コスト高などの問題があつた。これを解
決する方法として、位置検出器により検出した位置信号
を微分して速度信号を得る方式が一部で提案されている
。（米国特許第３８３９６６５号参照）。しかし、この
方式は位相を異にする二つの位置信号を検出し、且つ、
これらの位置信号を各々反転させ、計四つの位置信号に
より可動部材の位置を検出するというもので、回路構成
の簡素化という点で難点がある。本発明は叙上の事情に
鑑み開発されたもので、二つの位置信号により速度信号
を得るものに比べて精度を劣化させることなく、例えば
一つの位置信号からでも速度信号が容易に得られるサー
ボ制御方式を提供することにある。

以下、図面により本発明の内容を詳述する。第１図は本
発明の一実施例を示すブロック図である。

制御は、可動部材を初め最高速度で駆動し、その後、可
動部材が所定の位置を通過するごとに徐々に減速して目
的の位置に停めるものとする。第３図にその速度特性を
示す。なお、速度サーボ方式の場合は、指令速度に追従
して可動部材が定速回転するだけであり、制御の原理は
同じである。第１図において、１０は被制御対象を駆動
するモータで、該モータの回転軸に位置検出器１１が直
結されている。位置検出器１１はインダクトシン、ホト
センサなどよりなり、その信号の周波数がモータ１０の
単位時間当りの偏位量に比例する一相のみの信号（以下
、これを位置信号という）を発生する。この位置信号と
しては正弦波、三角波などのいずれでもよいが、ここで
は正弦波を利用するものとする。位置検出器１１として
インダクトシンを使用する場合、通常、検出器１１には
高周波発振器１２が結合されているため、該検出器１１
の出力は変調を受けている。この位置検出器１１の出力
を復調器１３、周波数特性補償回路１４を通すことによ
り、周波数がモータ１０の回転速度に比例し、ピーク値
がおおむね一定に保たれるほぼ完全な正弦波の位置信号
Ａが得られる。位置信号Ａは信号反転回路１５で反転さ
れ、位置信号Ａに対して１８００位相の異る信号Ａが得
られる。第４図ａは位置信号Ａ（実線）およびＡ（破線
）の波形を示すものである。周波数特性補償回路１４の
出力つまり位置信号Ａは微分回路１７に与えられ、位置
信号Ａを微分した信号Ａ′を得る。

同様に、信号反転回路１５の出力つまり位置信号Ａは微
分回路２０に与えられ、微分信号Ｎを得る。第４図ｂに
微分信号Ａ′（実線）Ａ′（破線）の波形を示す。今、
位置信号Ａを、とすると、その微分信号はＮは（但し、
Ｃ．Ｒは微分定数） となる。

上記１）および（２）式から、位置信号Ａが零のときの
微分信号Ａ″の瞬時値は、位置信号Ａの角速度ωに比例
することが分る。当然のことながら、角速度ωはモータ
１０の回転速度に対応する。従つて、位置信号Ａの零交
叉信号を検出し、これで微分信号Ｎをサンプリングすれ
ば、モータ１０の回転速度に対応した速度信号を得るこ
とができる。位置信号Ａに対して１８０号位相を異にす
る信号Ａおよびその微分信号Ｎについても同様である。
第１図で、１６は位置信号Ａの零交ｘ信号を作成する零
交叉検出回路、１８は零交叉検出回路１６の出力パルス
で微分信号Ｎをサンプリングするアナログ・ゲート回路
である。同様に、１９は位置信号Ａの零交叉信号を作成
する零交叉検出回路、２１は零交叉検出回路１９の出力
パルスで微分信号八をサンプリングするアナログ・ゲー
ト回路である。即ち、アナログ・ゲート回路１８，２１
からは１８００位相を異にする微分信号Ａ′，Ｎの正極
性成分のみのピーク値が出力される。アナログ・ゲート
回路１８，２１の出力はコンデンサ２２に蓄積される。
このコンデンサ２２の電圧はモータ１０の回転速度に比
例したものとなるが、その電圧は零交叉検出器１６，１
９の出力パルスのパルス幅て訣まるサンプリング時間だ
け微分信号Ａ，Ｎのピーク値を充電して得られるもので
あるため、或るサンプリングから次のサンプリングまで
はモータ１０の動きとは無関係にほぼ同電位に保たれる
。又、コンデンサ２２はインピーダンスが大きく、増幅
器２３によつてインピーダンス変換される。この場合、
増幅器２３の入力インピーダンスは有限であり、また、
他の漏洩電流も含めて、コンデンサ２２の出力電圧は時
間と共に放電する。これらにより、コンデンサ２２の出
力電圧は、モータ１０の実際の速度を正確に反映したも
のとはならないが、これは補償回路２５を挿入すること
により解決される。即ち、補償回路２５は一定の電圧を
発生する電圧源を内蔵しており、これに増幅器２３の出
力をインバータ２４で反転した電圧を重畳し、それを再
びコンデンサ２２に印加することで、上記漏洩電流は補
償される。又、補償回路２５には、１０のモータ側から
該モータの駆動電流の大きさを表わす信号電圧が取り込
まれている。補償回路２５は、この信号電圧を先の電圧
に重畳してコンデンサ２２に供給する。容易に理解され
るように、上記の信号電圧はモータ１０の加減速度と１
対１に対応しており、これをコンデンサ２２に供給する
ことにより、コンデンサ２２からはモータ１０の実際速
度に応答した速度電圧が得られる。第３図ｃ及びｄは零
交叉検出回路１６，１９の出力パルス、ｅはモータ１０
の駆動電流、ｆはコンデンサ２２の出力電圧すなわち速
度信号を示す。なお補償回路２５の詳細については後述
する。一方、インバータ１５の出力Ａはシユミツト回路
２９によりそのピーク値がシユミツトされ、位置タイミ
ング信号が検出される。

この位置タイミング信号は減算カウンタ３０に送られる
。減算カウンタ３０には信号線Ｌ１を通して初期値が設
定されており、位置信号が印加されるごとに、その内容
がカウント・ダウンされる。上記初期値はモータ１０に
より駆動される可動部材の所謂ホーミング・ポジシヨン
を指定するもので、カウンタ３０の内容は該ホーミング
・ポジシヨンからの可動部材の距離を示している。カウ
ンタ３０の内容は指令速度設定回路３４に取り込まれる
。指令速度設定回路３４はカウンタ３０が所定の値を示
すごとに（つまり、可動部材が所定の距離移動するごと
に）レベルが段階的に減少するレベル電圧を発生し、速
度指令信号としてアナログ比較回路２７に供給する。な
お、３３は指令速度設定回路３４で使用されるレベル電
圧を発生するための電圧発生部である。上記アナログ比
較回路２７の他方の入力は、コンデンサ２２、増幅回路
２３、切換回路２６を通して与えられるモータ１０の実
際の速度信号である。これら速度指令信号と実際速度信
号はアナログ比較回路２７で比較されて両者の差が検出
され、その誤差信号が増幅回路２８を通してモータ１０
に与えられる。モータ１０は上記誤差信号が零になるよ
うに、つまり実際速度信号が速度指令信号に一致するよ
うに、その速度が制御される。このようにして、モータ
１０は初め最高速度で駆動され、その後速度指令信号の
レベル切換えにより次第に減少し、ホーミング領域に入
ると、カウンタ３０の内容は零になる。

カウンタ３０が零になるとゲート３１が駆動し、該ゲー
ト３１からホーミング検出信号が送出される。このホー
ミング検出信号は切換回路２６に印加され、その結果、
コンデンサ２２の出力電圧の代りに微分回路１７で得ら
れる微分信号Ｎが切換回路２６を通り、モータ１０の実
際速度信号としてアナログ比較回路２７に与えられる。
又、ホーミング検出信号は切換回路３２にも与えられ、
位置信号Ａが直接速度指令信号としてアナログ比較回路
２７に与えられる。従つて、ホーミング領域では位置信
号Ａに追従してモータ１０は減速していき、位置信号Ａ
が零になると停止する。このホーミング領域において、
速度指令信号として利用される位置信号Ａは停止位置の
±１／４サイクル以内である。第２図にコンデンサ２２
、増幅回路２３、インバータ２４、補償回路２５の具体
例を示す。

ここで、増幅回路２３、インバータ２４は動作の安定な
演算増幅器が使用される。又、補償回路２５は入力抵抗
Ｒｌ，Ｒ２，Ｒ３、演算増幅器２５′よりなるアナログ
加算回路が使用される。入力抵抗Ｒ１には一定電圧Ｖｃ
が、入力抵抗Ｒ２にはインバータ２４の出力電圧Ｖｓが
、そして、入力抵抗Ｒ３にはモータ１０の駆動電流を示
す電圧ＶＩが各々印加されることになる。モータ１０の
駆動電流の値は、電機子巻線１０に抵抗Ｒ９を直列に接
続し、その端子電圧を検出することにより、容易に検出
可能である。第２図において、演算増幅器２５′から抵
抗Ｒ６を介して増幅回路２３の入力例へ供給される電流
ｉは、で表わされる。

ここで、Ｒ２＝Ｒ４、Ｒ８−Ｒ７とすると、（１）式の
ようになる。（２）式の右辺第１項は一定電圧Ｖｃと抵
抗Ｒｌ，Ｒ６，Ｒ４によって決定され、コンデンサ２２
の漏洩電流を補償するものである。

（２）式の右辺第２項はモータ１０の通電電流に比例し
た電圧Ｖ１と抵抗Ｒ３，Ｒ６，Ｒ４によつて決定される
速度補正電流である。

即ち、（２）式の右辺第２項によつて増幅回路２３の入
力部に生じる電圧変化ｖは、となり、ＶＩ−ｔに比例す
る。

一方、モータ１０ｄθの回転速度一は、モータトルク定
数をＫとおくＤｔと、 となり、やはりＩ−ｔに比例する。

従つて、ある速度（微分信号の振幅のピーク値）のホー
ルドから次のホールドまでの微細な速度信号は（２）式
によつて補正される。以上、第１図の実施例では、可動
部材を初め最高速度で駆動し、その後徐々に減速して目
的の位置に停めるものとしたが、可動部材を指令速度に
追従して単に定速回転させる場合は、可動部材の移動距
離を計測する機能等は不用であり、第１図の構成は、よ
り単純化したものとなることは明らかである。

以上の通り、本発明によるサーボ制御方式によれば、可
動部材の実際の速度にほぼ忠実に応答した速度信号が一
つの位置信号からでも容易に得られ、回路の簡略化、従
つてコストダウンが計られる。

勿論、図示の構成は単なる一実施例にすぎず、特許請求
の範囲の記載を逸脱しない範囲で構成の変更が可能であ
ることは云うまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるサーボ制御方式の一実施例を示す
プロツク図、第２図はその一部の具体例回路構成を示す
図、第３図は第１図の動作特性例を示す図、第４図は第
１図の各部の信号波形のタイムチヤートである。 １０・・・・・・モータ、１１・・・・・・位置検出器
、１２・・・・・・高周波発振器、１３・・・・・・復
調器、１４・・・・・・周波数特性補償回路、１５・・
・・・・インバータ、１６，１９・・・・・・零交叉検
出回路、１７，２０・・・・・・微分回路、１８，２１
・・・・・・アナログ・ゲート回路、２２・・・・・・
コンデンサ、２３・・・・・・増幅回路、２４・・・・
・・インバータ、２５・・・・・・補償回路、２６・・
・・・・信号切換回路、２７・・・・・・アナログ比較
回路、２８・・・・・・増幅回路、２９・・・・・・シ
ユミツト回路、３０・・・・・・カウンタ、３１・・・
・・・アンド回路、３２・・・・・・切換回路、３３・
・・・・・レベル電圧発生部、３４・・・・・・指令速
度設定回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 可動部材の実際の速度を表わす実速度信号と可動部
   材のとるべき速度を表わす速度指令信号との差をとり、
   その差が零になるように前記可動部材の速度を制御せし
   めるサーボ制御方式において、前記可動部材の動きに応
   答して、周波数が前記可動部材の単位時間当りの偏位置
   に比例する第１の信号を発生せしめると共に該第１の信
   号を微分して第２の信号を得、且つ、前記第１の信号を
   零交叉点を検出して該零交叉点検出信号により前記第２
   の信号をサンプリングし、該サンプリングして得られる
   前記第２の信号を振幅ピーク値をホールドし、該ホール
   ドした電圧を前記実速度信号とすることを特徴とするサ
   ーボ制御方式。 ２ 特許請求の範囲第１項記載のサーボ制御方式におい
   て、前記サンプリングして得られる前記第２の信号の振
   幅ピーク値をコンデンサによりホールドすることを特徴
   とするサーボ制御方式。 ３ 特許請求の範囲第２項記載のサーボ制御方式におい
   て、コンデンサの出力電圧に所定電圧を重畳させて再び
   該コンデンサに印加し、コンデンサの漏洩電流による電
   圧降下を補償することを特徴とするサーボ制御方式。