JPS60219967A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPS60219967A JPS60219967A JP59075711A JP7571184A JPS60219967A JP S60219967 A JPS60219967 A JP S60219967A JP 59075711 A JP59075711 A JP 59075711A JP 7571184 A JP7571184 A JP 7571184A JP S60219967 A JPS60219967 A JP S60219967A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/19—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only arranged for operation in series, e.g. for voltage multiplication
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制御（ＰＷＭ）インバータ＋誘導電動、あるいは直流
チョッパ装置＋直流電動機などがある。
調制御（ＰＷＭ）インバータ＋誘導電動、あるいは直流
チョッパ装置＋直流電動機などがある。
この直流電圧源として、バッテリーを使う場合はあまり
問題ないが、商用電源から交直電力変換器（コンバータ
）を介して直流電圧を得るとき、商用電源側に発生する
無効電力や高調波が近年問題（ニなっている。
問題ないが、商用電源から交直電力変換器（コンバータ
）を介して直流電圧を得るとき、商用電源側に発生する
無効電力や高調波が近年問題（ニなっている。
これを解決する方法として、特願昭５７−１７１８８６
等が提案されている。この方式は前記交直電力変換器（
コンバータ）にパルス幅変調制御される電圧形インバー
タを用いたもので、交流電源から供給される入力電流波
形を電源電圧と同相の正弦波に制御している。このため
、電源側から見た力率は常に１となりしかも高調波成分
がきわめて小さくできる利点を有している。
等が提案されている。この方式は前記交直電力変換器（
コンバータ）にパルス幅変調制御される電圧形インバー
タを用いたもので、交流電源から供給される入力電流波
形を電源電圧と同相の正弦波に制御している。このため
、電源側から見た力率は常に１となりしかも高調波成分
がきわめて小さくできる利点を有している。
しかしながら、前記パルス幅変調制御される電圧形イン
バータには、その構成素子として、大電力トランジスタ
やゲートターンオフサイリスタ等の自己消弧能力のある
素子が必要となり大容量化を図ることが困難であった。
バータには、その構成素子として、大電力トランジスタ
やゲートターンオフサイリスタ等の自己消弧能力のある
素子が必要となり大容量化を図ることが困難であった。
特に、上記素子の耐電圧は低く、直流電圧を上げること
が非常に難しいのが現状である。一般には素子を直列接
続し、電圧バランスを図るため、ス、ナパ回路のコンデ
ンサを大きくして直流電圧定格を上げている。この方法
（＝よると、スナバ回路の損失が大きくなり、しかも素
子の点弧あるいは消弧タイミングに気を使わなければな
らず、七の設計は非常に手間のかかるものとなっていた
。
が非常に難しいのが現状である。一般には素子を直列接
続し、電圧バランスを図るため、ス、ナパ回路のコンデ
ンサを大きくして直流電圧定格を上げている。この方法
（＝よると、スナバ回路の損失が大きくなり、しかも素
子の点弧あるいは消弧タイミングに気を使わなければな
らず、七の設計は非常に手間のかかるものとなっていた
。
本発明は以上に鑑みてなされたもので、交流電源から供
給される電流の高調波成分を少なくし、かつ、受電端の
基本波力率を１あるいは任意の値に制御できるようにし
た電力変換装置で、その大容量化を容易にし、かつ直流
電圧定格を容易に増大させることができる電力変換装置
を提供することを目的とする。
給される電流の高調波成分を少なくし、かつ、受電端の
基本波力率を１あるいは任意の値に制御できるようにし
た電力変換装置で、その大容量化を容易にし、かつ直流
電圧定格を容易に増大させることができる電力変換装置
を提供することを目的とする。
本発明は、この目的を達成するために、複数台のパルス
幅変調制御コンバータを直流側で直列接続し、各コンバ
ータに接続された平滑コンデンサの直流電圧を個々ζ二
制御し、そのトータル電圧を負荷装置に印加するように
構成している。
幅変調制御コンバータを直流側で直列接続し、各コンバ
ータに接続された平滑コンデンサの直流電圧を個々ζ二
制御し、そのトータル電圧を負荷装置に印加するように
構成している。
第１図は、本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図
である。図中、ＳＵＰは単相交流電源、ＴＲ゛は電源ト
ランス、Ｌ、１． Ｌ、２は交流リアクトル、Ｃ０ＮＶ
−１、Ｃ０ＮＶ−２ハパルス幅変調制御（ＰＷＮ） −
ｙ ｙパーク、Ｃｄｌ ｙ Ｃｄ２は直流平滑コンデン
サ、 ＬＯＡＤは負荷装置、ＣＴ、、＊ ＣＴｍ２ ｒ
ＧＴＬは電流検出器である。
である。図中、ＳＵＰは単相交流電源、ＴＲ゛は電源ト
ランス、Ｌ、１． Ｌ、２は交流リアクトル、Ｃ０ＮＶ
−１、Ｃ０ＮＶ−２ハパルス幅変調制御（ＰＷＮ） −
ｙ ｙパーク、Ｃｄｌ ｙ Ｃｄ２は直流平滑コンデン
サ、 ＬＯＡＤは負荷装置、ＣＴ、、＊ ＣＴｍ２ ｒ
ＧＴＬは電流検出器である。
ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶ−１は単相交流電力を直流電
力に変換するもので、４個の自己消弧能力のある素子（
例えばゲートターンオフサイリスタ等）ａｌｌ〜８１４
と４個のホイーリングダイオードＤＩｌ〜Ｄ１４で構成
されている。同様に、Ｐ職じンバータＣＯＮＭ−２も４
個の自己消弧素子Ｓ！ｌ””！４と４個のホイーリング
ダイオードＤ！１〜Ｄｔ４で構成されている。
力に変換するもので、４個の自己消弧能力のある素子（
例えばゲートターンオフサイリスタ等）ａｌｌ〜８１４
と４個のホイーリングダイオードＤＩｌ〜Ｄ１４で構成
されている。同様に、Ｐ職じンバータＣＯＮＭ−２も４
個の自己消弧素子Ｓ！ｌ””！４と４個のホイーリング
ダイオードＤ！１〜Ｄｔ４で構成されている。
負荷装置ＬＯＡＤは例えば直流電圧を可変電圧可変周波
数の３相交流電圧に変換するインバータと３相かご形誘
導電動機を組合せたもので、直流側で負荷電流Ｉ、を消
費している。
数の３相交流電圧に変換するインバータと３相かご形誘
導電動機を組合せたもので、直流側で負荷電流Ｉ、を消
費している。
第２図は第１図の装置の制御ブロック図を示すものであ
る。図中、ＧＶ、 、 ＧＶ、は電圧制御補償回路、Ｇ
１１． ＧＩ、は電流制御補償回路、ＭＬｌ、 ＭＬ。
る。図中、ＧＶ、 、 ＧＶ、は電圧制御補償回路、Ｇ
１１． ＧＩ、は電流制御補償回路、ＭＬｌ、 ＭＬ。
は乗算器、ＫＩ、ｌ、 Ｋ、、１ 、 Ｋｍ２ 、 Ｋ
１． 、 ＫＸ 、 Ｋｙは演算増幅器、Ｃ，〜Ｃｓは
比較器、Ａ、〜Ａ４は加算器、ＴＲＧは搬送波発生器、
ＧＣＩｆ ｐ ＧＣｌｌ ｔ ｏｃ、、ｐ ｏｃ２．は
ゲート制御回路である。
１． 、 ＫＸ 、 Ｋｙは演算増幅器、Ｃ，〜Ｃｓは
比較器、Ａ、〜Ａ４は加算器、ＴＲＧは搬送波発生器、
ＧＣＩｆ ｐ ＧＣｌｌ ｔ ｏｃ、、ｐ ｏｃ２．は
ゲート制御回路である。
以下、第１図及び第２図を参照しながら本発明装置の動
作を説明する。
作を説明する。
まず、 ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶ−１のパルス幅変調
制御動作を説明する。
制御動作を説明する。
搬送発生土器ＴＲＧは周波数１ ｋＨｚ程度の三角波Ｘ
、Ｙは発生する。三角波ＸとＹは位相が９０°ずれてお
り、ＸによってコンバータＣ０ＮＶ−１を制御し、Ｙに
よってコンバータＣ０ＮＶ−２を制御してｌ／）る。
、Ｙは発生する。三角波ＸとＹは位相が９０°ずれてお
り、ＸによってコンバータＣ０ＮＶ−１を制御し、Ｙに
よってコンバータＣ０ＮＶ−２を制御してｌ／）る。
第３図はＰＷＭコンバータＣ０ＮＶ−１のパルス幅変調
動作波形を示すもので、Ｘは上記搬送発生器ＴＲＧから
の出力信号、又はその反転値、ｅｌｆは制御入力信号、
ｇ１□２ｇ１２はゲート制御信号、■、１、はＣ０ＮＶ
−１の交流側出力電圧波形をそれぞれ表わす。
動作波形を示すもので、Ｘは上記搬送発生器ＴＲＧから
の出力信号、又はその反転値、ｅｌｆは制御入力信号、
ｇ１□２ｇ１２はゲート制御信号、■、１、はＣ０ＮＶ
−１の交流側出力電圧波形をそれぞれ表わす。
すなわち、三角波Ｘと制御層力信号ｅ１１を比較し、素
子ＳＯと８１３のゲート制御信号ｇＩＩを作り、また三
角波Ｘと制御入力信号ａｌｌを比較して素子Ｓ１．と８
１４のゲート制御信号ｇＩ２を作っている。
子ＳＯと８１３のゲート制御信号ｇＩＩを作り、また三
角波Ｘと制御入力信号ａｌｌを比較して素子Ｓ１．と８
１４のゲート制御信号ｇＩ２を作っている。
素子８＋１とＳｔＳは交互（ニオン・オフし、両者同時
に導通することはない。同様に、素子Ｓ４と８１４も交
互にオン・オフし、やはり両者が同時に導通しないよう
に制御している。
に導通することはない。同様に、素子Ｓ４と８１４も交
互にオン・オフし、やはり両者が同時に導通しないよう
に制御している。
ｅｌ工２ｘの場合、ｔｏは′１”となり、素子Ｓ０にオ
ン信号、Ｓｌ、（二オフ信号を送る。逆に、ａｎ ＜
Ｘの場合、ｇｏは１０“となり、素子８１１にオフ信号
、ＳＳａにオン信号を送る。
ン信号、Ｓｌ、（二オフ信号を送る。逆に、ａｎ ＜
Ｘの場合、ｇｏは１０“となり、素子８１１にオフ信号
、ＳＳａにオン信号を送る。
また、”１１ 〉又の場合、ｇｔｔは１１“となりＳ１
４にオン信号、Ｓｌ、にオフ′信号を送る。逆にｅｌｌ
（Ｘの場合、ｇｌｔは′０“となり８１４にオフ信号、
５１１（ニオン信号を送る。
４にオン信号、Ｓｌ、にオフ′信号を送る。逆にｅｌｌ
（Ｘの場合、ｇｌｔは′０“となり８１４にオフ信号、
５１１（ニオン信号を送る。
この結果、”１１ ）Ｏの場合、８１１と８１４のオン
期間が重なり、コンバータＣ０ＮＶ−１の交流側出力電
圧Ｖｃｌは、十Ｖ、、（直流平滑コンデンサＣｄｌの電
圧）又は、ＱＶのいずれかの値になる。また１、ｃｌユ
〈０の場合、Ｓ□と８□のオン期間が重なり、ｖｃｍは
−Ｖｄｌ又はＯｖのいずれかの値になる。結果的に出力
電圧■。、は搬送波の２倍の周波数で制御されることに
なり、その平均値（破線で示した）は前記制御入力信号
６１□に比例した値となる。
期間が重なり、コンバータＣ０ＮＶ−１の交流側出力電
圧Ｖｃｌは、十Ｖ、、（直流平滑コンデンサＣｄｌの電
圧）又は、ＱＶのいずれかの値になる。また１、ｃｌユ
〈０の場合、Ｓ□と８□のオン期間が重なり、ｖｃｍは
−Ｖｄｌ又はＯｖのいずれかの値になる。結果的に出力
電圧■。、は搬送波の２倍の周波数で制御されることに
なり、その平均値（破線で示した）は前記制御入力信号
６１□に比例した値となる。
ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶ−２のパルス幅変調制御動作
も同様である。ただし搬送波ＹはＸより位相が９０°だ
けずれている。この効果は後で説明する。
も同様である。ただし搬送波ＹはＸより位相が９０°だ
けずれている。この効果は後で説明する。
次にＰＷＭコンバータＣ０ＮＶ−１による電源からの供
給電源Ｌｌの制御方法を説明する。
給電源Ｌｌの制御方法を説明する。
第２図（二おいて、ｖｄｉは直流平滑コンデンサＣｄ工
の直流電圧指令値となるもので比較器Ｃ１によって電圧
検出値Ｖｄｌと比較される。偏差ε、＝ｖ６↑−■ユは
次の電圧制御補償回路ＧＶ１に入力され、増幅あるいは
積分される。制御補償回路ＧＶ、の出力信号は、加算器
Ａｊを介して、電源、電流”ｉｆ の波高値Ｉ、、、１
を与える。なお、加算器Ａ１では、負荷電流れに比例し
た値Δｌ０＝ＫＬ−ＩＬが補正量として加えられている
。
の直流電圧指令値となるもので比較器Ｃ１によって電圧
検出値Ｖｄｌと比較される。偏差ε、＝ｖ６↑−■ユは
次の電圧制御補償回路ＧＶ１に入力され、増幅あるいは
積分される。制御補償回路ＧＶ、の出力信号は、加算器
Ａｊを介して、電源、電流”ｉｆ の波高値Ｉ、、、１
を与える。なお、加算器Ａ１では、負荷電流れに比例し
た値Δｌ０＝ＫＬ−ＩＬが補正量として加えられている
。
一方、電源電圧Ｖ、： Ｖ、 ＩＩ ｓｉｎωｔを検出
し、演算増幅器１（ｍを介して電源同期の単位正弦波ｓ
ｉｎωｔを作る。すなわち、Ｋｍにおいて電源電圧の波
高値■工の逆数倍している。この単位正弦波ｓｉｎωｔ
と上記電流波高値Ｉ１．１１を乗することによって、次
式で示されるような電流指令値工；□が得られる。
し、演算増幅器１（ｍを介して電源同期の単位正弦波ｓ
ｉｎωｔを作る。すなわち、Ｋｍにおいて電源電圧の波
高値■工の逆数倍している。この単位正弦波ｓｉｎωｔ
と上記電流波高値Ｉ１．１１を乗することによって、次
式で示されるような電流指令値工；□が得られる。
Ｌｌ ＝ Ｉｓｌ・ｓｉｎωｔ ・・・・・・（１）た
だし、ωは電源角周波数 乗算器ＭＬ、は上記乗算を行うものである。比較器Ｃ，
によって、電流指令値工言工と電源電流検出値Ｉｓｌを
比較し、偏差’ ＝ＩａＴ Ｌｌを得る。これを次の電
流制御補償回路ＧＩ、に入力し、反転増幅する。
だし、ωは電源角周波数 乗算器ＭＬ、は上記乗算を行うものである。比較器Ｃ，
によって、電流指令値工言工と電源電流検出値Ｉｓｌを
比較し、偏差’ ＝ＩａＴ Ｌｌを得る。これを次の電
流制御補償回路ＧＩ、に入力し、反転増幅する。
その増幅率を−に３倍とすれば、信号−に１・ｇ ａ
ｆ）Ｓ、加算器Ａ３に入力される。ここで、電源トラン
スＴＲの２次側端子電圧■、１を検出し、演算増幅器Ｋ
ｍ１を介して、加算器Ａ３に入力する。
ｆ）Ｓ、加算器Ａ３に入力される。ここで、電源トラン
スＴＲの２次側端子電圧■、１を検出し、演算増幅器Ｋ
ｍ１を介して、加算器Ａ３に入力する。
故にＰＷＭ制御の入力信号ｅｉ１は次式の；ように与え
られる。
られる。
”１１ ＝−Ｋｌ ” ｇｌ ＋ Ｋ、。ｔ ” Ｖｓ
ｌ−−（２）コンバータＣ０ＮＶ−１の交流側出力電圧
”ｃｌは前にも述べたように、上記入力信号ｅｌｌに比
例した値となる。ｋｏをその比例定数とすれば■、□は
次式の如く表わせる。
ｌ−−（２）コンバータＣ０ＮＶ−１の交流側出力電圧
”ｃｌは前にも述べたように、上記入力信号ｅｌｌに比
例した値となる。ｋｏをその比例定数とすれば■、□は
次式の如く表わせる。
ｖｃｌ ” ｋｃ ” ｅｌｌ
＝ｋｃ（−に、・ｇ、＋Ｋ１．１１・■、１）・・（３
）ここで、Ｋｔ、＝１／ｋｃに設定するとＶＣＩ ＝
−ｋｃＫｔ ” ｓ ＋Ｖ ｓｌ ”’ −（４）とな
り、常（−電源トランスの２次電圧Ｖｓ１分だけ加わっ
た形でＶｃｌを出力すること（二なる。これは電源電流
Ｉ６の制御に際し、電源電圧ｖ、１（二よる影響を除去
するためのものである。
）ここで、Ｋｔ、＝１／ｋｃに設定するとＶＣＩ ＝
−ｋｃＫｔ ” ｓ ＋Ｖ ｓｌ ”’ −（４）とな
り、常（−電源トランスの２次電圧Ｖｓ１分だけ加わっ
た形でＶｃｌを出力すること（二なる。これは電源電流
Ｉ６の制御に際し、電源電圧ｖ、１（二よる影響を除去
するためのものである。
すなわち、第１図の装置の交流リアクトルＬｓｌには、
電源電圧Ｖｓｌ とコンバータＣ０ＮＶ−１の交流側出
力電圧Ｖｃｌとの差電圧ｖＬ１＝ｖ、１−■ｃ１が印加
され、その結果、電源電流Ｉｓｌ が次式のように流れ
る。
電源電圧Ｖｓｌ とコンバータＣ０ＮＶ−１の交流側出
力電圧Ｖｃｌとの差電圧ｖＬ１＝ｖ、１−■ｃ１が印加
され、その結果、電源電流Ｉｓｌ が次式のように流れ
る。
ｌ５ｌ−Ｉｌ’ｓｌ Ｊ （Ｖ、Ｉ Ｖｃｌ ）ｄｔ
・・・−（５）（５）式（二（４）式の■。、を代入す
ることによってＬｌ−互Ｊ （ｋ、に山）ｄｔ ・・・
・・・（６）となる。
・・・−（５）（５）式（二（４）式の■。、を代入す
ることによってＬｌ−互Ｊ （ｋ、に山）ｄｔ ・・・
・・・（６）となる。
工τ１ ＞ Ｌｌとなった場合、偏差ζ８は正の値とな
り、電源電流Ｌｌ を増大させる。逆にＩ：１ ＜ Ｉ
ｓｌとなった場合には、偏差ε、は負の値となり、（６
）式に基づいて、Ｉｓｌは減少する。すなわち、最終的
に工ｓｌ ” Ｌｌとなるように制御される。
り、電源電流Ｌｌ を増大させる。逆にＩ：１ ＜ Ｉ
ｓｌとなった場合には、偏差ε、は負の値となり、（６
）式に基づいて、Ｉｓｌは減少する。すなわち、最終的
に工ｓｌ ” Ｌｌとなるように制御される。
直流平滑コンデン＋Ｃａ□ は次のように制御される。
Ｖ：１＞Ｖ、となった場合、偏差ε、＝Ｖお−Ｖｄｌは
正の値となり、電源電流指令値Ｂｌの波高値工ｍｌを増
加させる。電源電流１．１は上述のようにその指令値■
：１ に一致するように制御されるので、上記波高値工
、□の増加によって、次式で示される有効電力Ｐｓｌが
電源から供給される。
正の値となり、電源電流指令値Ｂｌの波高値工ｍｌを増
加させる。電源電流１．１は上述のようにその指令値■
：１ に一致するように制御されるので、上記波高値工
、□の増加によって、次式で示される有効電力Ｐｓｌが
電源から供給される。
Ｐｓｌ ” Ｖｓｌ ’ ”ａｌ
” Ｖｍｌ・ｉωｔ×工、ｎｌ・如ωｔ”””’ （１
−ｃｏｏ２ωｔ） ＝”・・（７）この有効電力Ｐ１１
がコンバータＣ０ＮＶ−１を介して平滑コンデンサＣｄ
１１′−蓄積される。
−ｃｏｏ２ωｔ） ＝”・・（７）この有効電力Ｐ１１
がコンバータＣ０ＮＶ−１を介して平滑コンデンサＣｄ
１１′−蓄積される。
−Ｃｄ□・Ｖｄｌ ＝ Ｐｓｌ ’ （・・・・・・（
８）故に直流電圧Ｖａｔが上昇し、Ｖａｔ ＝ Ｖａｔ
となるように制御される。
８）故に直流電圧Ｖａｔが上昇し、Ｖａｔ ＝ Ｖａｔ
となるように制御される。
逆にｖｌ□〈■６１となった場合（二は、偏差Ｃ１は負
の値となり、電流波高値１ｍｌを減少させ、さらに負の
値（二する。この結果、電源からの供給電力Ｐｓｌは負
の値となって平滑コンデンサＣ１１ｌのエネルギーを電
源に回生ずる。故に直流電圧Ｖｌｌｌは減少し、やはり
、ｖ６□＝ｖ〕となって落ち着く。
の値となり、電流波高値１ｍｌを減少させ、さらに負の
値（二する。この結果、電源からの供給電力Ｐｓｌは負
の値となって平滑コンデンサＣ１１ｌのエネルギーを電
源に回生ずる。故に直流電圧Ｖｌｌｌは減少し、やはり
、ｖ６□＝ｖ〕となって落ち着く。
ＰＷＭコンバータＣ０ＮＶ−２による電源からの供給電
流Ｌ２の制御方法も同様である。
流Ｌ２の制御方法も同様である。
すなわち、電源電流１．２はその指令値工：２に一致す
るように制御され、平滑コンデンサＣｄ２の直流電圧Ｖ
ｄ２は、その指令値Ｖｄ２に一致するように制御される
。
るように制御され、平滑コンデンサＣｄ２の直流電圧Ｖ
ｄ２は、その指令値Ｖｄ２に一致するように制御される
。
負荷装置ＬＯＡＤ ｌ二は、上記直流電圧Ｖｄｌとｖｄ
□の）和が印加される。
□の）和が印加される。
負荷電施工、が増加することにより平滑ヒンデンサＣｄ
ｌ ｖ Ｃｄ２のエネルギーが一時的に負荷に供給され
、その直流電圧Ｖａｔ及びＶａＺが減する。この結果前
述のように電源からの供給電流工、□、■、２が増加し
、再び上記直流電圧を各々ｖ６□”■２１ ｐ Ｖｄ２
” ｖｆｚとなるように制御する。逆１；、負荷電流転
が減少あるいは、負の値（電力回生）になった場合には
、直流電圧Ｖ、、Ｖ匂が各指令値より大きくなるので、
前述のように電源からの供給電流工、１゜Ｉａ２は減少
し、あるいは負の値（電力回生）なりてやはり■４□＝
ｖ：！ｔ ｔ Ｖｄ２＝ ｖ％を保持する。
ｌ ｖ Ｃｄ２のエネルギーが一時的に負荷に供給され
、その直流電圧Ｖａｔ及びＶａＺが減する。この結果前
述のように電源からの供給電流工、□、■、２が増加し
、再び上記直流電圧を各々ｖ６□”■２１ ｐ Ｖｄ２
” ｖｆｚとなるように制御する。逆１；、負荷電流転
が減少あるいは、負の値（電力回生）になった場合には
、直流電圧Ｖ、、Ｖ匂が各指令値より大きくなるので、
前述のように電源からの供給電流工、１゜Ｉａ２は減少
し、あるいは負の値（電力回生）なりてやはり■４□＝
ｖ：！ｔ ｔ Ｖｄ２＝ ｖ％を保持する。
しかし、負荷電流１１．の急変に対して平滑コンデンサ
Ｃｄ１．ｃｄ□の直流電圧ｖａｔ ｙ Ｖｄ２は緩慢な
動きしかできない。これを補正するものが、第２図の演
算増幅器ＫＬの出力ΔＬｌ！ｌである。ここでは直流電
圧指令値■、↑＝ｖ、主としている。
Ｃｄ１．ｃｄ□の直流電圧ｖａｔ ｙ Ｖｄ２は緩慢な
動きしかできない。これを補正するものが、第２図の演
算増幅器ＫＬの出力ΔＬｌ！ｌである。ここでは直流電
圧指令値■、↑＝ｖ、主としている。
負荷電流ＩＬが流れることによって、コンバータＣ０Ｎ
Ｖ−１の直流側電力Ｐｄｌは、 Ｐｄｌ ” ｖｄ□・工、・・・・・・ （９）たけ消
費する。故にこれに見合った交流電力Ｐ１、を電源′か
ら供給すれば平滑コンデンサＣ（１１のエネルギーの出
し入れはキャンセルことになり、直流電圧ｖｄ□は変化
しない。
Ｖ−１の直流側電力Ｐｄｌは、 Ｐｄｌ ” ｖｄ□・工、・・・・・・ （９）たけ消
費する。故にこれに見合った交流電力Ｐ１、を電源′か
ら供給すれば平滑コンデンサＣ（１１のエネルギーの出
し入れはキャンセルことになり、直流電圧ｖｄ□は変化
しない。
（７）式の有効電力Ｐ、□で変化分Ｃｏｏ ２ωｔを無
視し、（９）式と合わせることによって Ｐａｌ ＝ Ｖ、ビ…駐＝■６・・Ｉ、・・・・・・μ
匈となる。故に補正量ΔＩ工１として ＝ＫＬ１・ＩＬ ・・・・・・ａυ を与えればよい。
視し、（９）式と合わせることによって Ｐａｌ ＝ Ｖ、ビ…駐＝■６・・Ｉ、・・・・・・μ
匈となる。故に補正量ΔＩ工１として ＝ＫＬ１・ＩＬ ・・・・・・ａυ を与えればよい。
Ｖｄｌ” Ｖｄ２ ｐ Ｖａｌ”ＶａＺと選ぶことによ
り、ＫＬＩ ＝ＫＬ２ ＝ ＫＬ＝ （２Ｖａｌ ）
／ Ｌｔとなる。
り、ＫＬＩ ＝ＫＬ２ ＝ ＫＬ＝ （２Ｖａｌ ）
／ Ｌｔとなる。
従って、負荷電流ＩＬが急変してもそれに追従して、Δ
Ｉｔｎが変化し、電源からの供給電流Ｉ、、 ｌ Ｉ
１２をただちに増減させることができ、その結果、平滑
コンデンサＣ、ｐ ＣＰ□の直流電圧■、□ｒ”ａの変
動を小さくすることが可能となる。
Ｉｔｎが変化し、電源からの供給電流Ｉ、、 ｌ Ｉ
１２をただちに増減させることができ、その結果、平滑
コンデンサＣ、ｐ ＣＰ□の直流電圧■、□ｒ”ａの変
動を小さくすることが可能となる。
２台のコンバータの直流電圧Ｖｄｌ ｔ ■ｄ□を同一
になるように制御した場合、電源からコンバータに供給
される電流”ｓｌ ｙ Ｉａ２はほぼ同一値になる。こ
のような条件下で２台のコンバータのパルス幅変調制御
に使われる搬送波信号Ｘ、Ｙとして第２図の説明の如く
、ｘとＹの位相を９０°ずらすことにより、上記電源か
らの供給電流ＬｌとＬ２の脈動分が打ち消すように働き
、その和電流工、ニエ６．＋■、２の脈動分はきわめて
小さくなる。すなわち、各コンバータの入力電流１ｍｌ
＋Ｌ２は搬送波周波の２倍の周波数で制御され、さらに
ＸとＹの位相を９０°ずらすことにより、上記和電流ｌ
５＝Ｌ１＋Ｌ２は搬送波周波数の４倍の周波数で制御さ
れたものと同様の波形となる。これによって電源から供
給される電流工、は高調波成分のきわめて小さいものと
なる。
になるように制御した場合、電源からコンバータに供給
される電流”ｓｌ ｙ Ｉａ２はほぼ同一値になる。こ
のような条件下で２台のコンバータのパルス幅変調制御
に使われる搬送波信号Ｘ、Ｙとして第２図の説明の如く
、ｘとＹの位相を９０°ずらすことにより、上記電源か
らの供給電流ＬｌとＬ２の脈動分が打ち消すように働き
、その和電流工、ニエ６．＋■、２の脈動分はきわめて
小さくなる。すなわち、各コンバータの入力電流１ｍｌ
＋Ｌ２は搬送波周波の２倍の周波数で制御され、さらに
ＸとＹの位相を９０°ずらすことにより、上記和電流ｌ
５＝Ｌ１＋Ｌ２は搬送波周波数の４倍の周波数で制御さ
れたものと同様の波形となる。これによって電源から供
給される電流工、は高調波成分のきわめて小さいものと
なる。
以上は２台のコンバータについて説明したが、３台のコ
ンバータを用いる場合には、その搬送波として位相が６
０°ずつずれた信号を用いれば上記と同様の効果が得ら
れる。４台以上のコンバータを用いた場合も適宜の位相
差をもつ搬送波を使うことにより上記と同様の効果が得
られる。
ンバータを用いる場合には、その搬送波として位相が６
０°ずつずれた信号を用いれば上記と同様の効果が得ら
れる。４台以上のコンバータを用いた場合も適宜の位相
差をもつ搬送波を使うことにより上記と同様の効果が得
られる。
なお、第１図の実施例では、単相交流電源について説明
したが、３相電源についても同様に適用できることは言
うまでもない。
したが、３相電源についても同様に適用できることは言
うまでもない。
以上の如く１本発明装置によれば、次の様な効果が期待
できる。
できる。
（１）電源から供給される電流は、電源電圧と同位相の
正弦波電流に制御されるため、受電端の基本波力率は常
に１に保持され、しかも入力電流の高調波成分はきわめ
て小さくなる。
正弦波電流に制御されるため、受電端の基本波力率は常
に１に保持され、しかも入力電流の高調波成分はきわめ
て小さくなる。
（２）負荷に印加させる直流電圧を増加させるために、
コンバータ毎の直流電圧制御を行い、それらを直列接続
するように構成したことにより、コンバータの構成素子
（大電力トランジスタやゲートターンオフサイリスタ等
）の耐電圧が低いものＣも使用することができるよう（
二なり、大量生産によるシステムコストの低減が可能と
なる。
コンバータ毎の直流電圧制御を行い、それらを直列接続
するように構成したことにより、コンバータの構成素子
（大電力トランジスタやゲートターンオフサイリスタ等
）の耐電圧が低いものＣも使用することができるよう（
二なり、大量生産によるシステムコストの低減が可能と
なる。
（３） また、コンバータの直流電圧の増大に際し、当
該コンバータの構成素子の直列接続は必要なくなり、ス
ナバ回路の損失の低減と、設計工程の省力化を図れるよ
うになる。
該コンバータの構成素子の直列接続は必要なくなり、ス
ナバ回路の損失の低減と、設計工程の省力化を図れるよ
うになる。
（４）複数台のコンバータのＰＷＭ制御に際し、搬送波
信号の位相を適宜の値だけずらして与えることにより、
電源からの供給電流の脈動を上記台数の分だけ低減させ
ることができる。
信号の位相を適宜の値だけずらして与えることにより、
電源からの供給電流の脈動を上記台数の分だけ低減させ
ることができる。
（５）負荷装置に供給される直流電流を検出し、負荷電
流の大きさに応じて、各コンバータの入力電流の値を補
正することにより、追従性の良い入力電流制御ができる
ようになり、上記負荷電流の急変に対し、平滑コンデン
サの直流電圧の変動を小さくすることができる。
流の大きさに応じて、各コンバータの入力電流の値を補
正することにより、追従性の良い入力電流制御ができる
ようになり、上記負荷電流の急変に対し、平滑コンデン
サの直流電圧の変動を小さくすることができる。
第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図
、第２図は第１図の装置の制御ブロック図、第３図は第
１図の装置の動作を説明するためのタイムチャート図で
ある。 ＳＵＰ・・・単相交流電源、 Ｔ几・・・電源トランス
Ｌｓｌ ｒ Ｌｓ２・・・交流リアクトルＣ０ＮＶ−１
、ＣＯＮＶ−２−ＰＷＭ ：ｒ ｙバータＣｄｉ ｐ
ｃ、□・・・直流平滑コンデンサＬＯＡＤ・・・負荷装
置 （７３１７）代理人 弁理士 則 近 憲 佑（ほか１
名） 第１図
、第２図は第１図の装置の制御ブロック図、第３図は第
１図の装置の動作を説明するためのタイムチャート図で
ある。 ＳＵＰ・・・単相交流電源、 Ｔ几・・・電源トランス
Ｌｓｌ ｒ Ｌｓ２・・・交流リアクトルＣ０ＮＶ−１
、ＣＯＮＶ−２−ＰＷＭ ：ｒ ｙバータＣｄｉ ｐ
ｃ、□・・・直流平滑コンデンサＬＯＡＤ・・・負荷装
置 （７３１７）代理人 弁理士 則 近 憲 佑（ほか１
名） 第１図
Claims (4)
- （１） 交流電源と、該交流電源に電源トランス及び交
流リアクトルを介して接続された複数台のパルス幅変調
制御コンバータと、該各コンバータの直流側に接続され
た直流平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの各直流
電圧がある設定値に一致するように前記各コンバータの
入力電流の値を制御する手段と、前記複数個の直流平滑
コンデンサを直列接続して得られる直流電源から電力供
給を受ける負荷装置とからなる電力変換装置。 - （２）前記パルス幅変調制御コンバータによって制御さ
れる入力電流の波形を電源電圧と同相の正弦波になるよ
うにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
電力変換装置。 - （３）前記パルス幅変調制御コンバータによって制御さ
れる入力電流を前記負荷装置に供給される電流を検出し
該負荷電流の大きさに応じて補正することを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。 - （４）前記複数台のパルス幅変調制御コンバータの変調
基準電圧を同期させ、かつコンバータ数（二応じて適宜
の位相だけずらして与えたことを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59075711A JPH0628517B2 (ja) | 1984-04-17 | 1984-04-17 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59075711A JPH0628517B2 (ja) | 1984-04-17 | 1984-04-17 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60219967A true JPS60219967A (ja) | 1985-11-02 |
| JPH0628517B2 JPH0628517B2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=13584091
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59075711A Expired - Lifetime JPH0628517B2 (ja) | 1984-04-17 | 1984-04-17 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0628517B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62230360A (ja) * | 1986-03-28 | 1987-10-09 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ用直流電源装置 |
| JPH02223383A (ja) * | 1989-02-21 | 1990-09-05 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JPH03112317A (ja) * | 1989-06-05 | 1991-05-13 | Fuji Electric Co Ltd | 多重化整流器の制御方法 |
| EP0330055B1 (de) * | 1988-02-22 | 1992-12-02 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zur symmetrischen Spannungsaufteilung einer an einem aus n Kondensatoren bestehenden Spannungsteiler anstehenden Gleichspannung und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens |
| JP2004248467A (ja) * | 2003-02-17 | 2004-09-02 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP6833131B1 (ja) * | 2020-04-20 | 2021-02-24 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2021521763A (ja) * | 2018-04-11 | 2021-08-26 | エアロジェット ロケットダイン インコーポレイテッド | 再循環スナバ技術分野を有した電力コンバータ |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5531716A (en) * | 1978-08-19 | 1980-03-06 | Shin Meiwa Ind Co Ltd | Garbage treatment apparatus |
| JPS57118689U (ja) * | 1981-01-16 | 1982-07-23 |
-
1984
- 1984-04-17 JP JP59075711A patent/JPH0628517B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5531716A (en) * | 1978-08-19 | 1980-03-06 | Shin Meiwa Ind Co Ltd | Garbage treatment apparatus |
| JPS57118689U (ja) * | 1981-01-16 | 1982-07-23 |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62230360A (ja) * | 1986-03-28 | 1987-10-09 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ用直流電源装置 |
| EP0330055B1 (de) * | 1988-02-22 | 1992-12-02 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zur symmetrischen Spannungsaufteilung einer an einem aus n Kondensatoren bestehenden Spannungsteiler anstehenden Gleichspannung und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens |
| JPH02223383A (ja) * | 1989-02-21 | 1990-09-05 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JPH03112317A (ja) * | 1989-06-05 | 1991-05-13 | Fuji Electric Co Ltd | 多重化整流器の制御方法 |
| JP2004248467A (ja) * | 2003-02-17 | 2004-09-02 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2021521763A (ja) * | 2018-04-11 | 2021-08-26 | エアロジェット ロケットダイン インコーポレイテッド | 再循環スナバ技術分野を有した電力コンバータ |
| JP6833131B1 (ja) * | 2020-04-20 | 2021-02-24 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2021214835A1 (ja) * | 2020-04-20 | 2021-10-28 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0628517B2 (ja) | 1994-04-13 |
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