JPS6027251A - デ−タ受信同期制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は１つのまと首った区切りを持つデータフレーム
が前後のデータフレームとの間に時間長が一定でない非
伝送時間を置いてランダムに伝送される　バーストデー
タ伝送におけるデータ受信の同期制御方法に関するもの
である。

まず従来の方法を説明する。第１図はバーストデータ伝
送方式（後述）における１つのデータフレームの構成例
で、時間順に受信側のデータビット同期引込のだめのプ
リアンプル（調歩）パターンＰ、フレームの先頭を示す
フレーム同期パターンＦ、およびデータＤより構成され
る。受信側はプリアンプルパターン（通常”ｉ”　、　
”ｏ”の交番パターンが使われることが多い）を受信し
ている間に受信ビット同期引込みを完了し、後続するフ
レーム同期パターンＦを検知した後データＩ）を取込む
。このとき同期引込み時間が長くパターンＰ終了時点に
おいても同期引込みが終丁しない場合、次のフレーム同
期パターンＦの検知に失敗することがあり不具合を生じ
る。丑たこの不具合を除くためにビット同期回路を高速
引込ｒ＋］能とすると、受信データのビット極性変化前
のゆらぎ（いわゆるンツタ）Ｋビット同期タイミングも
容易に追従し２てゆらぐので、受信エラーの発生率が高
くなるという欠点がある。

更に説明すると同一のデータ回線を複数の端局が時分割
的に使用する場合の１形態としてのバーストデータ伝送
方式においては、１つのバーストデータであるデータフ
レームと次のデータフレームとの間に同期保持のだめの
アイドルパターンを伝送する事が出来ないので、バース
トデータを受信する側で−はデータの到来時に高速で受
信同期引込を行なう必要がある。他方回線に発生するデ
ータ歪や雑音による擾乱に対するデータ誤り率を少くす
るには、受信同期引込の時定数を大きくして上記擾乱に
よるデータ区分点の変動には容易に動じないようにし、
データ受信中の同期タイミングを安定化することが重要
である。このように同期高速化と同期安定化は互に排反
する関係にあり、従来はこの２条件についてはシステム
上の制約を考慮して最適な妥協点に設定していた。しか
しこのような対応策では同期引込時間の高速化を要求す
る程データ誤り率が増加してデータ再送や誤り訂正対策
が必要となり１．結局は回線利用率の低下を招くなどの
大きな欠点があった。

本発明は上記の欠点を取除き、データ受信開始時点での
高速同期引込とデータ受信紅綬中の受信同期タイミング
の安定化を共に実現したもので、゛以下図面によって詳
細に説明する。

第２図は本発明を実施しだデータ受信同期制御回路の構
成側口である。この図中１は受信状態を常時監視しデー
タの受信、非受信を区別検知する受信モニタ回路で、Ｍ
は受信状態を監視するモニタ端子、ＲＤＥＴは受信モニ
タ１の出力で、（第７図で説明するように）受信検知の
一定時間後に”Ｌ”レベル、非受信検知の一定時間後に
ｎ　ＨＩＩレベルとなる。２は受信ビット同期回路で、
公知のＰＬＬ（位相ロックループ回路）技術によって回
線固有の特性や雑音の影響により歪みを生じた受信復調
データＲＸＤ入力から安定した受信同期タイミングＲＴ
を抽出すると共に、受信モニタ回路１の受信モニタ出力
ＲＤＥＴによってその受信同期タイミンク抽出の過渡応
答速度すなわち受信同期引込速度をＲＤ　Ｅ　Ｔが″Ｈ
１＋レベルのとき高速に、ＲＤＥＴが゛′Ｌ″レベルの
とき低速に、２段階の切換ができるように構成しである
。３はフリップフロップ回路で、受信ビット同期回路２
によって抽出された受信同期タイミングＲＴをトリガと
して入力し、ＲＴがＬレベルからＨレベルに立上る時点
の受信・復調データＲＸＤの状態を参照記憶して出力す
る。

ＲＤはその参照記憶された受信同期データで、受信同期
タイミングＲＴと共に図示省略したデータ処理側へ出力
される。

第３図は第２図中の受信ビット同期回路２の詳、ｎ１１
な構成側口である。この図中４はスペース極性検知回路
で、受信復調データＲＸＤからたとえばマーｌ（Ｈレベ
ル）カラスペース（Ｌレベル）への極性変化点を抽出し
、その時点で１ビツトに比較して十分に短いパルスＳＰ
を出力するが、ＳＰはスペース検知パルス出力となる。

５は調歩回路で、ＳＰをリセット信号に用い、ＳＰに調
歩して受信同期タイミングと同一周波数のクロック信号
を出力する。この回路は一般に受信同期タイミングの整
数倍（Ｎ倍）の発振周波数をもつクロ・ツク源と１／Ｎ
分周回路とで構成される。ＲＸＴはその出力で、ＲＸＤ
のスペース極性への変換点に対してそのつど調歩する受
信粗（同期）タイミングである。

また６、７．８はこの受信粗タイミングＲＸＴに同期す
るディジタルＰＬＬ回路を構成する。すなわち６は位相
比較回路で、ＲＸＴと受信同期タイミング出力ＲＴの位
相比較を行い、その位相誤差φが一Δ ルス＋ΔＰを、φ＜−ｉのとき位相遅れ検知ノ（ルスー
ΔＰをそれぞれＲＸＴの１サイクル時間に１回の割合で
出力する。７はディジタルＰＬＬのループフィルタに和
尚するアップダウン（可逆）カウンタで、上記＋ΔＰパ
ルスをアップカウント入力、−ΔＰパルスをダウンカウ
ント入力とし加減動作の結果、＋ΔＰの頻度が多くカウ
ンタがオーバーフローした時には進み補正出力−Δを出
力し、逆に一ΔＰの頻度が多くカウンタがアンダーフロ
ーした時は遅れ補正出力＋Δを出力すると同時に、この
いずれの場合にもカウンタを初期値にリセットする。ま
たこのカウントのオーバーフロー、アンダーフローの最
大カウント数Ｍは受信モニタ出力ＲＤＥＴによってプリ
セットされ、ＲＤＥＴがＬレベル（低速動作）のときと
Ｈレベル（高速動作）のときの設定値をそれぞれＭＬ　
、　Ｍ、（とすると、一般に次の（１）式の関係に選ん
でおく。

ＭＬ）Ｍｌ、　・・・・・・・・・・・・・・・・・・
（１）８ばディジタルＰＬＬのｖＣＯに相当する位相補
正クロック発生回路で、可逆カウンタ７からの進み補１
Ｆ出カーΔと遅れ補正出力＋Δの各信号を入力し、受信
データタイミング周波数を持つクロック出力の位相をこ
れら２信号に従ってそれぞれ−Δと＋Δだけ補正シフト
する機能を持っている。その構成は−Δ、十Δを２人力
とするアップダウンカウンタ、シフト幅がΔに相当する
２π／Δ段のンフトレジスタ、２π／Δ段のタップから
１つのタップを選択出力するマルチプレクサゲート等′
にて容易に得られる。この８において位相補正されたク
ロック出力が受信同期タイミングＲＴとなる。

次に第４図〜第６図によって第２図と第３図のデータ受
信同期制御回路の同期動作を説明する。

まず第４図はデータ受信同期制御回路の同期中の定常動
作のタイムチャートで、図の左側の記号はＳＴを除いて
第２図、第３図に示した各部の信号に対応する。ＳＴは
データ送信側の送信タイミングを受信側の受信復調デー
タＲＸＤと対応する基準位置に補正して示したもので、
そのＬレベルからＨレベルへの立上り点が送信データの
極性変化点となる。また第４図右側のＨ，Ｌは信号の高
、低レベルをそれぞれ示している。いま受信同期状態に
あるとすると受信復調データＲＸＤは回線固有の特性や
雑音の影響により図の斜線部分に歪が生じ、送信タイミ
ングＳＴを基準にして幅Δｊラジアンのジツ°りが常時
発生している。このとき受信粗タイミングＲＸＴはＲＸ
Ｄのジッタに直接追従するので同じように幅Δｊのジッ
タが生ずる。なおＴはデータビットの時間長で、位相で
は２πラジアンに相当し、このときの符号歪は ±去×プ正＝±４．４−　、、、、、、、、、、、、、
、、、、、（２）となる。このため第３図の位相比較回
路６においてはＲＸＴ、！：ＲＴの位相誤差φの絶対値
が最大Δｊ／２となり、これがΔ／２を越えると＋ΔＰ
、−ΔＰΔ　Δ のパルスを出力するが、φ〉十−とφ＜−４のいずれの
場合も同一頻度で発生ずるだめ＋ΔＰと一ΔＰのパルス
頻度が同一となり、第３図のアップダウンカウンタ７は
送信側と受信側の基準クロック源の周波数誤差による＋
ΔＰと−ΔＰの僅かな発生頻度ＭＫよるオーバーフロー
、アンダースローの発生を除いて、オーバーフローとア
ンダーフローは承本的には発生しないので、その進み、
遅れ補正出力−Δ、＋Δは発生しない。このため位相補
正クロック発生回路８の出力ＲＴは安定した位相を保ち
、その極性変化点は受信粗タイミングＲＸＴのジッタ区
間のほぼ中心に固定されるので、ＲＴのしレベルからＨ
レベルへの極性変化点は受信復調データＲＸＤの極性変
化点間の最もレベルの安定した時点に位置し、７リツプ
フロツプ３によってＲＴのＬレベルからＨレベルへの立
上り点で参照され、保持出力されたデータＲＤは最も誤
りの少いデータとなる。また上記のＲＴの安定した位相
の保持は、第３図のアップダウンカウンタ７のカウント
設定値Ｍが大きい程効果が大きいことも明らかである。

また第４図中ＲＸＤとＲＤに示しだす、　＋ｂｌ＋１は
それぞれ対応する受信データを示すものである。

次に同期引込の過渡応答動作における性質を第５図と第
６図によって説明する。第５図は同期引込み前の初期状
態における動作例のタイムチャーΔ トで、φ＜−、の場合を示している。この場合第３図の
位相比較回路６は一ΔＰを連続してカウンタΔ ７に出力していることになる。なおφ＞十、の場合は図
示省略したが上記の動作とは逆に動くことは容易に理解
できるであろう。

第６図は第５図の場合の動作過程の説明図である。まず
第６図（４）の縦軸は位相誤差φ、横軸は時間で初期状
態を時間の基準にとっている。初期状Δ 態（時間０）において位相誤差φはφ＝φＧ＜　２とす
ると、第３図の位相比較回路６のパルス−ΔＰの連続出
力をアップダウンカウンタ７でＭ個カウントし、時間長
としては１時間経過する毎に位相補ＩＦクロック発生回
路８でその出力ＲＴの位相を十Δ進めてφの絶対値をΔ
だけ減少させる動作を”行うので、一定の時間Ｔｓ後に
は１φ１≦Δ／２となり同期引込が完了する。上記の時
間Ｔｓを初期位相誤差φ。における同期引込時間と呼び
、また＋Δだけ位相補正するために必要な経過時間τを
引込ステップ時間と呼ぶことにすれば、Ｔ８．τ、Δ。

Ｍ、φｏ、Ｔ（１ビット時間長）の間にはτ−ＭＴ　・
・・・・・・・・曲・・・・（３）′Ｊ″ｓ＝ｌφｏｆ
／Δ×τ−Ｉφｏ１ＭＴ／Δ　（４）という関係が成）
Ｌする。この両人から明らかなようにτｌＴ８はカウン
タ７のプリセット値Ｍに比例し、さらにＴ８は初期位相
誤差１φｏ１と位相補正シフト幅Δの比に比例している
。このことから本発明のようにプリセット値Ｍを可変と
し、第３図に示すように外部からＲＤＥＴ　（回路１の
受信モニタ出力）によって（１）式の関係を満足するＭ
Ｌ、　ＭＨ２つの値のいずれかを選択設定すれば、同期
引込み時間を制御する効果を持たせる小ができることに
なる。

第６図（Ｂ）はこの場合の同期引込動作過程の例の説明
図である。この図の様式は第６図（５）と同一であるが
、アップダウンカウンタ７の設定値Ｍが初期時点からＴ
Ｈの時間（Ｈレベルの時間）はＭ　＝　Ｍ、（（＜Ｍｔ
、）、それ以後のＴＬの時間はＭ　＝　ＭＬ　（＞　Ｍ
Ｈ）に設定される点が第６図（４）と異なっている。こ
のとき Ｔｓ　＝　ＴＨ＋　Ｔｉ、　・−・−−（５）が成立し
、かつＴＨ、ＴＬのそれぞれの時間（ｆ）における引込
ステップ時間τをそれぞれＴＨ＋τＬとすれば（１）　
、　（３）式より次の（６）〜（８）式を得る。

τＨ＝ＭＨＴ　・・・・・・・・・・・・・・・・（６
）τ１＝ＭＬＴ　・・・・・・・・・・・・・・・・（
７）τ１〉τ□　・・・・・・・・・・・・・・・（８
）寸だ第６図（籾より次式が成立する。

１φｏ　ｌ−（”　＋　”−）　ＸΔ　・・・・・・・
・・・・（９）ＴＨＴＬ （５）　＋　（（ｉ）　、　（７）　＋　（９）式によ
り同期引込時間’ｒｓはＴｓ＝　ｌ　ｆｏｌ　’ｎ　Ｔ
　＋　（１−汀ｖ）ＴＬ、、、、、、αすΔ または となる。Ｃ＋＊　、　ａ◇より明らかな通り、Ｔｓは一
般に次の不等式０りを満足する。

ここでＭＬの値は（Ｂ）図のＴＬの時間帯以後（データ
受・［１：回１ｔｌｌ完丁後）に生じる誤り率に直接影
響するので、／ステムの要求する程度に応じて適当に太
きく設定すれば、同期引込後の応答としては低速応答と
なり、回線に瞬間的に発生する大きな歪に同期回路が容
易に追従せず、安定した受信同期タイーミングＲＴを↑
４Ｉることができる。

他方ＭＨＯ値の設定には受信開始時点から一定時間ＴＨ
以内に受信復調データＲＸＤに高速に応答し、位相誤差
の絶対値１φ１が最大の値（πラジアン）においても、
／ステムの要求する同期引込時間内すなわち第１図のプ
リアンプルパターンＰの時間内に同期引込を完了する程
度に適当に小さく設定すれば、従来の同期引込速度とデ
ータ誤り率の低減の相反する要求を解決できる。この場
合８１！６図の）のＴＨ時間内に同期引込を完了するた
めに’ｒＬ＝。

とすれば、（５）とαＱ両式より Ｔｓ＝ＴＨ−φ０ＭＨＴ　・・・・・・・・・（１）Δ また１φｏ１の最大値はπラジアンであるから結局ＭＨ
は０式より Ｍｔ（−Δ・Ｔｓ／πＴ　・・・・・・０→を６４足す
るようにＭＨを設定すればよい。なおａゆ式のＴｓはシ
ステムで必要ときれる同期引込時間である。

以上は本発明における受信同期制御方法としてデジタル
ＰＬＬの技術を用いた場合の一例であるが、アナログＰ
ＬＬを用いた場合も同様であって、アナログＰＬＬのル
ープフィルタの定数をアナログ的ニ可変に設＃１−　Ｌ
　、第２図の受信モニタ回路工の受信モニタ出力ＲＤＥ
Ｔにより切換設定制御を行う構成とすれば、同様な効果
を得ることができる。

次に本発明で使用する第２図の受信モニタ回路ｊの詳し
い＋１４成と動作を説明する。第７図は受信モニタ回路
２種の構成側口であるが、そのうち（４）図は受信復調
データ自体からデータ受信状態を常時監視する場合の受
信モニタ回路の一例を示している。この回国においては
非受信中はデータのマーク、スペースの極性変化が一定
時間（ＴＭとする）内にはないことを前提にしている。

この場合のモニタ端子ＭＫはたとえば第３図のスペース
極性検知回路４のパルス出力ｓＰが入力する。９は再ト
リガ可能なワンンヨットトリガ回路で、ＳＰを入力して
１回のパルス入力に対し時間長がＴＭのＬレベル出力パ
ルスを出力すると共に、ＴＭ内に入力されるパルスをす
べて有ＱＩ＋　Ｊ−１で最新のパルス入力時点を基準と
してＴＭの時間だけ出力パルス長（Ｌレベル）を延長す
る機能を持っている。ワンンヨットトリガ回路９の出力
がＤＤである。１０は遅延回路でＤＤを入力して一定遅
延時間だけ遅延させて出力ＲＤＥＴを送出する。

いま非受信中であるとするとマーク・スペースの極性変
化がなく、受信中の最後のＳＰ大入力よるＴＭ時間長の
パルスＤＤがなくなってＨレベルに戻るので、一定遅延
時間を置いて遅延回路１０の出力ＲＤＥＴはＨレベルと
なり非受信検知動作を完了する。

また受信動作に入った場合には最初のマーク・スペース
の極性変化によるパルス出力ＳＰによりワンンヨットト
リガ回路９の出力ＤＤは再びＬレベルとなり、遅延回路
１０によって一定遅延時間後に出力ＲＤＥＴがＬレベル
と々り受信検知動作を完了すると共に、以後ＴＭの時間
内にパルス入力ＳＰの有無を監視し、ＳＰ・・°ルス入
力があればＤＤはＬレベルをさらに延長継続し、入力が
なければ非受信検知動作に入る。　。

次に第７図（Ｂ）はデータの受信復調がデータ′キャリ
アを使用するモデムや無線機によって実施される」易ａ
の受信モニタ回路の一例であって、汎用モデムにおいて
いわめるＣＤ（ＣａｒｒｊｅｒＤｅｔｅｃｔ　）機能と
して伺加されているものと同一である。この場合のモニ
タ端子Ｍにはモデムの受信キャリア端子を用いる。図中
の１１はν波器で、受信データキャリアを検出する場合
はそのキャリアのスペクトラノ、を抽出する帯域ｐ波器
（ＢＰＦ）を、寸だ非受信時の雑音を検出する場合はキ
ャリアのスペクトラ広帯域外のたとえば高域側の雑音を
抽出する高域沖波器（Ｉ−ＩＰＦ）をそれぞれ用いる。

ＦＯＵＴｌｄＰ波器１１の出ブハ１２は検波回路でＦＯ
ＵＴを増幅、整流してその整流出力が一定のしきい値を
越えたかどうかを判別する。検波回路１２の出力ＣＤ　
Ｉ′ｉＬきい値以上の受信キャリア検知時にＬレベル、
または受信雑音検知時にＨレベルとなる。このＣＤを第
７図（４）と同様遅延回路１ｏに入力しその出力はに、
もしくは雑音によって間接に検知することにより、受信
検知、非受信検知を行なうという公知の技術をそのまま
応用した例である。

このようにして第７図の遅延回路１０の遅延時間長をα
１式のＴｓＯ値にほぼ設定すれば、受信開始時点から一
定時間（Ｔ８）内に高速の同期引込を冗了し、以後低速
の同時時定数による誤りの少ない安定したデータ受信動
作を継続できる。

以上詳細に説明したように本発明のデータ受信同期制御
方法を実施すれば、バース］・データ伝送におけるデー
タの送信側と受信側のデータタイミングの初期位相ずれ
の状態にかかわらず、比較的短時間内でデータ受信同期
を完了できると共に、同期完了後は誤りの少ない安定し
た同期動作を行うという効果が得られるので、近年ｆ７
ｊ、を発が進められているパーソナル無線をはじめとす
るマルチチャネルアクセスの無線回線制御システム等の
回線擾乱の大きいバーストデータ伝送に実施すれば、同
期引込み遅れによるデータフレーム同期の失敗やデータ
誤りによるデータネ達の確率を大幅に低減でき、回線の
接続率を上けるという実用上大きな効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はバーストデータ伝送におけるデータフレームの
構成例図、第２図は本発明を実施したデータ受信同期制
御回路の構成例図、第３図は第２図中の受信ビット同期
回路の構成例図、第４図はデータ受信同期回路の同期中
の定常動作のタイムチャート、第５図はデータ受信同期
回路の同期引へ前の初期状態の動作例のタイムチャート
、第６図は第５図の場合の動作過程説明図、第７図は第
２図の受信モニタ回路２種の構成例図である。 １・・・受信モニタ回路、２・・・受信ピット同期回路
、３・・・フリップフロップ回路、４・・・スペース極
性検知回路、５・・・調歩回路、６・・・位相比較回路
、７・・・可逆カウンタ、８・・・位相補正クロック発
生回路、９・・・ワンショットトリガ回路、１０・・・
遅延回路、１１・・・ｒ波器、１２・・・検波回路、Ｍ
・・・モニタ端子、ＲＤＥＴ・・・受信モニタ出力、Ｒ
ＸＤ・・・受信復調データ、ＲＤ・・・受信同期データ
、ＲＴ・・・受信同期タイミング、ＲＸＴ・・・受信粗
タイミング、ＳＰ・・・スペース検知パルス出力、ＤＤ
・・・ワン７ヨツト出力、ＦＯＵＴ・・・ｐ波器１１の
出力、ＣＤ・・・検波出力、＋ΔＰ・・・位相進み検知
パルス、−ΔＰ・・・位相遅れ検知パルス、＋Δ・・・
遅れ補正出力、−Δ・・・進み補正出力。 特許出願人　国際電気株式会社 代　理　人　犬　塚　学 外１名

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. データの受信、非受信を常時監視しかつデータ受信の開
   始時点を検出するモニタ回路と、受信腹調フーータから
   受匿同期タイミングを抽出しその抽出動作の応答速度を
   上記モニタ回路の受信検知と１１受［ハ検知の各出力で
   高速と低速にそれぞれ切替ＩＩＩ　１ｌｉｌｌされるビ
   ット同期回路とを具備し７て、データの受信開始を検知
   した後一定時間内は受信同期タイミンクの抽出動作の応
   答速度を増大し−Ｃ同期引ＩΔを促屯し、上記一定時間
   後は応答速度を低減して同期、ぐ信中の誤り発生径１を
   縮小するようにした（−とｉ、ｉ　′Ｌｉ徴とするデー
   タ受信同期制御方法。