JPS6027272B2 - パルス幅変調インバ−タの制御方法 - Google Patents
パルス幅変調インバ−タの制御方法Info
- Publication number
- JPS6027272B2 JPS6027272B2 JP50089413A JP8941375A JPS6027272B2 JP S6027272 B2 JPS6027272 B2 JP S6027272B2 JP 50089413 A JP50089413 A JP 50089413A JP 8941375 A JP8941375 A JP 8941375A JP S6027272 B2 JPS6027272 B2 JP S6027272B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pulse width
- control signal
- signal
- modulation
- width modulation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は出力電圧波形が対称となるようにしたパルス幅
変調ィンバータの制御方法に関する。
変調ィンバータの制御方法に関する。
第１図において、ａは３相のパルス幅変調ィンバータの
主回路の原理的構成を示し、ｂはその具体的構成例を示
す。第１図ａにおいてインバータの各相出力端子Ｒ，Ｓ
，Ｔはスイッチング素子ＵおよびＸ，ＶおよびＹ，Ｗお
よびＺによってそれぞれにおいて交互に直流電源由ｄの
正端子と負端聡軍５要雛溝舵磯縦蚕敦こ員写裏手さま霜
湊夢事主をき、葬る豊基馬達成例を示しており、２つの
主サィリスタＴ，，Ｔ２と、各主サィリスタに逆並列接
続されたダイオードＤ，，Ｄ２と、両主サイリスタに共
通な転流コンデンサＣおよび転流リアクトルＬと、各主
サィリスタに付属した消弧用補助サィリスタＬ，Ｔ４と
から構成することができる。
主回路の原理的構成を示し、ｂはその具体的構成例を示
す。第１図ａにおいてインバータの各相出力端子Ｒ，Ｓ
，Ｔはスイッチング素子ＵおよびＸ，ＶおよびＹ，Ｗお
よびＺによってそれぞれにおいて交互に直流電源由ｄの
正端子と負端聡軍５要雛溝舵磯縦蚕敦こ員写裏手さま霜
湊夢事主をき、葬る豊基馬達成例を示しており、２つの
主サィリスタＴ，，Ｔ２と、各主サィリスタに逆並列接
続されたダイオードＤ，，Ｄ２と、両主サイリスタに共
通な転流コンデンサＣおよび転流リアクトルＬと、各主
サィリスタに付属した消弧用補助サィリスタＬ，Ｔ４と
から構成することができる。
かかるパルス幅変調ィンバータにおけるパルス幅変調制
御は、一般に所望の出力電圧の大きさと周波数とを規定
する制御信号Ｖｃと、出力電圧半周期の平均スイッチン
グ動作回数を規定する変調信号Ｖｍとの大小比較によっ
て行なわれる。
御は、一般に所望の出力電圧の大きさと周波数とを規定
する制御信号Ｖｃと、出力電圧半周期の平均スイッチン
グ動作回数を規定する変調信号Ｖｍとの大小比較によっ
て行なわれる。
この場合に、たとえば、制御信号Ｖｃとしては所望の出
力電圧の大きさと周波数とを有する正弦波信号を使用し
、変調信号Ｖｍとしてはその正弦波信号よりも十分大き
な周波数を有する三角度信号を使用する。第２図には三
相の正弦波の制御信号Ｖｃ（Ｒ），Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（
Ｔ）と三角波の変調信号Ｖｍとの比較によって出力端子
Ｒ，Ｓ，Ｔに生じるパルス幅変調されたそれぞれの出力
電圧ＶＰＴ（Ｒ），ＶＰＴ（Ｓ），ＶＰＴ（Ｔ）が図解
されている。
力電圧の大きさと周波数とを有する正弦波信号を使用し
、変調信号Ｖｍとしてはその正弦波信号よりも十分大き
な周波数を有する三角度信号を使用する。第２図には三
相の正弦波の制御信号Ｖｃ（Ｒ），Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（
Ｔ）と三角波の変調信号Ｖｍとの比較によって出力端子
Ｒ，Ｓ，Ｔに生じるパルス幅変調されたそれぞれの出力
電圧ＶＰＴ（Ｒ），ＶＰＴ（Ｓ），ＶＰＴ（Ｔ）が図解
されている。
この出力電圧ＶＰＴ（Ｒ），ＶＦＴ（Ｓ），ＶＰＴ（Ｔ
）は直流電圧源Ｅｄの中間点０を基準とする各相の出力
端子Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧を表わす。第２図において三相の
正弦の制御信号Ｖｃ（Ｒ），Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）と
変調信号Ｖｍとのレベル一致点において第１図ａにおけ
るスイッチング素子ＶおよびＸ，ＶおよびＹ，Ｗおよび
Ｚ、または第１図ｂにおけるサィリスタＴ，およびＬの
切操が行なわれる。このような切換制御により各相の出
力端子Ｒ，Ｓ，Ｔには第２図に示すようなパルス幅変調
された矩形成パルス幅の出力電圧ＶＰＴ（Ｒ），ＶＰＴ
（Ｓ），ＶＰＴ（Ｔ）が生ずる。スイッチング素子ある
いはサィリスタの切換時点は第２図に示すように制御信
号Ｖｃと変調信号Ｖｍのレベル一致点にて行なわれるた
め、切換時点は制御信号Ｖｃの振中によって変わる。
）は直流電圧源Ｅｄの中間点０を基準とする各相の出力
端子Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧を表わす。第２図において三相の
正弦の制御信号Ｖｃ（Ｒ），Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）と
変調信号Ｖｍとのレベル一致点において第１図ａにおけ
るスイッチング素子ＶおよびＸ，ＶおよびＹ，Ｗおよび
Ｚ、または第１図ｂにおけるサィリスタＴ，およびＬの
切操が行なわれる。このような切換制御により各相の出
力端子Ｒ，Ｓ，Ｔには第２図に示すようなパルス幅変調
された矩形成パルス幅の出力電圧ＶＰＴ（Ｒ），ＶＰＴ
（Ｓ），ＶＰＴ（Ｔ）が生ずる。スイッチング素子ある
いはサィリスタの切換時点は第２図に示すように制御信
号Ｖｃと変調信号Ｖｍのレベル一致点にて行なわれるた
め、切換時点は制御信号Ｖｃの振中によって変わる。
従ってィンバータの出力電圧の調節は制御信号Ｖｃの振
幅を変えることにより行なわれる。さらに、第１図ａに
示すような３相出力のパルス幅変調ィンバータにおいて
は、３相出力を完全に平衡させるため、変調信号Ｖｍの
周波数を制御信号Ｖｃの周波数、即ちインバータの出力
周波数の３の整数倍にして同期をとっている。第２図は
それに基づき変調信号Ｖｍの周波数を変調信号Ｖｃの周
波数の６倍（以下周波数比と呼ぶ）とした実施例である
。しかし、このような従来のパルス幅変調ィンバータに
おいては、たとえば第２図に示すように周波数比が偶数
倍であるときは、その出力電圧ＶＰＴ（Ｒ），ＶＰＴ（
Ｓ），ＶＰＴ（Ｔ）は矩形電圧となり、かつ、その一周
期の波形をみると、半周期の点を中心とした点対称、す
なわち奇関数として表わされる。
幅を変えることにより行なわれる。さらに、第１図ａに
示すような３相出力のパルス幅変調ィンバータにおいて
は、３相出力を完全に平衡させるため、変調信号Ｖｍの
周波数を制御信号Ｖｃの周波数、即ちインバータの出力
周波数の３の整数倍にして同期をとっている。第２図は
それに基づき変調信号Ｖｍの周波数を変調信号Ｖｃの周
波数の６倍（以下周波数比と呼ぶ）とした実施例である
。しかし、このような従来のパルス幅変調ィンバータに
おいては、たとえば第２図に示すように周波数比が偶数
倍であるときは、その出力電圧ＶＰＴ（Ｒ），ＶＰＴ（
Ｓ），ＶＰＴ（Ｔ）は矩形電圧となり、かつ、その一周
期の波形をみると、半周期の点を中心とした点対称、す
なわち奇関数として表わされる。
したがって、このような出力電圧波形をフーリエ解析を
行なうと非常に低次の高調波成分を含んでいる。この高
調波成分が大きいと回転機等との結合においてトルク脈
動を引き起こし、巻縮の過熱を招くことになる。また計
測機器の中には交流電圧に高調波ひずみがあると誤差が
生じるものがある。このためィンバータの出力電圧は高
調波成分の少し、ことが望まれている。本発明は上記に
鑑み、周波数比が偶数倍の値にて運転されるィンバータ
の出力電圧に低次の高調波成分、特に偶数次の高調波成
分が存在しないようにした電圧制御方法を提供すること
を目的としている。
行なうと非常に低次の高調波成分を含んでいる。この高
調波成分が大きいと回転機等との結合においてトルク脈
動を引き起こし、巻縮の過熱を招くことになる。また計
測機器の中には交流電圧に高調波ひずみがあると誤差が
生じるものがある。このためィンバータの出力電圧は高
調波成分の少し、ことが望まれている。本発明は上記に
鑑み、周波数比が偶数倍の値にて運転されるィンバータ
の出力電圧に低次の高調波成分、特に偶数次の高調波成
分が存在しないようにした電圧制御方法を提供すること
を目的としている。
本発明によればこの目的は制御信号の正の半周期と負の
半周期とにおいて位相が１８０ｏ異なる変調信号を用い
て制御信号と比較することによって達成される。
半周期とにおいて位相が１８０ｏ異なる変調信号を用い
て制御信号と比較することによって達成される。
即ち上述の方法によれば、出力電圧波形は半周期ごとに
極性は異なるが同一の波形、すなわち、対称波形として
示される。このような出力電圧波形をフーリエ解析して
みると、一周期においては偶数次高調波の平均値は零と
なるのである。次に本発明を図に示す実施例に基づいて
詳細に説明する。
極性は異なるが同一の波形、すなわち、対称波形として
示される。このような出力電圧波形をフーリエ解析して
みると、一周期においては偶数次高調波の平均値は零と
なるのである。次に本発明を図に示す実施例に基づいて
詳細に説明する。
第３図は本発明による電圧制御方法による切換を図解し
たものであり、第２図と同様に制御信号Ｖｃ（Ｒ），Ｖ
ｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）、変調信号Ｖｍ、出力電圧ＶＰＴ
（Ｒ），ＶＰＴ（Ｓ），ＶＰＴ（Ｔ）（Ｔ）が示され、
更に変調信号Ｖｍと位相が１８０ｏ異なる変調信号Ｖ′
ｍが示されている。
たものであり、第２図と同様に制御信号Ｖｃ（Ｒ），Ｖ
ｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）、変調信号Ｖｍ、出力電圧ＶＰＴ
（Ｒ），ＶＰＴ（Ｓ），ＶＰＴ（Ｔ）（Ｔ）が示され、
更に変調信号Ｖｍと位相が１８０ｏ異なる変調信号Ｖ′
ｍが示されている。
また変調信号Ｖｍと制御信号Ｖｃ（Ｒ），Ｖｃ（Ｓ），
Ｖｃ（Ｔ）との周波数比は前述と同様に３の偶数倍の６
である。第３図において、本発明によれば制御信号Ｖｃ
（Ｒ），Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）はその値が正において
は変調信号Ｖｍと、負においては変調信号Ｖ′ｍと比較
する。
Ｖｃ（Ｔ）との周波数比は前述と同様に３の偶数倍の６
である。第３図において、本発明によれば制御信号Ｖｃ
（Ｒ），Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）はその値が正において
は変調信号Ｖｍと、負においては変調信号Ｖ′ｍと比較
する。
従って本発明による切換制御においては出力電圧ＶＰＴ
（Ｒ），ＶＰＴ（Ｓ），Ｖ門（Ｔ）はそれぞれ半周期ご
とに正負の符号を除くと対称の波形として示される。第
３図において変調信号ＶｍとＶ′ｍの切換点においては
スイッチング素子またはサィリスタの点弧、消弧を確実
に行なわせるためにタイマ等の遅延素子を用いて変調信
号Ｖｍ，Ｖ′ｍと制御信号Ｖｃとの比較を行なうように
する。第４図は第３図に示す本発明による電圧制御方法
の具体的回路構成の一例を示したものである。
（Ｒ），ＶＰＴ（Ｓ），Ｖ門（Ｔ）はそれぞれ半周期ご
とに正負の符号を除くと対称の波形として示される。第
３図において変調信号ＶｍとＶ′ｍの切換点においては
スイッチング素子またはサィリスタの点弧、消弧を確実
に行なわせるためにタイマ等の遅延素子を用いて変調信
号Ｖｍ，Ｖ′ｍと制御信号Ｖｃとの比較を行なうように
する。第４図は第３図に示す本発明による電圧制御方法
の具体的回路構成の一例を示したものである。
図において１は単相正弦波の制御信号Ｖｃを入力とし、
この制御信号Ｖｃを三相正弦波の制御信号Ｖｃ（Ｒ），
Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）に変換する単相−三相変換器２
は変調信号Ｖｍを１８０ｏ位相反転させ変調信号Ｖ′ｍ
を得るための比較増中器、ＣＰ，は制御信号Ｖｃ（Ｒ）
の正負を判別する比較器、ＣＰ２は制御信号Ｖｃ（Ｒ）
と変調信号Ｖｍとを比較する比較器、ＣＰ３は制御信号
Ｖｃ（Ｒ）と変調信号Ｖ′ｍとを比較する比較器、ＮＲ
はノア回路、Ｔｓはタイマ、ＡＮＤ，，ＡＮＤ２はアン
ド回路、ＯＲはオア回路を示している。制御信号Ｖｃ（
Ｒ），Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）に対する動作は同じであ
るからここにおいては制御信号Ｖｃ（Ｒ）についてのみ
説明する。
この制御信号Ｖｃを三相正弦波の制御信号Ｖｃ（Ｒ），
Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）に変換する単相−三相変換器２
は変調信号Ｖｍを１８０ｏ位相反転させ変調信号Ｖ′ｍ
を得るための比較増中器、ＣＰ，は制御信号Ｖｃ（Ｒ）
の正負を判別する比較器、ＣＰ２は制御信号Ｖｃ（Ｒ）
と変調信号Ｖｍとを比較する比較器、ＣＰ３は制御信号
Ｖｃ（Ｒ）と変調信号Ｖ′ｍとを比較する比較器、ＮＲ
はノア回路、Ｔｓはタイマ、ＡＮＤ，，ＡＮＤ２はアン
ド回路、ＯＲはオア回路を示している。制御信号Ｖｃ（
Ｒ），Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）に対する動作は同じであ
るからここにおいては制御信号Ｖｃ（Ｒ）についてのみ
説明する。
まず単相−三相変換器１にて得られる制御信号Ｖｃ（Ｒ
）はそれぞれの比較器ＣＰ，〜ＣＰ３に加えられる。比
較器ＣＰ．においては制御信号Ｖｃ（Ｒ）は“０”位と
比較され、その正負が判別される。もし制御信号Ｖｃ（
Ｒ）が正であるならばアンド回路ＡＮＤ，には“１”が
、アンド回路ＡＮＤ２には“０”が加えられる。アンド
回路ＡＮＤ，には他の入力として比較器ＣＰ２の出力が
、アンド回路ＡＮＤ２には他の入力として比較器にＰ，
の出力がそれぞれ加えられている。従って制御信号Ｖｃ
（Ｒ）が正であるときには比較器ＣＰ３の出力、即ち制
御信号Ｖｃ（Ｒ）と変調信号Ｖｍとの比較結果が、また
制御信号Ｖｃ（Ｒ）が負であるときには比較器ＣＰ３の
出力、即ち制御信号Ｖｃ（Ｒ）と変調信号Ｖ′ｍとの比
較結果がそれぞれオア回路ＰＲの出力端子Ｒ′よりスイ
ッチング素子（サィリスタ）に制御パルス幅として加え
られる。ことにおいてアンド回路ＡＮＤ２の加えられる
比較器にＰ，の出力はノア回路ＮＲ、タイマＴｓを介す
るようにする。このようにすることにより制御信号Ｖｃ
（Ｒ）の極性が切換わる時点においてな、タイマＴｓに
て定められるスイッチング素子（サィリスタ）の点弧あ
るし・は消弧にため十分なオンオフ時間をもった制御パ
ルスが生じる。このことは第３図において制御信号Ｖｃ
（Ｒ）の極性が切換わる時点において、出力電圧ＶＰＴ
（Ｒ）の以前の状態が一度切換わることによって示され
ている。制御信号Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）についても回
路Ａ，と同様の構成の回路＃，Ａ３によって行なわれる
。このように本発明によれば制御信号の正の半周期と負
の半周期において変調信号を１８０リ位相反転すること
により、周波数比が偶数倍においても出力電圧波形を対
称波形として偶数次の高調波成分を除去することができ
るためフィル夕の小形化を図ることができる。
）はそれぞれの比較器ＣＰ，〜ＣＰ３に加えられる。比
較器ＣＰ．においては制御信号Ｖｃ（Ｒ）は“０”位と
比較され、その正負が判別される。もし制御信号Ｖｃ（
Ｒ）が正であるならばアンド回路ＡＮＤ，には“１”が
、アンド回路ＡＮＤ２には“０”が加えられる。アンド
回路ＡＮＤ，には他の入力として比較器ＣＰ２の出力が
、アンド回路ＡＮＤ２には他の入力として比較器にＰ，
の出力がそれぞれ加えられている。従って制御信号Ｖｃ
（Ｒ）が正であるときには比較器ＣＰ３の出力、即ち制
御信号Ｖｃ（Ｒ）と変調信号Ｖｍとの比較結果が、また
制御信号Ｖｃ（Ｒ）が負であるときには比較器ＣＰ３の
出力、即ち制御信号Ｖｃ（Ｒ）と変調信号Ｖ′ｍとの比
較結果がそれぞれオア回路ＰＲの出力端子Ｒ′よりスイ
ッチング素子（サィリスタ）に制御パルス幅として加え
られる。ことにおいてアンド回路ＡＮＤ２の加えられる
比較器にＰ，の出力はノア回路ＮＲ、タイマＴｓを介す
るようにする。このようにすることにより制御信号Ｖｃ
（Ｒ）の極性が切換わる時点においてな、タイマＴｓに
て定められるスイッチング素子（サィリスタ）の点弧あ
るし・は消弧にため十分なオンオフ時間をもった制御パ
ルスが生じる。このことは第３図において制御信号Ｖｃ
（Ｒ）の極性が切換わる時点において、出力電圧ＶＰＴ
（Ｒ）の以前の状態が一度切換わることによって示され
ている。制御信号Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）についても回
路Ａ，と同様の構成の回路＃，Ａ３によって行なわれる
。このように本発明によれば制御信号の正の半周期と負
の半周期において変調信号を１８０リ位相反転すること
により、周波数比が偶数倍においても出力電圧波形を対
称波形として偶数次の高調波成分を除去することができ
るためフィル夕の小形化を図ることができる。
本発明の実施例の説明においては３相で周波数比が６の
場合について行なったが、３相の場合には周波数比が１
２，１８，…・・・等の場合においても本発明による電
圧制御方法が適用できることは勿論である。
場合について行なったが、３相の場合には周波数比が１
２，１８，…・・・等の場合においても本発明による電
圧制御方法が適用できることは勿論である。
また２久上の説明において制御信号は正弦波、変調信号
は三角波が望ましいとしているが、他の波形、例えば矩
形波、銭歯状波等の波形でも本発明による対称変調方式
は適用できる。
は三角波が望ましいとしているが、他の波形、例えば矩
形波、銭歯状波等の波形でも本発明による対称変調方式
は適用できる。
さらに単相のパルス幅変調ィンバータにおいても同様で
あり、周波数比を２つの整数倍とするときには、同機に
制御信号の正と負の半周期で変調信号を切換えることに
より出力電圧からの一部の高調波成分の除去が達成され
る。
あり、周波数比を２つの整数倍とするときには、同機に
制御信号の正と負の半周期で変調信号を切換えることに
より出力電圧からの一部の高調波成分の除去が達成され
る。
第１図は従来のパルス幅変調ィンバータの主回路構成例
と示す回路図、第２図は従来のパルス幅変調方法を示す
線図、第３図は本発明によるパルス幅変調ィンバータの
電圧制御方法を示す線図、第４図は本発明によるパルス
幅変調ィンバータの電圧制御方法を実施するための具体
的回路構成図を示している。 Ｖｃ（Ｒ），Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）…制御信号、Ｖｍ
，Ｖ′ｍ・・・変調信号、ＶＭ（Ｒ），ＶＰＴ（Ｓ），
ＶＰ．（Ｔ）…ィンバータ出力電圧、１・・・単相一三
相変換器、２・・・比例増中器、ＣＰ，，ＣＰ２，ＣＰ
３・・・比較器、Ｔｓ・・・タイマ、ＮＲ…ノア回路、
ＡＮＤ，，ＡＮＤ２・・・アンド回路、ＯＲ・・・オア
回路。 第１図第２図 第３図 オ４図
と示す回路図、第２図は従来のパルス幅変調方法を示す
線図、第３図は本発明によるパルス幅変調ィンバータの
電圧制御方法を示す線図、第４図は本発明によるパルス
幅変調ィンバータの電圧制御方法を実施するための具体
的回路構成図を示している。 Ｖｃ（Ｒ），Ｖｃ（Ｓ），Ｖｃ（Ｔ）…制御信号、Ｖｍ
，Ｖ′ｍ・・・変調信号、ＶＭ（Ｒ），ＶＰＴ（Ｓ），
ＶＰ．（Ｔ）…ィンバータ出力電圧、１・・・単相一三
相変換器、２・・・比例増中器、ＣＰ，，ＣＰ２，ＣＰ
３・・・比較器、Ｔｓ・・・タイマ、ＮＲ…ノア回路、
ＡＮＤ，，ＡＮＤ２・・・アンド回路、ＯＲ・・・オア
回路。 第１図第２図 第３図 オ４図
Claims (1)
- １ 偶数倍の周波数比を有する制御信号と変調信号との
比較結果に基づき出力電圧のパルス幅を制御するように
したパルス幅変調インパータにおいて、前記制御信号の
正の半周期と負の半周期とでは比較される前記変調信号
として位相を１８０°反転させた異なるものを用いるよ
うにしたことを特徴とするパルス幅変調インバータの制
御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50089413A JPS6027272B2 (ja) | 1975-07-22 | 1975-07-22 | パルス幅変調インバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50089413A JPS6027272B2 (ja) | 1975-07-22 | 1975-07-22 | パルス幅変調インバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5213625A JPS5213625A (en) | 1977-02-02 |
| JPS6027272B2 true JPS6027272B2 (ja) | 1985-06-28 |
Family
ID=13969947
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50089413A Expired JPS6027272B2 (ja) | 1975-07-22 | 1975-07-22 | パルス幅変調インバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6027272B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5645945A (en) * | 1979-09-20 | 1981-04-25 | Mitsubishi Chem Ind Ltd | Polycarbonate composition |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5334286B2 (ja) * | 1971-08-21 | 1978-09-20 |
-
1975
- 1975-07-22 JP JP50089413A patent/JPS6027272B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5213625A (en) | 1977-02-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6023417A (en) | Generalized discontinuous pulse width modulator | |
| Yu et al. | A review of three PWM techniques | |
| JPS607476B2 (ja) | インバ−タ−交流機駆動装置の制御装置 | |
| Kang et al. | Simple harmonic analysis method for multi-carrier PWM techniques using output phase voltage in multi-level inverter | |
| US3523236A (en) | Circuit to control inverter switching for reduced harmonics | |
| US3739253A (en) | Displaced waveform for a pulse width modulated power source | |
| JPH08107698A (ja) | 空間ベクトルｐｗｍ制御方式 | |
| JPS6027272B2 (ja) | パルス幅変調インバ−タの制御方法 | |
| JP2582920B2 (ja) | 直流一交流電力変換装置 | |
| JP2785258B2 (ja) | 電圧型ｐｗｍインバータ装置 | |
| JPS6036711B2 (ja) | インバ−タ装置 | |
| US4228491A (en) | Control method for a three-phase self-excited inverter | |
| JPH0197174A (ja) | 電力変換装置 | |
| Taniguchi et al. | A three-phase sinusoidal PWM inverter | |
| JPS59204469A (ja) | インバ−タ装置 | |
| JPS59139871A (ja) | ブリツジ形３相正弦波インバ−タのパルス幅変調方式 | |
| JPS58198165A (ja) | Ｐｗｍ変換器の電流検出方法 | |
| JPS6115670B2 (ja) | ||
| JPS5943912B2 (ja) | 多相交流インバ−タ | |
| JP2003180079A (ja) | 中性点クランプ式電力変換装置 | |
| JPS6159062B2 (ja) | ||
| JPS62217860A (ja) | 電圧形ｐｗｍインバ−タの制御方式 | |
| KR0166186B1 (ko) | 3-레벨 인버터의 바이폴러 pwm신호 발생장치 | |
| Matsui et al. | Multi level modulations for parallel connected NPC-PWM inverters | |
| Matsui et al. | Asymmetrical modulation and over-modulation techniques of parallel connected NPC-PWM inverters for AC motor drives |