JPS6041483B2 - 検波回路 - Google Patents
検波回路Info
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- JPS6041483B2 JPS6041483B2 JP14799976A JP14799976A JPS6041483B2 JP S6041483 B2 JPS6041483 B2 JP S6041483B2 JP 14799976 A JP14799976 A JP 14799976A JP 14799976 A JP14799976 A JP 14799976A JP S6041483 B2 JPS6041483 B2 JP S6041483B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims description 27
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 1
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、検波回路に関する。
ダイオードを用いた従来の検波器においては、交流入力
電圧レベルが検波用ダイオードの厭方向降下電圧に近い
レベルになってくると、検波用ダイオードの非直線性の
ために交流電圧と検波電圧との比例関係が失われる。
電圧レベルが検波用ダイオードの厭方向降下電圧に近い
レベルになってくると、検波用ダイオードの非直線性の
ために交流電圧と検波電圧との比例関係が失われる。
そこで、交流入力を増中して検波ダイオードの順方向降
下電圧より十分大きくして検波する検波回路も考案され
ているがダイナミックレンジを十分大きくとるためには
、増幅器の電源電圧を高くしなければならないという問
題があった。よって本発明は、比較的低い電源電圧で作
動し微小レベルの入力信号も良好に検波し得る検波回路
を提供することを目的とする。
下電圧より十分大きくして検波する検波回路も考案され
ているがダイナミックレンジを十分大きくとるためには
、増幅器の電源電圧を高くしなければならないという問
題があった。よって本発明は、比較的低い電源電圧で作
動し微小レベルの入力信号も良好に検波し得る検波回路
を提供することを目的とする。
以下、図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第１図は、本発明による検波回路を示す。
この検波回路は、演算増幅器Ａと負荷インピーダンスＺ
Ｌと、演算増幅器Ａの出力端子と負荷インピーダンスＺ
Ｌとを接続する互いに逆方向を向いたダイオードＤ，，
Ｄ２の並列回路と、ダイオードＤ，，Ｄ２と各々カレン
トミラーを形成するトランジスタＱ，，Ｑ２と帰還度８
の帰還回路とからなる。今、演算増幅器Ａの非反転入力
に入力信号電圧ひｉｎが供給されたとし、帰還電流ｌｆ
が無視できるものと仮定すると、負荷インピーダンスＺ
Ｌの両端電圧ひｏは次式により表わされる。し。
Ｌと、演算増幅器Ａの出力端子と負荷インピーダンスＺ
Ｌとを接続する互いに逆方向を向いたダイオードＤ，，
Ｄ２の並列回路と、ダイオードＤ，，Ｄ２と各々カレン
トミラーを形成するトランジスタＱ，，Ｑ２と帰還度８
の帰還回路とからなる。今、演算増幅器Ａの非反転入力
に入力信号電圧ひｉｎが供給されたとし、帰還電流ｌｆ
が無視できるものと仮定すると、負荷インピーダンスＺ
Ｌの両端電圧ひｏは次式により表わされる。し。
ニひｉｎ／８ …。｝従って
負荷インピーダンスＺＬを流れる電流ｌｏは、ｂ＝ひｉ
ｎ／ＢＺＬ べ２１となる。
負荷インピーダンスＺＬを流れる電流ｌｏは、ｂ＝ひｉ
ｎ／ＢＺＬ べ２１となる。
この電流ｌｏは、負の値のときはダイオードＤ，を、正
の値のときはダイオードＤ２を流れる。トランジスタＱ
，とダイオード○，、トランジスタＱ２とダイオードＤ
２はカレントミラーを構成しているので、トランジスタ
Ｑ，，Ｑ２のコレクタからは各々半波整流された電流１
Ｎ， ＩＦを取り出すことができる。今、と定義すると
、 ｌ ＩＮＩ＝ｌｆｌｏｌ ・・・
‘３｝ｌ ＩＰＩ＝ｌ。
の値のときはダイオードＤ２を流れる。トランジスタＱ
，とダイオード○，、トランジスタＱ２とダイオードＤ
２はカレントミラーを構成しているので、トランジスタ
Ｑ，，Ｑ２のコレクタからは各々半波整流された電流１
Ｎ， ＩＦを取り出すことができる。今、と定義すると
、 ｌ ＩＮＩ＝ｌｆｌｏｌ ・・・
‘３｝ｌ ＩＰＩ＝ｌ。
ｌｏｌ ・・・ｔ４）となる。
今、検波電流１Ｎ， ＩＰを取り出すためのトランジス
タＱ，若しくはＱ２の負荷インピーダンスをかｕｔとす
ると、電流１Ｎ， ＩＰについての検波出力電圧Ｖ州，
Ｖ。
今、検波電流１Ｎ， ＩＰを取り出すためのトランジス
タＱ，若しくはＱ２の負荷インピーダンスをかｕｔとす
ると、電流１Ｎ， ＩＰについての検波出力電圧Ｖ州，
Ｖ。
Ｐとすると、ＩＶＤＮＩ：ｌ（ぎ・Ｕｉｎ・松ｕｔ）／
（８・Ｚし）ｌ …｛５
’ＩＶＤｐｌニー（ｏ・ひｉｎ・松ｕｔ）／（８・ＺＬ
）ｌ ・・・■なお、帰
還電流ｌｆが無視できないときには、Ｚしも帰還回路に
含めて考えるものとする。
（８・Ｚし）ｌ …｛５
’ＩＶＤｐｌニー（ｏ・ひｉｎ・松ｕｔ）／（８・ＺＬ
）ｌ ・・・■なお、帰
還電流ｌｆが無視できないときには、Ｚしも帰還回路に
含めて考えるものとする。
ここで本実施例における効果を説明するのに理解を容易
とするために８＝１として１００％帰還の状態を考えて
みる。
とするために８＝１として１００％帰還の状態を考えて
みる。
負荷ＺＬに出力される電圧Ｖｏは、この電圧ｖｏを帰還
していることから入力電圧ｖｉｎと同じ値になる。これ
は演算増幅器Ａの出力を帰還するのではなく、ダイオー
ド○，．Ｄ２を通過した後の出力を帰還するようにして
いることによる。即ち、ダイオードＤ．，Ｄ２の非直線
性とは無関係に出力ｖｏを入力ｖｉｎに等しくするよう
に増幅器Ａが作用する。このことは入力電圧ｖｉｎがダ
イオードＤ，，Ｄ２の順方向電圧よりも４・さなしベル
であっても同様である。帰還回路８に流れる電流は増幅
器Ａの入力インピーダンスが十分であることから無視で
き、ダイオードＤ，，○２には各々負荷ＺＬに流れる負
及び正半サイクルの電流が流れるので、この電流をカレ
ントミラー回路を構成するトランジスタＱ，，Ｑ２によ
り取出すことにより、微４・レベルの入力信号も良好に
検波できるようになる。上記■，■式から明らかなよう
に、８，ＺｏＵｔ，Ｚしの値を変えることにより検波利
得を任意に設定することもできる。
していることから入力電圧ｖｉｎと同じ値になる。これ
は演算増幅器Ａの出力を帰還するのではなく、ダイオー
ド○，．Ｄ２を通過した後の出力を帰還するようにして
いることによる。即ち、ダイオードＤ．，Ｄ２の非直線
性とは無関係に出力ｖｏを入力ｖｉｎに等しくするよう
に増幅器Ａが作用する。このことは入力電圧ｖｉｎがダ
イオードＤ，，Ｄ２の順方向電圧よりも４・さなしベル
であっても同様である。帰還回路８に流れる電流は増幅
器Ａの入力インピーダンスが十分であることから無視で
き、ダイオードＤ，，○２には各々負荷ＺＬに流れる負
及び正半サイクルの電流が流れるので、この電流をカレ
ントミラー回路を構成するトランジスタＱ，，Ｑ２によ
り取出すことにより、微４・レベルの入力信号も良好に
検波できるようになる。上記■，■式から明らかなよう
に、８，ＺｏＵｔ，Ｚしの値を変えることにより検波利
得を任意に設定することもできる。
上記した検波回路は、微小レベルの電圧信号に対しても
確実に作動する。
確実に作動する。
又、電流１Ｎ， ＩＰを相加えれば全波整流出力が得ら
れ、ＩＮ，ＩＰのいずれか一方を取り出せば半波整流出
力が得られるのである。半波整流出力を得る場合、トラ
ンジスタＱ，，Ｑ２のうちの一方を除くことができるこ
とは言うまでもない。第２図においては、反転型の増幅
器を用いた実施例を示す。
れ、ＩＮ，ＩＰのいずれか一方を取り出せば半波整流出
力が得られるのである。半波整流出力を得る場合、トラ
ンジスタＱ，，Ｑ２のうちの一方を除くことができるこ
とは言うまでもない。第２図においては、反転型の増幅
器を用いた実施例を示す。
すなわち、演算増幅器Ａの非反転入力は接地され、入力
信号電圧は入力インピーダンスＺｉｎを介して反転入力
に供給され、帰還電圧は帰還インピーダンスＺｆを介し
て反転入力に供給されるように構成されている。その他
の部分は第１図の回路と同一である。第３図は、本発明
の他の実施例を示す。
信号電圧は入力インピーダンスＺｉｎを介して反転入力
に供給され、帰還電圧は帰還インピーダンスＺｆを介し
て反転入力に供給されるように構成されている。その他
の部分は第１図の回路と同一である。第３図は、本発明
の他の実施例を示す。
本実施例は、トランジスタＱ，，Ｑ２のコレクタ電流を
車畳した出力信号則ち全波整流出力を得るように構成さ
れている。よって、本実施例回路は、トランジスタＱ，
のコレクタを正電源＋ＶｃｃにダイオードＤ３を介して
接続し、ダイオードＤ３の順方向電位降下によって駆動
されるトランジスタＱのコレクタとトランジスタＱ２の
コレクタを出力インピーダンスＺｏＵＴの一端に接続し
、出力インピーダンスＺ側７の他端は接地している。出
力インピーダンスＺｏＵＴの両端電圧を全波整流出力と
することもできるが、ＺｏＵＴとしてメータを用いて表
示することもできるのである。
車畳した出力信号則ち全波整流出力を得るように構成さ
れている。よって、本実施例回路は、トランジスタＱ，
のコレクタを正電源＋ＶｃｃにダイオードＤ３を介して
接続し、ダイオードＤ３の順方向電位降下によって駆動
されるトランジスタＱのコレクタとトランジスタＱ２の
コレクタを出力インピーダンスＺｏＵＴの一端に接続し
、出力インピーダンスＺ側７の他端は接地している。出
力インピーダンスＺｏＵＴの両端電圧を全波整流出力と
することもできるが、ＺｏＵＴとしてメータを用いて表
示することもできるのである。
上記第３図の回路においては、増幅器の基準電圧を１／
２Ｖｃｃに選んでも出力最大電圧は１／２Ｖｃｃである
。そこで、第４図の回路のようにトランジスタＱ４、ダ
イオードＤ４をさらに追加すれば、電源電圧を最大に利
用することのできる検波回路となる。又、Ｐ点において
、任意の定電流を加えるか又はＺ。
２Ｖｃｃに選んでも出力最大電圧は１／２Ｖｃｃである
。そこで、第４図の回路のようにトランジスタＱ４、ダ
イオードＤ４をさらに追加すれば、電源電圧を最大に利
用することのできる検波回路となる。又、Ｐ点において
、任意の定電流を加えるか又はＺ。
川にＶｃｃ以下の任意の電圧を供給することにより検波
出力に任意の直流分を重畳することができる。又、本回
路を半波整流回路として用いる場合、トランジスタＱ，
，Ｑ３、ダイオードＤ３若しくはトランジスタＱ２，Ｑ
、ダイオードＤ４を除くことができるのは当然である。
第５図は、本発明による半波整流回路を示す。
出力に任意の直流分を重畳することができる。又、本回
路を半波整流回路として用いる場合、トランジスタＱ，
，Ｑ３、ダイオードＤ３若しくはトランジスタＱ２，Ｑ
、ダイオードＤ４を除くことができるのは当然である。
第５図は、本発明による半波整流回路を示す。
本回路において、トランジスタＱ，，Ｑ２、抵抗Ｒ，，
Ｒ２は差動増幅器を構成し、トランジスタＱ，Ｑ６、抵
抗Ｒ３，Ｒ４はカレントミラー回路を構成し、トランジ
スタＱ４はトランジスタＱ５のベースと接続されてＣＭ
ＲＲを向上させるべくトランジスタＱ，の能動負荷を構
成し、トランジスタＱ，Ｑ７はィンバーティッドダーリ
ントン接続の増幅器を構成し、トランジスタＴ３，Ｑは
定電圧でバイアスされて定電流回路を構成している。キ
ヤパシタＣ，は位相補正用である。トランジスタＱ，Ｑ
，ｏはベースコレクタ間が短絡されてダイオードとして
働き、ダイオードＱ，．，Ｑ，２は第１図ないし第４図
のダイオードＱ２に対応している。並列接続したのは検
波効率を上げるためである。負荷インピーダンスＺＬは
、抵抗Ｒ，２，Ｒ，３、キャパシタＣ３，Ｃ４からなる
がキャバシタＣ３の存在により、バイパス特性を有して
いる。また抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ，。はトランジス
タＱ９，Ｑ，。，Ｑ，．，Ｑ，２の特性上のバラッキを
補正するものである。抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ，ｏを
接続することにより、次のような作用効果が得られる。
ダイオードＤ２を構成するトランジスタＱ，ｏの順方向
電圧をＶ。、トランジスタＱ１，のベース・１ェミッタ
間瀬方向電圧をＶＢＧとし、ダイオードＤ２を構成する
トランジスタＱ，。に流れる電流をＩＤ、トランジスタ
Ｑ，．のェミッタに流れる電流をｌｒとすると、Ｖ。
Ｒ２は差動増幅器を構成し、トランジスタＱ，Ｑ６、抵
抗Ｒ３，Ｒ４はカレントミラー回路を構成し、トランジ
スタＱ４はトランジスタＱ５のベースと接続されてＣＭ
ＲＲを向上させるべくトランジスタＱ，の能動負荷を構
成し、トランジスタＱ，Ｑ７はィンバーティッドダーリ
ントン接続の増幅器を構成し、トランジスタＴ３，Ｑは
定電圧でバイアスされて定電流回路を構成している。キ
ヤパシタＣ，は位相補正用である。トランジスタＱ，Ｑ
，ｏはベースコレクタ間が短絡されてダイオードとして
働き、ダイオードＱ，．，Ｑ，２は第１図ないし第４図
のダイオードＱ２に対応している。並列接続したのは検
波効率を上げるためである。負荷インピーダンスＺＬは
、抵抗Ｒ，２，Ｒ，３、キャパシタＣ３，Ｃ４からなる
がキャバシタＣ３の存在により、バイパス特性を有して
いる。また抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ，。はトランジス
タＱ９，Ｑ，。，Ｑ，．，Ｑ，２の特性上のバラッキを
補正するものである。抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ，ｏを
接続することにより、次のような作用効果が得られる。
ダイオードＤ２を構成するトランジスタＱ，ｏの順方向
電圧をＶ。、トランジスタＱ１，のベース・１ェミッタ
間瀬方向電圧をＶＢＧとし、ダイオードＤ２を構成する
トランジスタＱ，。に流れる電流をＩＤ、トランジスタ
Ｑ，．のェミッタに流れる電流をｌｒとすると、Ｖ。
十Ｒ８・１。＝ＶＢＥ＋Ｒ９・ＩＴとなる。
ここで、Ｒ８・ｌｏとＲ９・１丁の項がＶｏとＶＢＥの
項に比較して大となるように低孔Ｒ８及びＲ９を設定す
ることにより、ｌｏ及び１，はＶｏ及びＶＢＥに対する
依存性が小さくなり、Ｒ６及びＲ９に比例する。このよ
うに低抗を挿入した力レントミラー回路とすることによ
り、ＶＢ８及びＶｏのバラッキによって検波電流がバラ
つくことを防止できる。また本発明の構成によればカレ
ントミラー回路に抵抗を挿入しても、この抵抗により減
少する電圧は増幅器Ａにより補正されるようになるので
、検波効率を悪化させることがない。また、本回路にお
いては、負荷インピーダンスＺＬにハイパス特性を持た
せているが、ローパス特性とすることもできる。
項に比較して大となるように低孔Ｒ８及びＲ９を設定す
ることにより、ｌｏ及び１，はＶｏ及びＶＢＥに対する
依存性が小さくなり、Ｒ６及びＲ９に比例する。このよ
うに低抗を挿入した力レントミラー回路とすることによ
り、ＶＢ８及びＶｏのバラッキによって検波電流がバラ
つくことを防止できる。また本発明の構成によればカレ
ントミラー回路に抵抗を挿入しても、この抵抗により減
少する電圧は増幅器Ａにより補正されるようになるので
、検波効率を悪化させることがない。また、本回路にお
いては、負荷インピーダンスＺＬにハイパス特性を持た
せているが、ローパス特性とすることもできる。
さらに、Ｂ，Ｚし， ＺｏＵＴに非直線的な特性若しく
は炉波特性を持たせることにより／・ィパス特性、対数
圧縮特性等種々の特性を有する検波回路を得ることがで
きる。また、上記実施例においては、増幅回路として演
算増幅器を用いたが、その他種々の増幅器を用いること
もできる。以上本発明によれば、カレントミラー回路の
ダイオードを検波用ダイオードと兼用し、かっこのダイ
オードを帰還ループに入れるようにしたので、ダイオー
ドの非直線性の影響を受けないようにし、これにより微
小信号まで直線性良く検波することが可能となる。
は炉波特性を持たせることにより／・ィパス特性、対数
圧縮特性等種々の特性を有する検波回路を得ることがで
きる。また、上記実施例においては、増幅回路として演
算増幅器を用いたが、その他種々の増幅器を用いること
もできる。以上本発明によれば、カレントミラー回路の
ダイオードを検波用ダイオードと兼用し、かっこのダイ
オードを帰還ループに入れるようにしたので、ダイオー
ドの非直線性の影響を受けないようにし、これにより微
小信号まで直線性良く検波することが可能となる。
また、カレントミラー回路を構成する２個のトランジス
タのコレクタ電流を加算することにより微小レベルの検
波特性を損うことなく両波整流出力を得ることが可能と
なる。
タのコレクタ電流を加算することにより微小レベルの検
波特性を損うことなく両波整流出力を得ることが可能と
なる。
第１図及び第２図は、本発明の基本的な構成を示す回路
図、第３図は、本発明による全波整流回路を示す回路図
、第４図は、本発明による全波整流回路を示す回路図、
第５図は、本発明による整流回路の具体例を示す回路図
。 主な符号の説明、Ａ・・・・・・演算増幅器、８・・・
・・・帰還回路、ＺＬ・・・・・・負荷インピーダンス
、Ｄ，，Ｑ，…・・・カレントミラーを構成するダイオ
ード及びトランジスタ、Ｄ２，Ｑ２……カレントミラー
を構成するダイオード及びトランジスタ。 第／図 繁２図 第３図 繁々図 第５図
図、第３図は、本発明による全波整流回路を示す回路図
、第４図は、本発明による全波整流回路を示す回路図、
第５図は、本発明による整流回路の具体例を示す回路図
。 主な符号の説明、Ａ・・・・・・演算増幅器、８・・・
・・・帰還回路、ＺＬ・・・・・・負荷インピーダンス
、Ｄ，，Ｑ，…・・・カレントミラーを構成するダイオ
ード及びトランジスタ、Ｄ２，Ｑ２……カレントミラー
を構成するダイオード及びトランジスタ。 第／図 繁２図 第３図 繁々図 第５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 増幅器と、負荷インピーダンスと、相互に逆方向に
なるように接続された２個のダイオードの並列回路であ
つて前記増幅器の出力端子と前記負荷インピーダンスと
を接続する回路と、前記負荷インピーダンスの両端に生
ずる電圧を増幅器の入力側に帰還する帰還回路と、前記
ダイオードの少なくとも一方のカレントミラーをなす少
なくとも１個のトランジスタとからなることを特徴とす
る検波回路。 ２ 前記ダイオードには直列に抵抗が接続されかつ前記
トランジスタのエミツタが接続されていることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の検波回路。 ３ 前記負荷インピーダンス若しくは帰還回路に非線形
特性若しくは濾波特性を持たせることによりその出力が
非線形特性若しくは濾波特性を有することを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の検波回路。 ４ 増幅器と、負荷インピーダンスと、相互に逆方向と
なるように接続された２個のダイオードの並列回路であ
つて前記増幅器の出力端子と前記負荷インピーダンスと
を接続する回路と、前記負荷インピーダンスの両端に生
ずる電圧を増幅器の入力側に帰還する帰還回路と、前記
ダイオードと各々カレントミラーをなす少なくとも２個
のトランジスタと、前記トランジスタのコレクタ電流を
相加える加算回路とを有し、前記加算回路の出力として
両波整流検波信号を得ることを特徴とする検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14799976A JPS6041483B2 (ja) | 1976-12-09 | 1976-12-09 | 検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14799976A JPS6041483B2 (ja) | 1976-12-09 | 1976-12-09 | 検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5372444A JPS5372444A (en) | 1978-06-27 |
| JPS6041483B2 true JPS6041483B2 (ja) | 1985-09-17 |
Family
ID=15442839
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14799976A Expired JPS6041483B2 (ja) | 1976-12-09 | 1976-12-09 | 検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6041483B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS576221U (ja) * | 1980-06-13 | 1982-01-13 | ||
| JP2607310Y2 (ja) * | 1991-11-27 | 2001-07-09 | 株式会社アドバンテスト | 両波検波回路 |
-
1976
- 1976-12-09 JP JP14799976A patent/JPS6041483B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5372444A (en) | 1978-06-27 |
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