JPS6041823A - パルス性雑音の低減装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、オーディオ機器、ラジオ受信機、テレビジョ
ン受像機、ビデオ・テープ・レコーダ、ビデオ・ディス
ク・プレーヤなどにおけるオーディオ信号系へ外部から
混入したパルス性雑音の低減が、聴感的に良好に行なわ
れうるようにしたパルス性雑音の低減装置に関するもの
である。

（従来技術） オーディオ信号系を有する電気機器あるいは電子機器な
どの各種の機器のオーディオ信号系に対シテ、パルス性
の雑音、例えば、自動車のイグニッション雑音あるいは
他の電気機器で発生したパルス性雑音が混入すると、オ
ーディオ信号の品質が劣化してしまうことは周知のとお
りである。

そして、従来、前記したパルス性雑音の混入によって生
じるオーディオ信号の品質の劣化を低減させる手段とし
ては、（イ）パルス性雑音の生じている期間にお番プる
信号伝送系の利得を低下させたり、あるいは信号伝送系
を遮断（利得をゼロまで低下させる・・・・・・スケル
チ回路の採用）して、パルス性雑音の低減を図かろうと
する方法、（ロ）パルス性雑音の期間における信号の信
号レベルをパルス性雑音の期間の直前の信号レベルに保
持して、パルス性雑音の低減を図かろうとする方法、な
どが最も一般的な雑音の低減手段として実用されて来て
いるが、これらの（イ）、（ロ）の手段ではパルス性雑
音の期間中に信号が欠落するという欠点があり、また、
前記した（イ）、（ロ）の手段の適用によっても、雑音
の低減効果が充分に得られないということが問題となっ
ていた。

ところで、雑音の期間に生じる信号の欠落を補間するの
に、アナログ信号をデジタル信号に変換した後に、信号
の欠落部分と対応する補正信号を線形予測法の適用によ
って作り、その補正信号により雑音の期間の信号の補間
を行なうようにすることも、一部のディジタル機器など
で採用されてはいるが、それの実施に当っては、複雑高
価な回路の使用が必要とされるために、このような解決
手段は一般的なオーディオ機器には応用されていない。

さて、上記のように、信号中に混入しているパルス性雑
音の低減を行なった場合に、パルス性雑音の存在期間と
対応して信号の欠落が生じるのでは、パルス性雑音の低
減によっても良好な品質のオーディオ信号が得られない
ということが問題となり、また、前記した問題点の解決
のための信号の欠落部分の補間に際して、複雑で高価な
回路の使用が必要とされるということは、一般的なオー
ディオ機器に対する適用が困難であるということが問題
となる。

本出願人会社では上記の従来の問題点を解決するために
、先に微分回路と、サンプルホールド回路、及び入力オ
ーディオ信号中のパルス性雑音が生じている期間におけ
る希望信号の傾斜情報を有する信号や制御信号が供給さ
れることによって、入力オーディオ信号中のパルス性雑
音の除去動作と、パルス性雑音が生じている期間におけ
る希望信号に対する直線補間動作とが行なわれうるよう
に構成された信号補正回路などよりなる簡単な回路構成
のアナログ回路によって、パルス性雑音の生じている期
間における信号の欠落部分が補間できるような補正信号
を作り出し、それにより品質の良好なオーディオ信号が
得られるようにしたパルス性雑音の低減装置を提案した
。

第１図は前記した既提案のパルス性雑音の低減装置のブ
ロック図であって、この第１図において、■はパルス性
雑音が混入されている入力オーディオ信号Ｓ１の入力端
子、２は遅延回路、Ｃ８Ｇはパルス性雑音検出回路１０
とパルス整形回路１１とによって構成されている制御信
号発生回路であって、この制御信号発生回路Ｃ８Ｇから
は、入力オーディオ信号Ｓｌに混入されているパルス性
雑音の存在する期間と対応するパルス巾の制御信号Ｓ２
が発生される。

前記した制御信号発生回路Ｃ８Ｇから発生される制御信
号Ｓ２は、入力オーディオ信号中に混入されているパル
ス性雑音の時間軸上の位置と正しく対応していることが
必要とされるが、制御信号発生回路Ｃ８Ｇにおいて、入
力オーディオ信号中に混入されているパルス性雑音を検
出し、それに応じて前記のパルス性雑音の存在する期間
と対応するパルス巾の制御信号Ｓ２が発生されるまでに
は、使用されるパルス性雑音の検出回路１０の動作特性
に応じて定まる所定の時間遅れが生じているから、入力
オーディオ信号中に混入されているパルス性雑音と、そ
のパルス性雑音と対応して発生された制御信号との間の
時間差に略々等しい遅延時間を有する遅延回路２により
入力端子１に供給された入力オーディオ信号を遅延させ
て、前記した制御信号Ｓ２によつ０行なわれるべき各種
の信号処理が、入力オーディオ信号におけるパルス性雑
音の存在位置で正しく行なわれるようにする。

第２図のａ　で示す入力オーディオ信号Ｓ１は。

遅延回路２によって所要の時間遅延が与えられた情報の
入力オーディオ信号Ｓ１であり、第２図のａで示されて
いる入力オーディオ信号Ｓ１に混入されているパルス性
雑音の存在位置と、第２図のｂで示されている制御信号
Ｓ２の時間軸上の位置とは正しく一致している。

なお、第２図では入力オーディオ（４号に対して。

時刻ｔ１→時刻ｔ２、時刻ｔ３→時刻ｔ４、時刻ｔ５→
時刻ｔ６の各期間にパルス性雑音Ｎｌ、Ｎ２．Ｎ３が混
入しているものとして例示されている。

第１図において、３は低出力インピーダンス特性を有す
る増幅器、４は前記した制御信号Ｓ２によってオン、オ
フ動作を行なうスイッチ、６は直線補則動作を行なうた
めの補正電圧を蓄えるのに用いられるコンデンサ、７は
利得Ｇを有する非反転増幅器（同相増幅器）であり、前
記した直線補間動作を行なうための補正電圧を蓄えるの
に用いられるコンデンサ６は、前記のスイッチ４の出力
側と非反転増幅器（同相増幅器）７の入力側との間の信
号伝送路と接地どの間に接続されており、また、前記し
た非反転増幅器（同相増幅器）７の出力側と入力側との
間には、抵抗８とコンデンサ５との直列接続回路による
帰還回路が設けられている。９は出力端子である。

前記したスイッチ４は入力オーディオ信ｕ　Ｓ　１にお
けるパルス性雑音Ｎｌ、Ｎ２．Ｎ３の存在位置と対応す
る期間には、制御信号発生回路Ｃ８Ｇで発生された制御
信号Ｓ２によってオフの状態となされ、また、前記した
スイッチ４は入力オーデーｒオ信号Ｓ１にパルス性雑音
Ｎｌ、Ｎ２．Ｎ３が存在していない期間中にはオンの状
態になされる。

そして、増幅器３の出力インピーダンスが極めて低いの
で、前記のようにスイッチ４がオンの状態になされた場
合におけるコンデンサ６の端子電圧は、入力オーディオ
信号Ｓ１の電圧に等しいものになるが、この電圧は非反
転増幅器（同相増幅器）７を介して出力端子９に出力さ
れる。

すなわち、前記のようにスイッチ４がオンの状態になさ
れている場合には、非反転増幅器（同相増幅器）７の入
力側がスイッチ４を介して、極めて低い出力インピーダ
ンスを有する増幅器３の出力側に接続されているから、
非反転増幅器（同相増幅器）７の出力側と入力側との間
に接続されている抵抗８とコンデンサ５との直列接続回
路からなる帰還回路は、帰還回路としての動作を停止し
ており、したがって、前記のように非反転増幅器（同相
増幅器）７の入力側に接続されてしするコンデンサ６の
端子電圧は、非反転増幅器（同相増幅器）７を介して出
力端子９に出力されるのである。

次に、入力オーディオ信号Ｓ１におけるパルス性雑音Ｎ
ｌ、Ｎ２．Ｎ３の存在位置と対応する期間番；、制御信
号発生回路Ｃ８Ｇ　で発生された制御信号Ｓ２によって
スイッチ４がオフの状態になされると、コンデンサ６に
はスイッチ４がオフとなされる直前における入力オーデ
ィオ信号Ｓ１の電圧が蓄えられる。

前記したコンデンサ６に蓄えられた端子電圧は、利得Ｇ
の非反転増幅器（同相増幅器）７により増幅されて出力
されるのと同時に、抵抗８とコンデンサ５との直列接続
回路からなる帰ｆｆｉ回路を介して非反転増幅器（同相
増幅器）７の入力側に帰還される。そして、前記した帰
還回路による帰還動作によって、非反転増幅器（同相増
幅器）７の出力電圧はコンデンサ５とコンデン゛す６と
によって分圧されてコンデンサ６に蓄えられるのであり
、前記の帰還動作は雑音ＦＪＪｌ’ＪＩに繰返えして行
なわれるが、前記したコンデンサ５と抵抗８とは、数式
による後述の解析結果から明らかとなるように微分帰還
回路として機能しているので、入力オーディオ信号Ｓｌ
中に雑音が存在している期間においてオフ状態になされ
るスイッチ４の出力側と、出力端子９との間の回路は微
分回路と同様の働きを行ない。

そ牡により第１図示の既提案のパルス性雑音の低域装置
における非反転増幅器（同相増幅器）７の出力信号は、
第２図のＣに示されている信号Ｓ３のように、入力オー
ディオｍ号Ｓ１中の雑音の存在期間が、直線補間された
状態の信号Ｓ３として出力端子９に送出されるのである
。

次に、既述した第１図示の既提案のパルス性雑音の低減
装置において直線補間動作を行なう回路部分と対応する
回路部分の回路図を示す第３図のａ、及び、前記した第
３図のａにおけるスイッチＳＷがオフの状態のときにお
ける周波数領域表示による回路図を示す第３図のｂなど
をＣ照して、入力オーディオ信号Ｓｌ中に雑音が生じて
いる期間にオフの状態となされているスイッチ４の出力
側と出力端子９との間の回路で、入力オーディオ信号Ｓ
１の雑音の存在期間に行なわオしる前記した直線補間動
作の詳細について数式を用いて説明することにする。

まず、第３図のａに示されている回路配置における各構
成部分と、既述した第１図示の回路配置における各構成
部分との対応関係を明らかにすると、前記した両図に示
されている各構成部分において、増幅器ＡＩ（第３図の
ａ）と増幅器３　（第１図）、スイッチＳＷ（第３図の
ａ）とスイッチ４（第１図）、非反転増幅器（同相増幅
器）Ａ２（第３図のａ、ｂ）と非反転増幅器（同相増幅
ａ）７（第１図）、コンデンサＣＩ（第３図のａ）とコ
ンデンサ５（第１図）、コンデンサＣ２（第３図のａ）
どコンデンサ６（第１図）、抵抗Ｒ（第３図のａ）と抵
抗８（第１図）とがそれぞれ対応しているものとなって
いる。

既述のように入力オーディオ信号Ｓ１に雑音が存在して
いない状態においては、第３図のａにおけるスイッチＳ
Ｗがオンの状態になされていて、入力信号Ｖは増幅器Ａ
ＩとスイッチＳＷを介して非反転増幅器（同相増幅器）
Ａ２の入力側に加えられているが、前記のスイッチＳＷ
は入力オーディオ信号Ｓ１に雑音が生じる直前の時刻に
既述したようにオフの状態になされる。

今、前記したスイッチＳＷがオフの状態になさｊしる直
前におけるコンデンサＣＩ、Ｃ２の端子電圧をそれぞれ
ｅ　１０．　ｅ　２０として、スイッチＳｗがオフにな
されたときの出力信号Ｖｏ（ｓ　）をめると、出力信号
Ｖｏ（ｓ）は次の（１）式のように表わされるものとな
る。

そして、抵抗Ｉく　を流れる電流１　（ｓ）は。

として表わすことができる。

したがって、人力信号Ｖｉ（ｓ）は、次の（３）式％式
％ （３） 今、非反転増幅器（同相増幅器）Ａ２の利得をＧとする
と、出力信号Ｖｏ（ｓ）は、 Ｖｏ（ｓ　）　＝　Ｇ　Ｖｉ（ｓ　）　−−（４）（４
）式で示されるものとなるから、前記した（３）。

（４）式より出力信号Ｖｏ（ｓ）は次の（５）式で示さ
れるものとなる。

ここで、コンデンサＣ２を、 Ｃ２＝ＣＧ　−１）Ｃ１・・・・・・・・・・・・（６
）（６）式のように選ぶと、出力信−号Ｖｏ（ｓ）は、
’Ｉ’１＝ＣＩ・Ｒとおいて次の（７）式で示されるも
のになる。

前記したスイッチＳＷがオフになる直前の時刻をｔｌと
すると、信号電圧はＶ（ｔｌ）となるからコンデンサＣ
１，Ｃ２の端子電圧ｅ　１０．　ｅ　２０は、次の（８
）式で示されるものとなる。

前記の（７）式に（８）式を代入すると前記した出力信
号ＶＯ（Ｓ）は１次の（９）式で示されるものとなり、
また（９）式を逆ラプラス変換すると（１０）式で示さ
れるものとなる。

Ｖｏ（ｔ）　”Ｇ　（Ｖ（ｔｌ）＋Ｖ’（ｔｌ）（ｔ−
ｔｌ））　−・−（１０）前記した（１０）式は、テー
ラ−級数の２次微分項以下を省略した形となっているか
ら、第１図示の既提案のパルス性雑音の低減装置におけ
る直線補則回路は、第１図中の非反転増幅器（同相増幅
器）７（第３図のａ、ｂに示されている非反転増幅器（
同相増幅器）Ａ２に対応している）の利得をＧとしたと
きに、コンデンサ６（第３図のａに示されているコンデ
ンサＣ２に対応している）の静電容量値Ｃ２を、コンデ
ン（）５（第３図のａに示されているコンデンサＣ１に
対応している）の静電容量値Ｃ１の（Ｇ−１）倍の値、
すなわち、コンデンサ６の静電容量値Ｃ２が、前記した
（６）式で示されろ関係Ｃ２＝（Ｇ−１）Ｃ１を満たす
ときに、直線補間の傾斜がＶ’　（Ｌｌ）、すなわち、
１次微分電圧で与えられるような直線補間動作を行なう
ことが判かる。

（発明の解決しようとする問題点） 第１図乃至第３図を参照して説明した既提案のパルス性
雑音の低減装置では、入力端子１に供給さ４しる信号と
して、それの信号レベル対白色雑音レベル比が小さく、
かつ、オーディオ周波数帯域の高域に比較的高い信号レ
ベルの白色雑音が存在しているような場合に、高域に存
在している白色雑音により信号の傾斜が変動することに
より、パルス性雑音が生じている期間に行なわれる補間
動作に誤動作が生じて、信号の欠落期間における信号の
補間が正しく行なわれなくなるのみならず、白色雑音の
ランダム性に従かった新たな雑音が生じるなどという問
題が起きるから、従来装置には信号レベル対白色雑音レ
ベル比が小さい信号源からの信号に対してそれを良好に
適用することができないという欠点があった。

また、従来装置は、それによって処理の対象とされるべ
ぎ信号が、いわゆる、プリエンファシスされている状態
の信号、すなわち、信号の高域成分が強調されているよ
うな信号の場合についても、前述した信号レベレ対白色
雑音レベル比の小さな信号源からの信号の場合と同様な
欠点が生じる。

次にこの点について第４図をも参照しながら説明する。

第４図は、オーディオ信号を周波数変調波として記録、
あるいは伝送するようになされている信号の記録伝送系
の概略構成を示すブロック図であって、この第４図にお
いて、１２はオーディオ信号の入力端子、１３は例えば
第５図中の曲線■で示されているようなプリエンファシ
ス特性を有するプリエンファシス回路、１４は周波数変
調器、１５は記録媒体ある（Ａ伝送路、１６（ま復調回
路、１７はデ４　ｘ、　：／　７アシス回に’ｉｓ、１
Ｂ＋！ｄｉ力端子であり、前記したディエンファシス、
回′ｌｆｔ　１．７におしづるディエンファシス特性（
よ、（）！ｌえ（イ５．％　５図中の曲線Ｈによって示
されるようなものである７）１、周知のように前記した
プリエンファシス４寺＋１とヲゞイエンファシス特性と
は、互し；（・１．１　’１ｉｉｉり・［■／ｌ（性を
示すようなものとなされている。

さて、第４図に示されて０るよ）なδ己録、あるいは伝
送系において、記録媒体力１１″）再生さＪした４８号
、あるいは、伝送路によって伝送さ才してきた（３号に
対して前述のような／（／ｌ／スＪｌｉＴＡｔ音の低′
ｆ５．装置を適用しようとする場合には、復πＭ　ＦＪ
　ｉｉ’各１６カ・らの出力信号のように、ディエンフ
ァシスされるＪＪ、前のオーディオ信号が、〕（ルス性
り１１：音の低減装置への入力信号として与えられるよ
う番二′すること力１必要とさ４する。

すなわち、パルス性雑行を含んでし）る（３号カス、デ
ィエンファシス回路１７でディエンファシスされてテ′
イエンファシス回路１７カ＼ＩＥ、　Ｊｌ−力さ才した
４Ｂ最中のパルス性雑音は、第５図中の曲線Ｈのような
ディエンファシス特性によって、パルス性雑音の雑音時
間＋ｌＪが広がった状態となるから、ディエンファシス
回路１７からの出力信号を、既述したような構成のパル
ス性雑音の低減装置に与えた場合には、信号に対して良
好な補間動作を行なわせることが困難となるからである
。

したがって、パルス性雑音の低減装置に対して与えられ
るべき信号は、ディエンファシス回路の入力側までの信
号伝送路から得られるオーディオ信号でなければならな
いが、ディエンファシスが施こされる以前のオーディオ
信号は、それの高域成分がプリエンファシスされている
ことによって、強調されている状態のものであるから、
このような状態の信号が既述したパルス性雑音の低減装
置に供給された場合に、パルス性雑音の低減装置におい
て、信号中のパルス性雑音の生じている期間における補
間動作を良好に行ない得ないことは、これまでの説明か
ら良く理解されるところであろう。

これまでの説明から明らかなように、既述した従来のパ
ルス性雑音の低減装置では、信号レベル対白色雑音レベ
ル比の小さな信号源からの信号がプリエンファシスされ
ているような信号の場合には、良好な補間動作を行なう
ことが困難であるために、それの解決策がめられた。

（問題点を解決するだめの手段） 本発明は、パルス性雑音を含む入力オーデオ信号中のパ
ルス性雑音を検出し、前記のパルス性雑音が生じている
期間と対応す、るパルスＩＪを有する制御信号を発生さ
せる手段と、入力オーディオ信号中のパルス性雑音と対
応して前記した制御（ｉ号の発生手段で発生された制御
信号と、その制御信号と対応するパルス性雑音との間の
時間差に略々等しい遅延時間を有する遅延回路によって
、パルス性雑音を含む入力オーディオ信号を遅延させる
手段と、前記した制御信号が動作のためのタイミング信
号として供給されるとともに、入力オーディオ信号中の
パルス性雑音が生じている期間における希望信号の傾斜
情報を有する信号が供給されることにより、パルス性雑
音の生じている期間における希望信号に対する直線補間
動作を行ないうるようになされているとともに、入力オ
ーディオ信号中にパルス性雑音が生じていない期間には
、常に、ディエンファシス動作を行ないうるように構成
されている直線補間回路とディエンファシス回路との兼
用回路とを備えたパルス性雑音の低減装置であって、前
記した直線補間回路とディエンファシス回路との兼用回
路として、第１の抵抗を介して反転増幅器に入力オーデ
ィオ信号を供給するとともに、前記した反転増幅器の入
出力間に第′２の抵抗とパルス性雑音の生じている期間
にオンの状態になされる第１のスイッチ回路との並列接
続回路を接続し、また、前記した反転増幅器の出力側と
非反転増幅器の入力側との間に、パルス性雑音の生じて
いる期間中にオフの状態になされる第２のスイッチ回路
を接続し、さらに、前記した反転増幅器の入力側と前記
した非反転増幅器の入力側との間に第１のコンデンサを
接続し、さらにまた、前記した非反転増幅器の入出力間
に第２のコンデンサと第３の抵抗との直列接続回路とを
接続してなるものを用いてなるパルス性雑音の低減装置
を提供したものである。

（実施例） 以下、添付図面を参照しながら本発明のパルス性雑音の
低減回路の具体的な内容を詳細に説明する。第６図は本
発明のパルス性雑音の低減装置の一実施態様のブロック
図であり、また、第７図の（、）はパルス性雑音の存在
区間以外の区間における第６図示のパルス性雑音の低減
装置の等価回路図であり、さらに、第７図の（ｂ）はパ
ルス性雑音の存在区間における第６図示のパルス性雑音
の低減装置の等価回路図である。

第６図に示されている本発明のパルス性雑音の低減装置
の一実施例のブロック図において、１９はパルス性雑音
が混入されている入力オーディオ信号Ｓ１の入力端子、
２０は遅延回路、Ｃ３Ｇはパルス性雑音検出回路３２と
パルス整形回路３３とによって構成されている制御信号
発生回路であって、この制御信号発生回路Ｃ８Ｇからは
、入力オーデイ左信号Ｓ１に混入されているパルス性雑
音の存在する期間と対応するパルス巾の制御信号Ｓ２が
発生される。

前記した制御信号発生回路Ｃ３Ｇから発生される制御信
号Ｓ２は、第２図を参照して既述したように、入力オー
ディオ信号Ｓｌ中に混入されているパルス性雑音Ｎｌ、
Ｎ２．Ｎ３の時間軸上の位置と正しく対応していること
が必要とされるが、制御信号発生回路Ｃ８Ｇにおいて、
入力オーディオ信号Ｓ１中に混入されているパルス性雑
音Ｎｌ、Ｎ２゜Ｎ３を検出し、それに応じて前記のパル
ス性雑音の存在する期間時刻ｔ１→時刻ｔ２、時刻ｔ３
→時刻ｔ４、時刻ｔ５→時刻ｔ６とそれぞれ対応するパ
ルス巾の制御信号Ｓ２が発生されるまでには、使用され
るパルス性雑音の検出回路３２の動作特性に応じて定ま
る所定の時間遅れが生じているから、入力オーディオ信
号Ｓ１中に混入されているパルス性雑音Ｎｌ、Ｎ２．Ｎ
３と、そのパルス性雑音Ｎｌ。

Ｎ２．Ｎ３と対応して発生された制御信号Ｓ２との間の
時間差に略々等しい遅延時間を有する遅延回路２０によ
り入力端子１９に供給された入力オーディオ信号Ｓ１を
遅延させて、前記した制御信号Ｓ２によって行なわれる
べき各種の信号処理が、入力オーディオ信号Ｓ１におけ
るパルス性雑音Ｎｌ、Ｎ２、Ｎ３の存在位置で正しく行
なわれるようにする。

第６図において、２１は低出力インピーダンス特性を有
する増幅器であって、この増幅器２１の出力信号は、第
１の抵抗２２（抵抗Ｒ１１）を介して反転増幅器２３に
与えられる。前記した反転増幅器２３の入出力端間には
、第２の抵抗２４（抵抗Ｒ１２）と第１のスイッチ回路
２５との並列接続回路が接続されている。前記した第１
のスイッチ回路２５は、入力オーディオ信号Ｓｌ中にパ
ルス性雑音が存在している期間中にオンの状態になされ
るスイッチ回路である。

また、前記した反転増幅器２３の出力側と非反転増幅器
２８の入力側との間には、入力オーディオ信号Ｓｌ中に
パルス性雑音が存在している期間中にオフの状態になさ
れる第２のスイッチ回路２７が接７続されている。

前記した第１．第２のスイッチ回路２５　、２７の開閉
制御動作は、前記した制御信号発生回路ＣＳ　Ｇで発生
される制御信号Ｓ２に基づいて行なわれるのであるが、
第１のスイッチ回路２５に供給される開閉制御信号は、
制御信号発生回路Ｃ３Ｇで発生された制御信号Ｓ２をイ
ンバータ３４で極性反転したものである。

前記した非反転増幅器２８の入力側と、前記した反転増
幅器２３の入力側との間には第１のコンデンサ２６（コ
ンデンサＣ１１）が接続されており、また、非反転増幅
器２８の入出力端間には、第２のコンデンサ２９（コン
デンサＣｌ２）と第３の抵抗３０（抵抗Ｒ１３）との直
列接続回路が接続されている。

前記のような購成を有する本発明のパルス性雑音の低減
装置において、入力オーディオ信号中にパルス性雑音が
生じていない期間（定常動作期間）には、パルス性雑音
の低減装置における第１のスイッチ回路２５がオフの状
態にかさＩＬでおり、また。

第２のスイッチ回路２７がオンの状態になされている。

この状態において、増幅器２３の出力インピーダンスは
極めて低いから、第３の抵抗３０と第２のコンデンサ２
９との直列接続回路による正帰還回路は動作を停止し、
第６図示のパルス性雑音の低減装置は、第７図の（ａ）
に示されているような等価回路図で表わされるものとな
り、増幅器２３は反転増幅器として動作しており、増幅
器２３からの出力は増幅器２８を介して出力端子３１に
送出される。

第７図の（ａ）に示されている等価回路について伝達関
数Ｇ（ｓ）をめると次のようになる。

ただし、Ｇは増幅器２８の利得、Ｔは時定数であって、
Ｔ＝Ｃ１１・Ｒ１２で示される。

すなわち、入力オーディオ信号中にパルス性雑音が存在
しＣいない期間において第７図の（、）の等価回路で表
わされる第６図示のパルス性雑音の低減装置は、前記し
た（１１）式より明らかなように、時定数Ｔ＝Ｃ１１・
Ｒ１２のディエンファシス特性を示すディエンファシス
回路として動作していることになる。

次に、入力オーディオ信号中にパルス性雑音が存在して
いる期間における第６図示のパルス性雑音の低減装置に
おいて、第１のスイッチ回路２５はオンの状態になり、
また、第２のスイッチ回路２７はオフの状態になるから
、この状態において増幅器２３１よそれの入出力端間が
オンの状態になされた第１のスイッチ回路２５による短
絡によって増幅作用を停止して、増幅器２３の入出力端
は共に接地電位になり、第１のコンデンサ２６はそれの
一端が接地されたのと等価になる。

したがって、入力オーディオ信号中し；パルス性雑音が
存在している期間における第６図示のパルス性雑音の低
減装置は、第７図の（ｂ）に示されるような等価回路で
表わされるものになるが、この第７図の（ｂ）に示され
る等価回路は、第１図を参照して説明した既提案のパル
ス性雑音の低減装置にお番ブる入力オーディオ信号中に
パルス性雑音が存在している期間につい′Ｃの等価回路
、すなわち、第３図の（ｂ）に示されている等価回路と
同一なものである。

ここで、第２のスイッチ回路２７がオフの状態になされ
る直前の各コンデンサｃ　ｉｉ、　Ｃ１２の端子電圧に
ついて考える。まず、コンデンサ２６（Ｃ１ｌ）はそれ
の一端が反転増幅器２３の反転入力端子側に接続され、
また、それの他端にはディエンファシスのかけられた信
号Ｖ　ｄ　（ｔ　１）が印加されているから、コンデン
サ２６（Ｃａｌｌ）の端子電圧ｅ２０は、ｅ２０＝Ｖｄ
　（ｔｌ）　−（１２）となる。

また、コンデンサ２９（ＣＩ２）の端子電圧ｅｌＯは、
次の（１３）で示されるものとなる。

ｅｌｏ　＝（０１）（Ｖｄ（ｔｌ）−Ｖ’ｄ（ｔｌ））
−４１３）（１２）式で示されるコンデンサ２６（Ｃ１
ｌ）の端子電圧ｅ２’０と、既述した（８）式で示され
るコンデンサ２（Ｃ２）の端子電圧ｅ２０との比較、及
び、（１３）式で示されるコンデンサ２９（Ｃ１２）の
端子電圧ｅｌＯと。

既述した（８）式で示されるコンデンサ１（Ｃ１）の端
子電圧ｅｌＯとの比較を行なってみると、（８）式にお
けるＶ（ｔ　１）、Ｖ’（ｔ　１）を、それぞれＶｄ（
ｔ　１）。

ｖ’ｄ（ｔｌ）ニ代えたものが（工２）式、及び（１３
）式であることが判かる。

すなわち、本発明のパルス性雑音の低減装置は、入力オ
ーディオ信号中にパルス性雑音が存在していない期間で
はディエンファシス回路としての動作を行ない、また、
入力オーディオ信号中にパルス性雑音が存在している期
間においては、ディエンファシスした信号を入力とした
直線補間回路としての動作を行なって、入力オーディオ
信号中に含まれているパルス性雑音を大巾に低減させる
。

（効　果） 以上、詳細に説明したところから明らかなように、本発
明のパルス性雑音の低減装置は、パルス性雑音の混入し
た期間に、単に伝送系の利得の減衰を行なうようにした
り、あるいは、パルス性雑音の期間中の信号レベルを、
パルス性雑音の直前の信号レベルに保持するようにした
りして、パルス性雑音の低減を図かるようにした既述し
た従来法によるパルス性雑音の低減装置とは異なり、パ
ルス性雑音の期間で生じる信号の欠落の補間も行なわれ
るために、聴感的に不自然さを起こすこともなくパルス
性雑音の低減を効果的に行なうことが可能であり、また
、欠落信号の補間のための回路植成も簡単□なアナログ
回路で実現できるために、低コストで性能の優れたオー
ディオ機器も容易に提供することができる。

また、本発明のパルス性雑音の低減装置は、それに人力
される白色雑音レベルが比較的に高くても、ディエンフ
ァシス回路の切換え使用によって、微分回路で増強され
る高域の白色雑音レベルが抑制できるので、信号補正回
路における補間動作で生じる補間動作の誤動作を大巾に
減少させる事ができ、パルス性雑音の低減が容易に行な
われ、従来装置よりも応用範囲が広がり、ＦＭ放送の受
信時に問題となる自動車やオートバイなどによるイグニ
ッション雑音、モータが内蔵されている電気機器から発
生されるパルス性雑音などの低減が良好に行なわれるこ
とは勿論のこと１、オーディオディスクに付着している
塵や傷などで発生するポツプ雑音、ビデイオディスクの
信号欠落時に音声信号に生じるドロップアウト雑音、そ
の他のノ（ルス性雑音の低減にも有効に応用され得るこ
と番よ勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は既提案・のパルス性雑音の低減装置のブロック
図、第２図は動作説明用の波形図、第３図は既提案のパ
ルス性雑音の低減装置の等価回路図、第４図はＦＭ信号
の記録伝送系の一例構成のブロック図、第５図はプリエ
ンファシス特性及びディエンファシス特性の一例曲線図
、第６図は本発明のパルス性雑音の低減装置のブロック
図、第７図は本発明のパルス性雑音の低減装置の等価回
路図である。 １．１９・・・入力端子、２，２０・・・遅延回路、Ｃ
８Ｇ・・・制御信号発生回路、３　、７　、２３．２８
・・・増幅器、１０．３２・・・パルス性雑音検出回路
、９，３１・・・出力端子、１１．３３・・・波形整形
回路、４，２５．２７・・・スイッチ回路、５　、６　
、２６，２９・・・コンデンサ、８　、２２，２４，３
０・・・抵抗、３４・・インバータ、

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ■、パパル性雑音を含む入力オーデオ信号中のパルス性
   雑音を検出し、前記のパルス性雑音が生じている期間と
   対応するパルス巾を有する制御信号を発生させる手段と
   、入力オーディオ信号中のパルス性雑音と対応して前記
   した制御信号の発生手段で発生された制御信号と、その
   制御信号と対応するパルス性雑音との間の時間差に略々
   等しい遅延時間を有する遅延回路によって、パルス性雑
   音を含む入力オーディオ信号を遅延させる手段と、前記
   した制御信号が動作のためのタイミング信号として供給
   されるとともに、入力オーディオ信号中のパルス性雑音
   が生じている期間における希望信号の傾斜情報を有する
   信号が供給されることにより、パルス性雑音の生じてい
   る期間における希望信号に対する直線補間動作を行ない
   うるようになされているとともに、入力オーディオ信号
   中にパルス性雑音が生じていない期間には、常に、ディ
   エンファシス動作を行ないうるように構成されている直
   線補間回路とディエンファシス回路との兼用回路とを備
   えたパルス性雑音の低減装置であって、前記した直線補
   間回路とディエンファシス回路との兼用回路として、第
   １の抵抗を介して反転増忙器に入力オーディオ信号を供
   給するとともに、前記した反転増幅器の入出力間に第２
   の抵抗とパルス性雑音の生じている期間にオンの状態に
   なされる第１のスイッチ回路との並列接続回路を接続し
   、また、前記した反転増幅器の出力側と非反転増幅器の
   入力側との間に、パルス性雑音の生じている期間中にオ
   フの状態になされる第２のスイッチ回路を接続し、さら
   に、前記した反転増幅器の入力側と前記した非反転増幅
   器の入力側との間に第１のコンデンサを接続し、さらに
   また、前記した非反転増幅器の入出力間に第２のコンデ
   ンサと第３の抵抗との直列接続回路とを接続してなるも
   のを用いてなるパルス性雑音の低減回路２、直線補間回
   路として、前記した第１のコンデンサと、前記した第２
   のコンデンサとによる帰還電圧の分圧比の逆数と、前記
   した非反転増幅器の利得とが等しく設定されているもの
   を用いた特許請求の範囲第１項記載のパルス性雑音の低
   減装置