JPS6046773A - 電力変換装置 - Google Patents
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- JPS6046773A JPS6046773A JP58151508A JP15150883A JPS6046773A JP S6046773 A JPS6046773 A JP S6046773A JP 58151508 A JP58151508 A JP 58151508A JP 15150883 A JP15150883 A JP 15150883A JP S6046773 A JPS6046773 A JP S6046773A
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- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［発明の技術分野］
本発明は、交流電蝕から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる′「に力変換装置に関する。 ［発明の技術的背景］ 直流電圧源を電源とする負荷装ｆ＋’−′としては、パ
ルス幅変調制御（ＰＷＭ）インバータ＋誘導電動機、あ
るいは直流チョッパ装置・十面流電＃］磯などがある。 この直流’ｊｊｉ；圧源として、バッテリーを使う場合
ばあ捷り問題ないが、商用＋を凶がら交直電力変換器（
コンバータ）を介して直流電圧を得るとき、当該商用電
源側に発生する無効電力や読調波が近年問題になってい
る。 この問題を解決するためＣ１父直軍力変換器としてパル
ス幅変調制御（ＰＷＭ ）コンバータを開用電源と直流
電圧源（コンデンサ）とのｒｈＪに挿入する方式（％猛
昭５７−１７１８８６等）が提案されている。 第１図は、交直゛電力変換器として、ＰＷＭコンバータ
を用いた従来の電力変換装置の＃ｆ成図を示す。 図中、 ＳＵＰは単相交流電源、Ｌ８は交流リアクトル
、Ｃ０ＮＶは交直電力変換器（コンバータ）、Ｃｄは直
流平滑コンデンサ、ＬδＡＤは負荷装置である。コンバ
ータＣ０ＮＶは、自己消弧能力のある索子（例えばゲー
トターンオフサイリスタ） ８１〜８４．ホイーリング
ダイオードＤＩ −Ｄ４及び直流リアクトル”ｌ＋ Ｌ
２から構成され、上記素子ｓ１−８４は交流側電圧Ｖｃ
の値を制御部するため、公知のパルス幅変調制御が行な
われている。すなわぢコンバータＣ０ＮＶは１ば流電土
泥（コンデンサ）ｃｄから見た場合、パルス幅変調制御
（ＰＷＭ）インバータとなり、その場合交流電源ＳＵＰ
側は一種の負荷と見ることができる。 この従来の電力変撲装置は上記直流電圧源ＣＣｔの′Ｉ
ｉｆ、圧Ｖａがほぼ一定になる６（うに、交流電源から
供給される電流ＩＢを制御するもので、 ■ 仙荷装置ＬδＡＤからの電力需要に応じて４象限動
作が可能なこと。 ■ 上記入力電流工８は電υ９電圧ｖ８と常に同相に制
御され入力力率が１になること。 ■ 捷だ、入力電流Ｉ１１は正弦波状に制御さ几るため
高調波がきわめて小さくなること。 が特長としてあけられる。 以下、この装置の制御動作を簡単に説明する○ｆｌｉｌ
ｊ＠回路と１．ては、次のものが用意されている。 ＣＴｏは、交流電流検出器ｓ Ｒ１＋ＲＺは直流電圧を
検出するだめの分圧抵抗、ＩＳＯは絶縁増幅器、 ＶＲ
は直流電圧設定器、 Ｃ１〜Ｃ３は比較器、 Ｇｖ（Ｓ
）は電圧制御補償回路、 ＭＬは乗算・器、ＯＡは反転
演算増幅器、ＧＩ（Ｓ）は電流制御補償回路、 ’１’
ＲＧは搬送波（三角波）発生器、ＯＣはゲート制御回路
である。 まず、絶縁増幅器Ｉ８０を介して検出された直流電圧Ｖ
ａと、電圧設定器ＶＲからの電圧指令値■ｄ＊を比較器
Ｃ１に入力し、偏差εｖ−ｖｄ −Ｖａをめる。 尚該偏差ε■は、制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に入力され。 積分増幅あるいは比例増幅されて入力電流工８の波高値
指令■ｍとなる。 尚核波茜値指令■ｍは乗算器ＭＬ ｌ二人力され、もう
一方の入力ｓｉｎωｔと掛は合わせられる。当該入力信
号５石ωｔは電源電圧■β”” Ｖｍ−ｓｉｎωｔに同
期した単位正弦波で、当該電源電圧■６を検出し、定数
倍（１／■ｍ倍）することによってめられる。 乗３１器ＭＬの出力信号■ｔは電源から供給されるべき
’ｉ（ｆ、流の指令値を与えるもので５次式のようｌ二
なる。 ＬＢ −Ｉｍ 、５Ｌｌｌωｔ −−−−−−−−−（
１）当該入力電流指令値１Ｂ＊は反転増幅器ＯＡで反転
濱れ、コンバータＣ０ＮＶから電源ＳＵＰへ供給される
交流電流Ｉｃの指令値ＩＣ＊となるＯ以下、ここでは１
ｃ＊をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。 コンバータ出力電流ＩＣは２２流電流検出器ＣＴＯｒ二
よって検出され比較器Ｃ２ｒ二人力される。比較器Ｃ２
によって、上記指令値工。′と検出値Ｉｃが比較され、
偏差εニー■Ｃ＊＝■。がめられる。尚該偏差６ＩＶｉ
次の制御補償回路（Ｊ）（Ｓ） Ｃ入力さ几、比例」・
θ幅されて、パルス幅変調制御のための制御入力信号ｅ
１となる。 パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器’Ｌ’
ＲＧ 、比較器Ｃ３及びゲート制御回路ＧＣ−二よって
当該制御を行っている。 すなわち、搬送波発生器ＴＲ（）は周波数１ ｋＨｚ
＠ｊ度の三角波ｅＴを発生し、比較器Ｃ８は、尚該三角
波ｅＴと、前記入力信号ｅ１を比較し、その偏差εＴ”
ｅｉ ｅＴに応じてゲート制御回路（）Ｃから、ゲート
ターンオフサイリスタｓｌ −ｓ４にオン、オフ信号を
与えている。 ｅｉ） ｅｌのとき、すなわち偏差ε、が正のときサイ
リスタ８１と８４かオンされ（このときｓ＋２． Ｓ３
はオフ）コンバータの交流出力電圧ＶＣは＋Ｖａとなる
０ 址たｅｌ （ｅｇのとき、すなわち偏差ε１が負のとき
、サイリスタＳ２と８８がオンされ（このとき、”’ｌ
＋８４はオフ）、Ｖｃ＝＝−Ｖｄとなる。 しかもｅｉが正の値で、犬＠はれば上記Ｓ１と８４のオ
ン刻面は焚くなり、Ｓ２と８３のオン釦（間は短くなっ
て％ Ｖｃの平均値は、入力伯−＞ｐ、ｅ、に比例し／
ζ電圧で正の値となる。鎚（二０１が負の値、のときは
８１と８４のオン期間より８２と８３のオン期間のほう
が長くなってコンバータの出力電圧ｖｃの平均値は、入
力侶°号ｅ工に比例した値で、負の値となる。 すなわち入力信号ｅｉに比例した値に、コンパーりの出
力？１゛を圧Ｖｃが制御されることになる。 コンバータの出力電流１． （電源から供給される入力
電流１Ｂの反転値）は上記コンバータの出力電圧■０を
調整することにより制御さｔしる。 交流リアクトルＬＢには電源電圧ｖＳと、上記コンバー
タの出力電圧■ｃとの差電圧ｖＬ ＝ ｖ、 −ｖ。 が印加される。 Ｖａ ＞ Ｖａのとき、電源電流Ｉｓは図の矢印の方向
に増加する。言いかえると、コンバータ出力電流１ｃは
図の矢印方向へは減少するように働らく。逆＋二、ＶＰ
（ｖｃのとき、コンバータ出力電流ＩａＩｊ図の矢印方
向にｊ′−加しようと働らく。 コンバータの出力電流指令値Ｉｃ に対して、実電流■
ｃがＩＣ＊〉ＩＣの関係にあるとき、偏差εＩ＝Ｉｃ＊
Ｉｃｌは正の値となり制御補償回路Ｇｒ（Ｓ）を介して
ＰＷＭ制御の入力１ｉ号ｅ１を増加させる。故に、コン
バータ出力電圧ＶＣも入力信号ｅ１に比例して大きくな
り、ＶＣ＞Ｖ、となりコンバータ出力電流Ｉｃを図の矢
印方向に増加させる。逆ｆニＩＣ〈工Ｃとなった場合、
偏差εｌけ負の値となりｅｌすなわちＶｃを減、少させ
て、Ｖｏ＜Ｖ、となり、出力電流１Ｇを減少させる。故
にコンバータの出力電流ＩｃＰｊその指令値ＩＯ＊に一
致するように制御される。当該指令値■ｃ＊を正弦波状
に変化させれば、それに追従して実電流Ｉ（、も正弦波
状に匍−制御される。 コンバータの出力正１流工。は電源からの入力電流工６
の反転値であり丑た、コンバータ出力電流の指令値■ｃ
＊は電源からの入力宛、流の指令値工８＊の反転値であ
る。故に入力電流１Ｂはその指令値ｌｓ＊に追従して制
御されることに々る。 次に直流コンデンサＣｄの電圧Ｖｄの制御動作を説明す
る。 比較器ＣＩ によって直流電圧検出値Ｖｄとその指令値
■ｄ＊を比較する。Ｖａ”〉Ｖｄの場合、偏差εＶは正
の値となり、制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）を介して、入力電
流波高値工ｍを増加させる。入力′ル流指令値１８＊ば
、（１）式で示したように電源電圧と同相の正弦波で力
えられる。故に、実入力電流■８が前述の如（、ＩＢ＝
Ｉ８＊に制御されるものとすれば、上記波高値■ｍが正
の値のとき、次式で示される有効電力１゛６が単イ１］
電源ＳＵＰから、コンバータＣ０ＮＶを介してＦ！１’
、 ｒ’Ａｔ、コンデンサＣ（ｌに伊、疑すされる。 Ｐ８＝ Ｖ６ｘ Ｉ。 ＝ Ｖｍ・工。・（ｓｉｎωｔ）２ ：ｖｍ・１ｍ・（１−ｃｏｓ ２ωｔ）／２ −−−−
−−−−（２）（Ｉ：つて、エネルギーＰＢ−ｔが直汎
、コンデンサｃｄＩニー２−Ｃｄｖｄ２として蓄積され
、その結果、直流電圧Ｖａが上昇する。 逆に■ｄ＊〈Ｖｄとなった場合、偏差εＶは負の値とな
り、 ｆｌｉｌｌ伺１補償回路Ｇｖ（８）を介して上記
波高値工ｍを減少させついにはＩｍ ＜ ０とする０故
に、有効１゛、力Ｐ８も負の値となり、今度は、エネル
ギーＰ８１がｍＩ流コンデンサｃｄから電ｉ＜＋二回生
される０その結果、直流電圧Ｖｄは低下し、最終的にＶ
ｄ ＝ｖｄ＊に側修される。 負荷装置Ｌ２ｉＡＤけ例えば、公知のＰＷＭインバータ
駆ｉ１ｉυ訪導電動機等があり、直流電圧源たる直流コ
ンデンサＣｄに対して、電力のやりとりを行う。 負荷装置：ＬｃｉＡＤが電力を消費すれば、直流電圧Ｖ
ａが低下するが、上記制御ｃ二よって、電源から有効電
力Ｐａを供給して常にｖｄ ４ ｖ６＊に制御される。 逆に負荷装置ＩＣＩＡＤから電力回生（銹導電動機を回
生運転した場合）が行われると、Ｖｄが一旦上昇するが
、その分、電源８ＵＩ’に有効１１１．力Ｐ、を回生す
ることにより、やはｔ） Ｖａ ’＝ Ｖａ＊となる。 すなわち、負荷装置ＬδＡＤの電力消費あるいは電力回
生に応じて、電源ＳＵＰから供給する電力Ｐ８が自動的
に調整されているのである。 このとき、入力電流ＩＢは電、源市、圧と同相めるいは
逆ｉ１ｊ （回生時）の正弦波に制御されるので、当然
、入力力４ ” ｌで高力波成分はきわめて小さい値と
なっている。 ［従来技術の問題点］ このような従来の電力変換装置には５次のような問題点
があった。 すなわち、従来の電力変換装置では、平滑コンデンサに
印加される直流電圧Ｖａがほぼ一定になるように、交流
電源から供給される電θｉｒ、Ｉｓの値をＰＷＭ ’：
２ ｙ ハータｆ二よって９１す御しているのであるが
、当該？Ｉ？、流制胡１系に前記電諒′成圧による外乱
が入ってくるため、当該入力電流１．を正確に↑ＩＪ制
御することができなくな＋）、Ｌヅ［厄；の目（票であ
る入力力率＝１で高調波成分の少ない入力電流をイ＝る
ことかできなくなる欠点がある。 第２図は第１図の装置の電源側の等佃ｊ回路図を示す。 図中、 Ｌ、、Ｒ，は交流リアクトルのインダンｊ。 タンスと抵抗ｓ ｖａ＋ ｖＯ＋キσ各々、電源電圧、
コンバータ出力電圧及びｔｉｅ （Ｑ Ｑ流の１し１時
１郁を表わしている。 これから電圧方程式は仄のようＣ１表わすことかでさる
。／こたし、ｐは似分演具子とする。 ｖａ ｖｏ＝（Ｒｓ＋ＬＢ−ｐ）−ｉ８−−−−−−−
−（３１従って、電源゛亀流（入力電流）制御系のブロ
ック線図は第３図のようになる。 第３図において、 ＧＩ（Ｓ）は電流制御回路の伝達関
数、Ｋｃｅ−”’はＰＷム１コンバータの伝達関数で、
ＫＯは比例定数、τはむだ時間を表わしている。なおＳ
はラプラス演算子である。 第３図の制御系ではｍ ？ｌ’ｊ−電流監８をその指令
値工８＊に追従させて制御しようとするものであるが電
源電圧ｖＢによる外乱が入ってくるため、＋８−より＊
とけならない。 このため、電源電流指令イＬ！、 Ｉｓ＊Ｊ頁Ｊ）式で
示したように電源電圧ｖａに同期した正弦波ＩＧ流で与
えているが、実除に流れる寛か１ヱ輸は位ａｈや大きさ
が上記指令値工ｔと違ってくる。従って所期の目標であ
った、入力カ率＝１．活詞波含有率の低減が達成できな
くなる問題がある。 ［づ６明の目げ・Ｊ］ 本発明は以上の問題点に鑑みてなさｉたもので、前記電
源電流（入力電流）制仙ｊ系に入ってくる電源電圧外乱
の影響をなくシ、上配篭詠電流１８をその指令値■８
に忠実に追従するよう
その負荷装置からなる′「に力変換装置に関する。 ［発明の技術的背景］ 直流電圧源を電源とする負荷装ｆ＋’−′としては、パ
ルス幅変調制御（ＰＷＭ）インバータ＋誘導電動機、あ
るいは直流チョッパ装置・十面流電＃］磯などがある。 この直流’ｊｊｉ；圧源として、バッテリーを使う場合
ばあ捷り問題ないが、商用＋を凶がら交直電力変換器（
コンバータ）を介して直流電圧を得るとき、当該商用電
源側に発生する無効電力や読調波が近年問題になってい
る。 この問題を解決するためＣ１父直軍力変換器としてパル
ス幅変調制御（ＰＷＭ ）コンバータを開用電源と直流
電圧源（コンデンサ）とのｒｈＪに挿入する方式（％猛
昭５７−１７１８８６等）が提案されている。 第１図は、交直゛電力変換器として、ＰＷＭコンバータ
を用いた従来の電力変換装置の＃ｆ成図を示す。 図中、 ＳＵＰは単相交流電源、Ｌ８は交流リアクトル
、Ｃ０ＮＶは交直電力変換器（コンバータ）、Ｃｄは直
流平滑コンデンサ、ＬδＡＤは負荷装置である。コンバ
ータＣ０ＮＶは、自己消弧能力のある索子（例えばゲー
トターンオフサイリスタ） ８１〜８４．ホイーリング
ダイオードＤＩ −Ｄ４及び直流リアクトル”ｌ＋ Ｌ
２から構成され、上記素子ｓ１−８４は交流側電圧Ｖｃ
の値を制御部するため、公知のパルス幅変調制御が行な
われている。すなわぢコンバータＣ０ＮＶは１ば流電土
泥（コンデンサ）ｃｄから見た場合、パルス幅変調制御
（ＰＷＭ）インバータとなり、その場合交流電源ＳＵＰ
側は一種の負荷と見ることができる。 この従来の電力変撲装置は上記直流電圧源ＣＣｔの′Ｉ
ｉｆ、圧Ｖａがほぼ一定になる６（うに、交流電源から
供給される電流ＩＢを制御するもので、 ■ 仙荷装置ＬδＡＤからの電力需要に応じて４象限動
作が可能なこと。 ■ 上記入力電流工８は電υ９電圧ｖ８と常に同相に制
御され入力力率が１になること。 ■ 捷だ、入力電流Ｉ１１は正弦波状に制御さ几るため
高調波がきわめて小さくなること。 が特長としてあけられる。 以下、この装置の制御動作を簡単に説明する○ｆｌｉｌ
ｊ＠回路と１．ては、次のものが用意されている。 ＣＴｏは、交流電流検出器ｓ Ｒ１＋ＲＺは直流電圧を
検出するだめの分圧抵抗、ＩＳＯは絶縁増幅器、 ＶＲ
は直流電圧設定器、 Ｃ１〜Ｃ３は比較器、 Ｇｖ（Ｓ
）は電圧制御補償回路、 ＭＬは乗算・器、ＯＡは反転
演算増幅器、ＧＩ（Ｓ）は電流制御補償回路、 ’１’
ＲＧは搬送波（三角波）発生器、ＯＣはゲート制御回路
である。 まず、絶縁増幅器Ｉ８０を介して検出された直流電圧Ｖ
ａと、電圧設定器ＶＲからの電圧指令値■ｄ＊を比較器
Ｃ１に入力し、偏差εｖ−ｖｄ −Ｖａをめる。 尚該偏差ε■は、制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に入力され。 積分増幅あるいは比例増幅されて入力電流工８の波高値
指令■ｍとなる。 尚核波茜値指令■ｍは乗算器ＭＬ ｌ二人力され、もう
一方の入力ｓｉｎωｔと掛は合わせられる。当該入力信
号５石ωｔは電源電圧■β”” Ｖｍ−ｓｉｎωｔに同
期した単位正弦波で、当該電源電圧■６を検出し、定数
倍（１／■ｍ倍）することによってめられる。 乗３１器ＭＬの出力信号■ｔは電源から供給されるべき
’ｉ（ｆ、流の指令値を与えるもので５次式のようｌ二
なる。 ＬＢ −Ｉｍ 、５Ｌｌｌωｔ −−−−−−−−−（
１）当該入力電流指令値１Ｂ＊は反転増幅器ＯＡで反転
濱れ、コンバータＣ０ＮＶから電源ＳＵＰへ供給される
交流電流Ｉｃの指令値ＩＣ＊となるＯ以下、ここでは１
ｃ＊をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。 コンバータ出力電流ＩＣは２２流電流検出器ＣＴＯｒ二
よって検出され比較器Ｃ２ｒ二人力される。比較器Ｃ２
によって、上記指令値工。′と検出値Ｉｃが比較され、
偏差εニー■Ｃ＊＝■。がめられる。尚該偏差６ＩＶｉ
次の制御補償回路（Ｊ）（Ｓ） Ｃ入力さ几、比例」・
θ幅されて、パルス幅変調制御のための制御入力信号ｅ
１となる。 パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器’Ｌ’
ＲＧ 、比較器Ｃ３及びゲート制御回路ＧＣ−二よって
当該制御を行っている。 すなわち、搬送波発生器ＴＲ（）は周波数１ ｋＨｚ
＠ｊ度の三角波ｅＴを発生し、比較器Ｃ８は、尚該三角
波ｅＴと、前記入力信号ｅ１を比較し、その偏差εＴ”
ｅｉ ｅＴに応じてゲート制御回路（）Ｃから、ゲート
ターンオフサイリスタｓｌ −ｓ４にオン、オフ信号を
与えている。 ｅｉ） ｅｌのとき、すなわち偏差ε、が正のときサイ
リスタ８１と８４かオンされ（このときｓ＋２． Ｓ３
はオフ）コンバータの交流出力電圧ＶＣは＋Ｖａとなる
０ 址たｅｌ （ｅｇのとき、すなわち偏差ε１が負のとき
、サイリスタＳ２と８８がオンされ（このとき、”’ｌ
＋８４はオフ）、Ｖｃ＝＝−Ｖｄとなる。 しかもｅｉが正の値で、犬＠はれば上記Ｓ１と８４のオ
ン刻面は焚くなり、Ｓ２と８３のオン釦（間は短くなっ
て％ Ｖｃの平均値は、入力伯−＞ｐ、ｅ、に比例し／
ζ電圧で正の値となる。鎚（二０１が負の値、のときは
８１と８４のオン期間より８２と８３のオン期間のほう
が長くなってコンバータの出力電圧ｖｃの平均値は、入
力侶°号ｅ工に比例した値で、負の値となる。 すなわち入力信号ｅｉに比例した値に、コンパーりの出
力？１゛を圧Ｖｃが制御されることになる。 コンバータの出力電流１． （電源から供給される入力
電流１Ｂの反転値）は上記コンバータの出力電圧■０を
調整することにより制御さｔしる。 交流リアクトルＬＢには電源電圧ｖＳと、上記コンバー
タの出力電圧■ｃとの差電圧ｖＬ ＝ ｖ、 −ｖ。 が印加される。 Ｖａ ＞ Ｖａのとき、電源電流Ｉｓは図の矢印の方向
に増加する。言いかえると、コンバータ出力電流１ｃは
図の矢印方向へは減少するように働らく。逆＋二、ＶＰ
（ｖｃのとき、コンバータ出力電流ＩａＩｊ図の矢印方
向にｊ′−加しようと働らく。 コンバータの出力電流指令値Ｉｃ に対して、実電流■
ｃがＩＣ＊〉ＩＣの関係にあるとき、偏差εＩ＝Ｉｃ＊
Ｉｃｌは正の値となり制御補償回路Ｇｒ（Ｓ）を介して
ＰＷＭ制御の入力１ｉ号ｅ１を増加させる。故に、コン
バータ出力電圧ＶＣも入力信号ｅ１に比例して大きくな
り、ＶＣ＞Ｖ、となりコンバータ出力電流Ｉｃを図の矢
印方向に増加させる。逆ｆニＩＣ〈工Ｃとなった場合、
偏差εｌけ負の値となりｅｌすなわちＶｃを減、少させ
て、Ｖｏ＜Ｖ、となり、出力電流１Ｇを減少させる。故
にコンバータの出力電流ＩｃＰｊその指令値ＩＯ＊に一
致するように制御される。当該指令値■ｃ＊を正弦波状
に変化させれば、それに追従して実電流Ｉ（、も正弦波
状に匍−制御される。 コンバータの出力正１流工。は電源からの入力電流工６
の反転値であり丑た、コンバータ出力電流の指令値■ｃ
＊は電源からの入力宛、流の指令値工８＊の反転値であ
る。故に入力電流１Ｂはその指令値ｌｓ＊に追従して制
御されることに々る。 次に直流コンデンサＣｄの電圧Ｖｄの制御動作を説明す
る。 比較器ＣＩ によって直流電圧検出値Ｖｄとその指令値
■ｄ＊を比較する。Ｖａ”〉Ｖｄの場合、偏差εＶは正
の値となり、制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）を介して、入力電
流波高値工ｍを増加させる。入力′ル流指令値１８＊ば
、（１）式で示したように電源電圧と同相の正弦波で力
えられる。故に、実入力電流■８が前述の如（、ＩＢ＝
Ｉ８＊に制御されるものとすれば、上記波高値■ｍが正
の値のとき、次式で示される有効電力１゛６が単イ１］
電源ＳＵＰから、コンバータＣ０ＮＶを介してＦ！１’
、 ｒ’Ａｔ、コンデンサＣ（ｌに伊、疑すされる。 Ｐ８＝ Ｖ６ｘ Ｉ。 ＝ Ｖｍ・工。・（ｓｉｎωｔ）２ ：ｖｍ・１ｍ・（１−ｃｏｓ ２ωｔ）／２ −−−−
−−−−（２）（Ｉ：つて、エネルギーＰＢ−ｔが直汎
、コンデンサｃｄＩニー２−Ｃｄｖｄ２として蓄積され
、その結果、直流電圧Ｖａが上昇する。 逆に■ｄ＊〈Ｖｄとなった場合、偏差εＶは負の値とな
り、 ｆｌｉｌｌ伺１補償回路Ｇｖ（８）を介して上記
波高値工ｍを減少させついにはＩｍ ＜ ０とする０故
に、有効１゛、力Ｐ８も負の値となり、今度は、エネル
ギーＰ８１がｍＩ流コンデンサｃｄから電ｉ＜＋二回生
される０その結果、直流電圧Ｖｄは低下し、最終的にＶ
ｄ ＝ｖｄ＊に側修される。 負荷装置Ｌ２ｉＡＤけ例えば、公知のＰＷＭインバータ
駆ｉ１ｉυ訪導電動機等があり、直流電圧源たる直流コ
ンデンサＣｄに対して、電力のやりとりを行う。 負荷装置：ＬｃｉＡＤが電力を消費すれば、直流電圧Ｖ
ａが低下するが、上記制御ｃ二よって、電源から有効電
力Ｐａを供給して常にｖｄ ４ ｖ６＊に制御される。 逆に負荷装置ＩＣＩＡＤから電力回生（銹導電動機を回
生運転した場合）が行われると、Ｖｄが一旦上昇するが
、その分、電源８ＵＩ’に有効１１１．力Ｐ、を回生す
ることにより、やはｔ） Ｖａ ’＝ Ｖａ＊となる。 すなわち、負荷装置ＬδＡＤの電力消費あるいは電力回
生に応じて、電源ＳＵＰから供給する電力Ｐ８が自動的
に調整されているのである。 このとき、入力電流ＩＢは電、源市、圧と同相めるいは
逆ｉ１ｊ （回生時）の正弦波に制御されるので、当然
、入力力４ ” ｌで高力波成分はきわめて小さい値と
なっている。 ［従来技術の問題点］ このような従来の電力変換装置には５次のような問題点
があった。 すなわち、従来の電力変換装置では、平滑コンデンサに
印加される直流電圧Ｖａがほぼ一定になるように、交流
電源から供給される電θｉｒ、Ｉｓの値をＰＷＭ ’：
２ ｙ ハータｆ二よって９１す御しているのであるが
、当該？Ｉ？、流制胡１系に前記電諒′成圧による外乱
が入ってくるため、当該入力電流１．を正確に↑ＩＪ制
御することができなくな＋）、Ｌヅ［厄；の目（票であ
る入力力率＝１で高調波成分の少ない入力電流をイ＝る
ことかできなくなる欠点がある。 第２図は第１図の装置の電源側の等佃ｊ回路図を示す。 図中、 Ｌ、、Ｒ，は交流リアクトルのインダンｊ。 タンスと抵抗ｓ ｖａ＋ ｖＯ＋キσ各々、電源電圧、
コンバータ出力電圧及びｔｉｅ （Ｑ Ｑ流の１し１時
１郁を表わしている。 これから電圧方程式は仄のようＣ１表わすことかでさる
。／こたし、ｐは似分演具子とする。 ｖａ ｖｏ＝（Ｒｓ＋ＬＢ−ｐ）−ｉ８−−−−−−−
−（３１従って、電源゛亀流（入力電流）制御系のブロ
ック線図は第３図のようになる。 第３図において、 ＧＩ（Ｓ）は電流制御回路の伝達関
数、Ｋｃｅ−”’はＰＷム１コンバータの伝達関数で、
ＫＯは比例定数、τはむだ時間を表わしている。なおＳ
はラプラス演算子である。 第３図の制御系ではｍ ？ｌ’ｊ−電流監８をその指令
値工８＊に追従させて制御しようとするものであるが電
源電圧ｖＢによる外乱が入ってくるため、＋８−より＊
とけならない。 このため、電源電流指令イＬ！、 Ｉｓ＊Ｊ頁Ｊ）式で
示したように電源電圧ｖａに同期した正弦波ＩＧ流で与
えているが、実除に流れる寛か１ヱ輸は位ａｈや大きさ
が上記指令値工ｔと違ってくる。従って所期の目標であ
った、入力カ率＝１．活詞波含有率の低減が達成できな
くなる問題がある。 ［づ６明の目げ・Ｊ］ 本発明は以上の問題点に鑑みてなさｉたもので、前記電
源電流（入力電流）制仙ｊ系に入ってくる電源電圧外乱
の影響をなくシ、上配篭詠電流１８をその指令値■８
に忠実に追従するよう
【二制御した電力変換装置を提供
することを目的とする。 ［発明の概璧］ 本発明は上記目的を達成するために、交流リアクトルを
介して交流電源に接続された回生動作の可能なパルス幅
変調制御コンバータと、前記パルス幅変調制御コンバー
タの直流出力側Ｃ二接続され負荷装置に対して′電圧ｔ
ルとなる平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの直流
電圧を検知して基準電圧（１応じた値に制御する直流％
：圧制御回路とＶ ｆｉｌ記直流電圧制御回路の出力信
号ｌ１応じて前記ダ流′酸源から供給される′電流を制
御する入力電流制御回路と、前記交流電源の電圧を検知
して補償信号を出力する外乱補償回路と、前記入力電流
制御回路の出力信号に前記袖償侶号を加えて前記）くル
スＩｍＡ変調制御コンバータの制御（入力）信号を得る
加算回路を備え入力電流ｉｔｔ制御系に入る１６；源電
圧外乱の影響をなくし前記交ＩＡｔ：電ぷから供給され
る電流が忠実に指令（１ｆｉ ｉ二追従する様にした電
力変換装置である。 ［発明の大施世口 第４図は本発明のｔｈ電力変換装置芙施例を示す格成図
である。 図中、 ８Ｕｌ）は卑相交１１ｆｔいに諒、 Ｌａは電
流リアクトル、Ｃ０ＮＶはパルス幅変１ｙＪ制御コンノ
く一タ、ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＬｏＡＤは負荷装
置である。 パルス幅変調制御コンバータＣｏＮＶは自己消弧能力の
める素子（例えばゲートターンオアサイリスタ等） Ｓ
ｌ −ｓ４．ホイーリングダイオードＤＩ−Ｄ４及び直
流リアクトル】・ｌ＋”２からイ首成されている。 吐だ、制御回路としては電源電圧を検出する変成器ＰＴ
、交流電流検出用変流器ＣＴｃ、直流電圧検出用分圧抵
抗器Ｒ１＋ Ｒ２ｓ絶縁増幅器１８０ 、面性電圧設定
器１．比較器ｃｌ−０８、電圧制御ｆｉｔ］４１Ｘ回路
Ｇｖ （Ｓ ） 、乗’Ａ ｂ ＭＬ、演ｎ’Ｎ１ｍ器
ＯＡｌ、 ＯＡ２ 、 電ｆＩＩＵＩＪ御補償回路ＧＩ
（Ｓ）、外乱補償回路Ｉ（Ｑ、加算ＳＡＤ。 搬送波発生器ＴＲＧ 、ゲート制御回路ＯＣが用意され
ている。 変成器ＦＴによって、電源電圧■６を検出し、演算増幅
器ＯＡＩによってＣＩ／Ｖｍ）倍することにより霜′源
電圧に同期した部位正弦波Ｓ石ωｔが得られる。 また、分圧抵抗器ＲＬ Ｒ２及び絶縁増幅器ＩＳＯを介
して直流電圧■ｄが検出される。 当該直流電圧検出値Ｖａ、と、１σ流電圧設定器ＶＲか
らの電圧指令値■ｄ を比較器ｃｌに入力し、その偏差
εｙ ＝ Ｖａ＊−Ｖａをめる。当該偏差εＶは次の電
圧制御補償回路０ｖ（Ｓ）に入力され、比例増幅あるい
は積分増幅されて、入力端子指令値工８＊の波高値■ｍ
となる。 乗算器ＭＬは、前記単位正弦波Ｓｌｎωｔと、上記波高
値工ｍを掛は合わせるもので、電源から供給される入力
電流Ｉ６の指令値Ｉｓ” ＝ ｌｍ−５ｉｎωｔを作る
。 尚該入力端子指令値Ｉ−は反転演算ｙＩＩ幅器ＯＡ２で
反転きれ、コンバータの交流側出力電流ＩＯ（入力電流
Ｉ、の反転値）の指令値Ｉ。＊となる。 変流器ＣＴｃはコン７・−タ出力電流ＩＣを検出するも
ので、当該検出値ＩＣは上記指令値ＩＣ＊とともに比較
器Ｃ２に入力される。比較器Ｃ２によって、偏差ε工＝
Ｉ。′−■。がＸめられ、次の電流制御補償回路０ｒ（
Ｓ）によって比ｖｉ＋増幅される。尚該′電流制御補償
回路ＧＩ（Ｓ）の出力ｅ１はパルス幅変調制御の入力信
号の１つとなる。 一方、ぴ３で一増幅器ＯＡＩの出力信号である単位正弦
波ｓｉｎωｔは外乱補償回路ＨＱ Ｉｍも入力され、定
数倍されて、補偵値ｅ８を与えている。当該補償値ｅ８
はパルス幅変調制御のもう一方の入力信号となる０ すなわち、加算器ＡＤによって、 ０Ｉ（Ｓ）の出力信
号ｅ１と外乱補償回路ＨＯの出力信号ｅｓを加え合わせ
、パルス幅変調制御の入力信号ｅ１ ＝８１＋６８を得
ている。 搬送波発生器ＴＲＧは周波数ｌ ｋｌ−１ｚ程度の三角
波ｅＴを発生するもので、パルス幅変調制御の搬送波信
号を与えている。 比較器ＣＢによって上記入力信号ｅ；と三角波ｅＴを比
較し、その偏差ε’ｆ””ｅ’、ｅＴに応じてゲート制
御回路ＧＣから、コンバータＣ０ＮＶの企成索子Ｓ１〜
Ｓ４にオン、オフ信号を与えている。 パルス幅変関制御は公知の手法が用いられ、入力信号ｅ
；に比例した電圧ＶｃがコンバータＣ０ＮＶから出力さ
れる。すなわちその比？！＋ ４糸数をＫＯ，パルス幅
変調制御に伴なうむだ時間をτとした場合■。＝ ＫＯ
−ｅｘｐ （−ｒｓ ） ・ｅ； −−−−−−−−（
４１Ｓニラプラス演算子 の関係がある。 コンバータの出力箱：流Ｉｃ （電源から供給される入
力′ｄ記流工６の反転値）は上記コン７（−夕の出力電
圧■０をｆＡ Ｗすることにより制御される０交流リア
クトルＬ８にけ′電源′ｄＴ、圧）ｒｓと、上記コンバ
ータの出力電圧との差’ｔｌに圧ＶＬ ＝： Ｖｓ Ｖ
ｃが印加さ１するＯＶＬが正のとき、訃、源電流ＩＢは
図の矢印の方向に増加する０１°いかえるとコン７（−
タ出力ＩＱｃ流Ｉｃは図の矢印方向へは減少するようＣ
：働らく。沙工にｖＬが負のとき、コンバーク出力′亀
びｒ、け図の矢印の方向に増加しようと働らくＯ 外乱補償回路１−１０げ、即位正弦波ｓｉｎωｔを定数
倍（Ｖｍ／’Ｋ。倍）−４−るもので、パルス閘変ヒ１
１制御の入力信号の袖伯値ｅｓは次式のようＣ１与えら
れる。 ｅ８−（■ｍ／Ｋｃ）・ｓｉｎωｔ −−−−−−−−
−一（５＋■ｍ二′市５７１承戒圧波高値 ｈｏ：コンバータの比例定数 故にコンバータの出力電圧Ｖｃｒｊ、（４）式から次の
ようになる。 ■。＝ ＫＣ−ｅｘｐ （−τＳ）・ｅｌ： ＫＣ−ｅ
ｘｐ （−τＳ）・（ｅ□→ｃ、）＝ Ｋ、（、−ｅｘ
ｐ （−ｒｓ ） ・ｅ１＋ ｅｘｐ （−ｔ８ ）
・Ｖｍ−ｓｌｎωｔ −−−−−−−（６）すなわち、
パルス幅変調制御に伴なうむだ時間τが十分率さいもの
として憐えると、 ■。＝ Ｋｃ−ｅ□＋ｖ６−−−−−−−−−−−−（
７）の関係が成り立ち、ダ流すアクトルＬＢｌ二目ｊカ
ロされる電圧ＶＬは ｖＬ ＝ ｖ、−ｖｏ＝−ｔ＜。、 ｅｌ 、−−−−
−−−−一−−（８１となり、入力電流Ｉ８を制御する
とき、電源′電圧■８の影響を受けなくなる。 コンバータの出力電流指令値ＩＣ＊１ｍ、対して、笑電
流ＩＣがＩ。＊ ＞ Ｉｃの関係番＝あるとき、偏差ε
工＝Ｉ（Ｂ＊Ｉｃは正の値となり、制御補償回路Ｇｘ（
８）を介してパルス幅変調制御の入力信号の１″″）ｅ
よなｔ臂加させる。故に（８）式で示でれる交流１ノア
クトル電圧Ｖｂｉｄ図の矢印と反対方向に印加され、コ
ンバータ出力電流１．を凶の矢印方向に増加はせる。従
って、実′屯流１ｃけその指令値ＩＣ”−二一致するよ
うに制佃１き九る。 ジｆに■ｃ＊〈■ｃとなった場合、■Ｌは正の値となり
、実電流１．は減少する。すなわち、実電流ＩＣはやケ
リ、その指令値Ｉｃ＊に一致するように制御される。 この場合、ダムリアクトルＬＢに印加される電圧ｖＬけ
、個差ε■−ＩＯ＊−ｉ、にのみ関係し、箪Ｗ寛圧Ｖ、
ｌ二よる影響を受ζ勺ない。 コンバータの出力？ｌ〕；流１ｃは′６保かしの入力′
電流１８の反転イＩｌ！Ｉであり、−１：たコンバータ
出力霜゛流の指令値Ｉｃ＊は電源からの入力電流の指令
値ＩＢ＊の反転値である。故に、コンバータの出力電流
■ｃがその指令値ＩＣに追従してｊｌｉ制御されるとい
うことは電ｖＩ民からの入力電流ＩＢが、その指令値Ｉ
ｓ＊−二追従して制御されることになる。 平滑コンデンサｃｄの旧流電圧Ｖａがその指令値ｙｄ＊
−二一致するように上記入力電流指令値１ｓ＊を電源電
圧■８に同期した正弦波電流として与えれば、実除の入
力電流Ｉａ４そｒｌ、に追従して、正弦波状ｌ二制御さ
れる。 ［発明の効果］ 以上のように、本発明の′電力変換装置によれば、電源
電圧ＶＢの影響を受けること’ｌ ＜ Ｉａ 計から供
給される入力電流Ｉ、をその指令値１１！＊に追従して
、忠実ｆ二制御することができ、平？ｆ’ｔコンデンサ
ｃｄの１１４流電圧Ｖａがその指令値■ｄ＊に一致する
ようＣ上記入力電流指令値■ｔを菟源′霞、圧ＶＢに同
期した正弦波電流として与えた場合、実瞳の入力電流工
８もその指令餉■８＊に追従し、位相迦れや振幅誤差が
小きく制御される。従ってｓ ｆＷ電力変換装置入力力
率を１０に保ち、しかも入力電流の高調波含有率を小さ
くするという所期の目的が達成される。 また、入力電流制イ１１．ｉ＋が′ば、源電圧の外乱を
受けなくなったため、当該電流７ｔ７１Ｊ御系の制御補
償回路ＧＩ（Ｓ）の設計が簡単になり、制御系の安定化
や応答の改善が容易になる利点もある。 なお、本発明の実施例では単相電源について説すＪした
が、３相電諒や他の多相電源についても同様に通用でき
ることは１５丑でもない。
することを目的とする。 ［発明の概璧］ 本発明は上記目的を達成するために、交流リアクトルを
介して交流電源に接続された回生動作の可能なパルス幅
変調制御コンバータと、前記パルス幅変調制御コンバー
タの直流出力側Ｃ二接続され負荷装置に対して′電圧ｔ
ルとなる平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの直流
電圧を検知して基準電圧（１応じた値に制御する直流％
：圧制御回路とＶ ｆｉｌ記直流電圧制御回路の出力信
号ｌ１応じて前記ダ流′酸源から供給される′電流を制
御する入力電流制御回路と、前記交流電源の電圧を検知
して補償信号を出力する外乱補償回路と、前記入力電流
制御回路の出力信号に前記袖償侶号を加えて前記）くル
スＩｍＡ変調制御コンバータの制御（入力）信号を得る
加算回路を備え入力電流ｉｔｔ制御系に入る１６；源電
圧外乱の影響をなくし前記交ＩＡｔ：電ぷから供給され
る電流が忠実に指令（１ｆｉ ｉ二追従する様にした電
力変換装置である。 ［発明の大施世口 第４図は本発明のｔｈ電力変換装置芙施例を示す格成図
である。 図中、 ８Ｕｌ）は卑相交１１ｆｔいに諒、 Ｌａは電
流リアクトル、Ｃ０ＮＶはパルス幅変１ｙＪ制御コンノ
く一タ、ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＬｏＡＤは負荷装
置である。 パルス幅変調制御コンバータＣｏＮＶは自己消弧能力の
める素子（例えばゲートターンオアサイリスタ等） Ｓ
ｌ −ｓ４．ホイーリングダイオードＤＩ−Ｄ４及び直
流リアクトル】・ｌ＋”２からイ首成されている。 吐だ、制御回路としては電源電圧を検出する変成器ＰＴ
、交流電流検出用変流器ＣＴｃ、直流電圧検出用分圧抵
抗器Ｒ１＋ Ｒ２ｓ絶縁増幅器１８０ 、面性電圧設定
器１．比較器ｃｌ−０８、電圧制御ｆｉｔ］４１Ｘ回路
Ｇｖ （Ｓ ） 、乗’Ａ ｂ ＭＬ、演ｎ’Ｎ１ｍ器
ＯＡｌ、 ＯＡ２ 、 電ｆＩＩＵＩＪ御補償回路ＧＩ
（Ｓ）、外乱補償回路Ｉ（Ｑ、加算ＳＡＤ。 搬送波発生器ＴＲＧ 、ゲート制御回路ＯＣが用意され
ている。 変成器ＦＴによって、電源電圧■６を検出し、演算増幅
器ＯＡＩによってＣＩ／Ｖｍ）倍することにより霜′源
電圧に同期した部位正弦波Ｓ石ωｔが得られる。 また、分圧抵抗器ＲＬ Ｒ２及び絶縁増幅器ＩＳＯを介
して直流電圧■ｄが検出される。 当該直流電圧検出値Ｖａ、と、１σ流電圧設定器ＶＲか
らの電圧指令値■ｄ を比較器ｃｌに入力し、その偏差
εｙ ＝ Ｖａ＊−Ｖａをめる。当該偏差εＶは次の電
圧制御補償回路０ｖ（Ｓ）に入力され、比例増幅あるい
は積分増幅されて、入力端子指令値工８＊の波高値■ｍ
となる。 乗算器ＭＬは、前記単位正弦波Ｓｌｎωｔと、上記波高
値工ｍを掛は合わせるもので、電源から供給される入力
電流Ｉ６の指令値Ｉｓ” ＝ ｌｍ−５ｉｎωｔを作る
。 尚該入力端子指令値Ｉ−は反転演算ｙＩＩ幅器ＯＡ２で
反転きれ、コンバータの交流側出力電流ＩＯ（入力電流
Ｉ、の反転値）の指令値Ｉ。＊となる。 変流器ＣＴｃはコン７・−タ出力電流ＩＣを検出するも
ので、当該検出値ＩＣは上記指令値ＩＣ＊とともに比較
器Ｃ２に入力される。比較器Ｃ２によって、偏差ε工＝
Ｉ。′−■。がＸめられ、次の電流制御補償回路０ｒ（
Ｓ）によって比ｖｉ＋増幅される。尚該′電流制御補償
回路ＧＩ（Ｓ）の出力ｅ１はパルス幅変調制御の入力信
号の１つとなる。 一方、ぴ３で一増幅器ＯＡＩの出力信号である単位正弦
波ｓｉｎωｔは外乱補償回路ＨＱ Ｉｍも入力され、定
数倍されて、補偵値ｅ８を与えている。当該補償値ｅ８
はパルス幅変調制御のもう一方の入力信号となる０ すなわち、加算器ＡＤによって、 ０Ｉ（Ｓ）の出力信
号ｅ１と外乱補償回路ＨＯの出力信号ｅｓを加え合わせ
、パルス幅変調制御の入力信号ｅ１ ＝８１＋６８を得
ている。 搬送波発生器ＴＲＧは周波数ｌ ｋｌ−１ｚ程度の三角
波ｅＴを発生するもので、パルス幅変調制御の搬送波信
号を与えている。 比較器ＣＢによって上記入力信号ｅ；と三角波ｅＴを比
較し、その偏差ε’ｆ””ｅ’、ｅＴに応じてゲート制
御回路ＧＣから、コンバータＣ０ＮＶの企成索子Ｓ１〜
Ｓ４にオン、オフ信号を与えている。 パルス幅変関制御は公知の手法が用いられ、入力信号ｅ
；に比例した電圧ＶｃがコンバータＣ０ＮＶから出力さ
れる。すなわちその比？！＋ ４糸数をＫＯ，パルス幅
変調制御に伴なうむだ時間をτとした場合■。＝ ＫＯ
−ｅｘｐ （−ｒｓ ） ・ｅ； −−−−−−−−（
４１Ｓニラプラス演算子 の関係がある。 コンバータの出力箱：流Ｉｃ （電源から供給される入
力′ｄ記流工６の反転値）は上記コン７（−夕の出力電
圧■０をｆＡ Ｗすることにより制御される０交流リア
クトルＬ８にけ′電源′ｄＴ、圧）ｒｓと、上記コンバ
ータの出力電圧との差’ｔｌに圧ＶＬ ＝： Ｖｓ Ｖ
ｃが印加さ１するＯＶＬが正のとき、訃、源電流ＩＢは
図の矢印の方向に増加する０１°いかえるとコン７（−
タ出力ＩＱｃ流Ｉｃは図の矢印方向へは減少するようＣ
：働らく。沙工にｖＬが負のとき、コンバーク出力′亀
びｒ、け図の矢印の方向に増加しようと働らくＯ 外乱補償回路１−１０げ、即位正弦波ｓｉｎωｔを定数
倍（Ｖｍ／’Ｋ。倍）−４−るもので、パルス閘変ヒ１
１制御の入力信号の袖伯値ｅｓは次式のようＣ１与えら
れる。 ｅ８−（■ｍ／Ｋｃ）・ｓｉｎωｔ −−−−−−−−
−一（５＋■ｍ二′市５７１承戒圧波高値 ｈｏ：コンバータの比例定数 故にコンバータの出力電圧Ｖｃｒｊ、（４）式から次の
ようになる。 ■。＝ ＫＣ−ｅｘｐ （−τＳ）・ｅｌ： ＫＣ−ｅ
ｘｐ （−τＳ）・（ｅ□→ｃ、）＝ Ｋ、（、−ｅｘ
ｐ （−ｒｓ ） ・ｅ１＋ ｅｘｐ （−ｔ８ ）
・Ｖｍ−ｓｌｎωｔ −−−−−−−（６）すなわち、
パルス幅変調制御に伴なうむだ時間τが十分率さいもの
として憐えると、 ■。＝ Ｋｃ−ｅ□＋ｖ６−−−−−−−−−−−−（
７）の関係が成り立ち、ダ流すアクトルＬＢｌ二目ｊカ
ロされる電圧ＶＬは ｖＬ ＝ ｖ、−ｖｏ＝−ｔ＜。、 ｅｌ 、−−−−
−−−−一−−（８１となり、入力電流Ｉ８を制御する
とき、電源′電圧■８の影響を受けなくなる。 コンバータの出力電流指令値ＩＣ＊１ｍ、対して、笑電
流ＩＣがＩ。＊ ＞ Ｉｃの関係番＝あるとき、偏差ε
工＝Ｉ（Ｂ＊Ｉｃは正の値となり、制御補償回路Ｇｘ（
８）を介してパルス幅変調制御の入力信号の１″″）ｅ
よなｔ臂加させる。故に（８）式で示でれる交流１ノア
クトル電圧Ｖｂｉｄ図の矢印と反対方向に印加され、コ
ンバータ出力電流１．を凶の矢印方向に増加はせる。従
って、実′屯流１ｃけその指令値ＩＣ”−二一致するよ
うに制佃１き九る。 ジｆに■ｃ＊〈■ｃとなった場合、■Ｌは正の値となり
、実電流１．は減少する。すなわち、実電流ＩＣはやケ
リ、その指令値Ｉｃ＊に一致するように制御される。 この場合、ダムリアクトルＬＢに印加される電圧ｖＬけ
、個差ε■−ＩＯ＊−ｉ、にのみ関係し、箪Ｗ寛圧Ｖ、
ｌ二よる影響を受ζ勺ない。 コンバータの出力？ｌ〕；流１ｃは′６保かしの入力′
電流１８の反転イＩｌ！Ｉであり、−１：たコンバータ
出力霜゛流の指令値Ｉｃ＊は電源からの入力電流の指令
値ＩＢ＊の反転値である。故に、コンバータの出力電流
■ｃがその指令値ＩＣに追従してｊｌｉ制御されるとい
うことは電ｖＩ民からの入力電流ＩＢが、その指令値Ｉ
ｓ＊−二追従して制御されることになる。 平滑コンデンサｃｄの旧流電圧Ｖａがその指令値ｙｄ＊
−二一致するように上記入力電流指令値１ｓ＊を電源電
圧■８に同期した正弦波電流として与えれば、実除の入
力電流Ｉａ４そｒｌ、に追従して、正弦波状ｌ二制御さ
れる。 ［発明の効果］ 以上のように、本発明の′電力変換装置によれば、電源
電圧ＶＢの影響を受けること’ｌ ＜ Ｉａ 計から供
給される入力電流Ｉ、をその指令値１１！＊に追従して
、忠実ｆ二制御することができ、平？ｆ’ｔコンデンサ
ｃｄの１１４流電圧Ｖａがその指令値■ｄ＊に一致する
ようＣ上記入力電流指令値■ｔを菟源′霞、圧ＶＢに同
期した正弦波電流として与えた場合、実瞳の入力電流工
８もその指令餉■８＊に追従し、位相迦れや振幅誤差が
小きく制御される。従ってｓ ｆＷ電力変換装置入力力
率を１０に保ち、しかも入力電流の高調波含有率を小さ
くするという所期の目的が達成される。 また、入力電流制イ１１．ｉ＋が′ば、源電圧の外乱を
受けなくなったため、当該電流７ｔ７１Ｊ御系の制御補
償回路ＧＩ（Ｓ）の設計が簡単になり、制御系の安定化
や応答の改善が容易になる利点もある。 なお、本発明の実施例では単相電源について説すＪした
が、３相電諒や他の多相電源についても同様に通用でき
ることは１５丑でもない。
第１図は従来の電力区４ψ装置の（腎成図、第２図は第
１図の装置の電源側の等１曲回路図、第３図は第１図の
装置の電流制御系のブロック線図、第４図は本発明の電
力変換装置の実加例を示す４性成図でおる。 ＳＵＰ・・・単相交派市、諒 Ｊ）Ｂ・・・交ぴ１．リ
アクトルＣδＮＶ・・・パルス幅変ル８制御コンバータ
ｃｄ・・−１ｍ＋流平滑コンデンサ ＬδＡＤ・・・負
荷装ｆ’１８１− ｓ４・・・ゲートターンオフサイリ
スタＤ１〜Ｄ４・・・ホイーリングダイオードＬＬ＋Ｌ
２・・直流リアクトル ＦＴ・・・変成器ＣＴ、・・・
変流器 １＜１．Ｒ２・・・分圧抵抗器ＩＳＯ・・・絶
縁増幅器 ■Ｒ・・・直流電圧設定器ＣＩ−ｃ８・・・
比較器 Ｇｖ（Ｓ）・・・電圧開側１袖宣回路ＭＬ・・
１乗昇器 ＯＡｌ 、 ＯＡ２・・・演算増幅器Ｇ工（
Ｓ）・・・′＃ｒｉ、流制御桶領回路 ＡＤ・・・加算
器ＨＯ・・・外乱補角回路 ＴＩ（０・・・搬送波発生
器ＧＣ・・・ゲート制御回路
１図の装置の電源側の等１曲回路図、第３図は第１図の
装置の電流制御系のブロック線図、第４図は本発明の電
力変換装置の実加例を示す４性成図でおる。 ＳＵＰ・・・単相交派市、諒 Ｊ）Ｂ・・・交ぴ１．リ
アクトルＣδＮＶ・・・パルス幅変ル８制御コンバータ
ｃｄ・・−１ｍ＋流平滑コンデンサ ＬδＡＤ・・・負
荷装ｆ’１８１− ｓ４・・・ゲートターンオフサイリ
スタＤ１〜Ｄ４・・・ホイーリングダイオードＬＬ＋Ｌ
２・・直流リアクトル ＦＴ・・・変成器ＣＴ、・・・
変流器 １＜１．Ｒ２・・・分圧抵抗器ＩＳＯ・・・絶
縁増幅器 ■Ｒ・・・直流電圧設定器ＣＩ−ｃ８・・・
比較器 Ｇｖ（Ｓ）・・・電圧開側１袖宣回路ＭＬ・・
１乗昇器 ＯＡｌ 、 ＯＡ２・・・演算増幅器Ｇ工（
Ｓ）・・・′＃ｒｉ、流制御桶領回路 ＡＤ・・・加算
器ＨＯ・・・外乱補角回路 ＴＩ（０・・・搬送波発生
器ＧＣ・・・ゲート制御回路
Claims (1)
- 交流リアクトルを介［、−Ｃ交流電源（二接続された回
生１１辺作の可能なパルス幅変調制御コンバータと、１
ｊ１１記パルス幅変調制御コンバータの直流出力側に接
続され負荷装置に対して電圧源となる平滑コンデンサと
、カｆＪにａ−ｆ滑コンデンサの直流電圧を検知して基
準電圧に応じた値に制御する直流′電圧制御回路と、前
記直流ｔｈ：圧制御回路の出力信号（二応じて前記交流
笛１源から供給される電流を制御する入力電流ｆｆ１ｌ
ｌ ｉ針回路と、前記交流′…、硯−の′電圧を検知し
て袖１ｔｔ ４＝号を出力する外乱補偵回路と、前記入
力電流副側１回路の出力信号ｆ二前記補償（ｆｉ号を加
えて前記パルス幅変ａ＋＋＋Ｊ ｊＩＩＪ御コンバータ
の制御（人力）（、、Ｓ−％３を得る加算回路を備えた
ことを特徴とする′直力変４急煙Ｗ 。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58151508A JPS6046773A (ja) | 1983-08-22 | 1983-08-22 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58151508A JPS6046773A (ja) | 1983-08-22 | 1983-08-22 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6046773A true JPS6046773A (ja) | 1985-03-13 |
| JPH0419796B2 JPH0419796B2 (ja) | 1992-03-31 |
Family
ID=15520039
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58151508A Granted JPS6046773A (ja) | 1983-08-22 | 1983-08-22 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6046773A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6277867A (ja) * | 1985-09-30 | 1987-04-10 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JPH0251360A (ja) * | 1988-08-12 | 1990-02-21 | Toshiba Corp | Ｐｗｍ昇圧コンバータの制御装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5178670B2 (ja) * | 2009-09-17 | 2013-04-10 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5346247A (en) * | 1976-10-08 | 1978-04-25 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Arithmetic operating unit |
| JPS5736580A (en) * | 1980-08-13 | 1982-02-27 | Hitachi Ltd | Protecting method for converter |
-
1983
- 1983-08-22 JP JP58151508A patent/JPS6046773A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5346247A (en) * | 1976-10-08 | 1978-04-25 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Arithmetic operating unit |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6277867A (ja) * | 1985-09-30 | 1987-04-10 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JPH0251360A (ja) * | 1988-08-12 | 1990-02-21 | Toshiba Corp | Ｐｗｍ昇圧コンバータの制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0419796B2 (ja) | 1992-03-31 |
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