JPS6046775A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPS6046775A JPS6046775A JP58153104A JP15310483A JPS6046775A JP S6046775 A JPS6046775 A JP S6046775A JP 58153104 A JP58153104 A JP 58153104A JP 15310483 A JP15310483 A JP 15310483A JP S6046775 A JPS6046775 A JP S6046775A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置の制御方法に関する
。
その負荷装置からなる電力変換装置の制御方法に関する
。
［発明の技術的背景］
直流電圧源を電源とする負荷装置と１．てけ、パルス幅
変調制御（ＰＷＭ）インバータ＋誘４市、動機、あるい
は面性チヨ、ソバ装置十直流知゛、動機などがある０こ
の直流電圧源として、バッテリーを使う場合１はあまり
問題ないが、開用電源から交直電力変換器（コンバータ
）を介して清流電圧を得るとき、肖該商用電源側に発生
する無効市、力や高調波が近年問題になっている。
変調制御（ＰＷＭ）インバータ＋誘４市、動機、あるい
は面性チヨ、ソバ装置十直流知゛、動機などがある０こ
の直流電圧源として、バッテリーを使う場合１はあまり
問題ないが、開用電源から交直電力変換器（コンバータ
）を介して清流電圧を得るとき、肖該商用電源側に発生
する無効市、力や高調波が近年問題になっている。
この問題を解決するために、父直１ハ、力変換器として
、パルス幅変調制御（ｐｗＭ）コンバータを曲用電澱と
伯ａｌｉ電圧源（コンデンサ）との間に挿入する方式（
！１．デ願昭５７−１７１８８６等）が提案さｔｌ、て
いる。
、パルス幅変調制御（ｐｗＭ）コンバータを曲用電澱と
伯ａｌｉ電圧源（コンデンサ）との間に挿入する方式（
！１．デ願昭５７−１７１８８６等）が提案さｔｌ、て
いる。
第１図ｔハ交直電力変換器とし−ｆ、ｐｗＭコンバータ
を用いた従来の電力変換装置の構成図を示す。
を用いた従来の電力変換装置の構成図を示す。
図中ｔ、 ＳＵＰは単相交流電源、ＩＪ＋］は交流リア
クトル、 Ｃ０ＮＶは交直電力変換器（コンバータ）、
ｃｄは直流平滑コンデンサｓ ＴＪ ｏ Ａ Ｉ）は負
荷装置である。コンバータＣ０ＮＶは、自己消弧能力の
ある素子（例えばゲートターンオフサイリスク）Ｓｌ−
８４、ホイーリングダイオードＤＩ −Ｄ４及び直流リ
アクトルＬｌ、 Ｌ、から構成され上記素子ｓ１− ｓ
、は間流側電圧Ｖｏの値を制御するため、公知のパルス
幅変調制御が行なわれている。ずなわち、コンバータＣ
０ＮＶは直流電圧源（コンデンサ） Ｃａから−た場合
、パルス幅変調制御（ＰＷＭ）インバータとなり、その
場合交流電源ＳＵＰ側は一種の負荷と見ることができる
。
クトル、 Ｃ０ＮＶは交直電力変換器（コンバータ）、
ｃｄは直流平滑コンデンサｓ ＴＪ ｏ Ａ Ｉ）は負
荷装置である。コンバータＣ０ＮＶは、自己消弧能力の
ある素子（例えばゲートターンオフサイリスク）Ｓｌ−
８４、ホイーリングダイオードＤＩ −Ｄ４及び直流リ
アクトルＬｌ、 Ｌ、から構成され上記素子ｓ１− ｓ
、は間流側電圧Ｖｏの値を制御するため、公知のパルス
幅変調制御が行なわれている。ずなわち、コンバータＣ
０ＮＶは直流電圧源（コンデンサ） Ｃａから−た場合
、パルス幅変調制御（ＰＷＭ）インバータとなり、その
場合交流電源ＳＵＰ側は一種の負荷と見ることができる
。
この従来の電力変換装置は上記直流電圧ｒｌｉｋＣｄの
電圧Ｖｄがほぼ一定になるように、交３流電源から供給
される電流■８を制御するもので、 ■ 負荷装置Ｌ６ＡＤからの電力需要に応じて４象限動
作が可能なこと。
電圧Ｖｄがほぼ一定になるように、交３流電源から供給
される電流■８を制御するもので、 ■ 負荷装置Ｌ６ＡＤからの電力需要に応じて４象限動
作が可能なこと。
■ 上記入力電流１８は電蝕電圧ＶＢと宮に同相に制御
され、入力力率が１になること。
され、入力力率が１になること。
■ 捷だ、入力電流Ｌ＆Ｊ正弦波状に制御されるため、
高調波がきわめて小さくなること。
高調波がきわめて小さくなること。
が特長としてあけられる。
以下、この装置の制御動作な酒１単に説明する。
制御回路としては１次のものが用意されている。
ＣＴｃは交流電流検出器、Ｒ１，Ｒ２けｊμ流電圧を検
出するための分圧抵抗、１８０け絶縁増幅器、ＶＲは画
性電圧設定器、ｃｌ、〜Ｃ８は比較器ｓ Ｏｖ （Ｓ
）は電圧制御補償回路、ＭＬは乗算器、 ＯＡは反転演
算増幅器、ＧＩ（Ｓ）’ｄＸ＆制御Ｍ （ｉ ｌ用路、
ＴＲＧｉＪ＃送波（三角波）発生器、ＧＣはゲート制御
回路である。
出するための分圧抵抗、１８０け絶縁増幅器、ＶＲは画
性電圧設定器、ｃｌ、〜Ｃ８は比較器ｓ Ｏｖ （Ｓ
）は電圧制御補償回路、ＭＬは乗算器、 ＯＡは反転演
算増幅器、ＧＩ（Ｓ）’ｄＸ＆制御Ｍ （ｉ ｌ用路、
ＴＲＧｉＪ＃送波（三角波）発生器、ＧＣはゲート制御
回路である。
まず、絶縁増幅器ＩＳＯを介して検出されｆ７． ｉｊ
、Ｉ流′ｒ１１、ＨＶｄと電圧設定器ＶＲ力・らの電圧
指令値Ｖｄ＊を比較器Ｃ１に入力し、偏差ε■−ｖｄ＊
−■ｄをめる。
、Ｉ流′ｒ１１、ＨＶｄと電圧設定器ＶＲ力・らの電圧
指令値Ｖｄ＊を比較器Ｃ１に入力し、偏差ε■−ｖｄ＊
−■ｄをめる。
尚該偏差εＶ娃、開側１補俵回路０ｖ（Ｓ）に入力され
、積分増幅あるいは比例増幅されて、入力電流■６の波
高値指令■ｍとなる。
、積分増幅あるいは比例増幅されて、入力電流■６の波
高値指令■ｍとなる。
当該波高値指令■。は乗劾−器ＭＬに入力さｉ′１、も
う一方の入力ｓｉｎωｔと川は合わせられる。当該入力
信号５ｉｆｉ ＧＪ ｔは電餘電圧Ｖｓ ＝ Ｖｍ ｓ
ｉｎωｔに同期した単位正弦波で、当該電源電圧■８を
検出し、定数倍（１，／Ｖｍ倍）することによってめら
れる。
う一方の入力ｓｉｎωｔと川は合わせられる。当該入力
信号５ｉｆｉ ＧＪ ｔは電餘電圧Ｖｓ ＝ Ｖｍ ｓ
ｉｎωｔに同期した単位正弦波で、当該電源電圧■８を
検出し、定数倍（１，／Ｖｍ倍）することによってめら
れる。
乗算器ＭＬの出力信号ＩＢＩ″ｉ電温から供給されるべ
き電流の指令値を与えるもので、次式のようになる。
き電流の指令値を与えるもので、次式のようになる。
Ｉｓ −Ｉｍ °ｓｌｎωｔ 、−−−−一−−−−−
（ｇ当咳入力電流指令値■ｓ＊は反転増幅器ＯＡで反転
され、コンバークＣ０ＮＶから重分ＳＵＰへ供給される
交流電流■ｃの指令値■ｃ＊となる。以下、ここでけＴ
ｃ“をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。
（ｇ当咳入力電流指令値■ｓ＊は反転増幅器ＯＡで反転
され、コンバークＣ０ＮＶから重分ＳＵＰへ供給される
交流電流■ｃの指令値■ｃ＊となる。以下、ここでけＴ
ｃ“をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。
コンバータ出力電流Ｉｃけ交流電流検出器ＣＴｃによっ
て検出され比較器Ｃ２に入力される。比較器Ｃ２によっ
て上記指令値工。′と検出値Ｉ。が比較され、Ｏ１ｌ差
ε■−Ｉ。＊−■。がぬられる。当該偏差ε、 ｉｊ次
の制回路１員回路ＧＩ（Ｓ）に入力さ１１．比例増幅さ
ノ１て、パルス幅変調制御のための制御入力信号ｅ１と
なる。
て検出され比較器Ｃ２に入力される。比較器Ｃ２によっ
て上記指令値工。′と検出値Ｉ。が比較され、Ｏ１ｌ差
ε■−Ｉ。＊−■。がぬられる。当該偏差ε、 ｉｊ次
の制回路１員回路ＧＩ（Ｓ）に入力さ１１．比例増幅さ
ノ１て、パルス幅変調制御のための制御入力信号ｅ１と
なる。
パルス１１！ｆｉ変調ｆｔｉ制御は公知の手法で、搬送
波発生器’１’ＲＧ、比較器Ｃ８及びゲート制御回路Ｇ
Ｃによって嶺該制４ｎｌを行っている。
波発生器’１’ＲＧ、比較器Ｃ８及びゲート制御回路Ｇ
Ｃによって嶺該制４ｎｌを行っている。
すなわち搬送波発生器ＴＲＧは周波数１ｋＨｚ程度の三
角波ｅＴを発生し、比較器Ｃ３は当該三角波ｅＴと前記
入力信号ｅ１を比収し、その偏差εＴ：：ｅ１−ｅＴに
応じてゲート制御回路ＧＣから、ゲートターンオフサイ
リスタ８１−８４にオン、オフ信号を与えている。
角波ｅＴを発生し、比較器Ｃ３は当該三角波ｅＴと前記
入力信号ｅ１を比収し、その偏差εＴ：：ｅ１−ｅＴに
応じてゲート制御回路ＧＣから、ゲートターンオフサイ
リスタ８１−８４にオン、オフ信号を与えている。
ｅｌ ） ｅＴのとき５、すなわち偏差εＴが正のとき
、サイリスタＳｌと８４がオンされ（このとき８２．
ｓ、３ｄオフ）コンバータの交流出力電圧Ｖｃ Ｉｄ
＋Ｖａとなる０ 捷たｅｌ〈ｅＴのとき、すなわち偏差εＴが負のとき、
サイリスタＳ２と８８がオンされ（このとき、８１、８
＋ ＩｒＪ’オフ）、ｖｃ−−ｖｄと乃・る。
、サイリスタＳｌと８４がオンされ（このとき８２．
ｓ、３ｄオフ）コンバータの交流出力電圧Ｖｃ Ｉｄ
＋Ｖａとなる０ 捷たｅｌ〈ｅＴのとき、すなわち偏差εＴが負のとき、
サイリスタＳ２と８８がオンされ（このとき、８１、８
＋ ＩｒＪ’オフ）、ｖｃ−−ｖｄと乃・る。
しかもＨｅｌが正の飯で犬きれは上記Ｓ１と８４のオン
Ｊｔｌｉ Ｉｆ玉１に１欠くなり、Ｓ２と８８のオン期
間は灼くなって、■ｏの平均イＩ＋７は入力信号ｅ１に
比例しグこ１に圧で１１−の値となる。逆にｅｌが負の
値のときニＳＪと８４のオン期間より８２と８８のオン
期間のにうが長くなって、コンバータの出力電圧Ｖｏｔ
／、＋平均値は、入力信号ｅ１に比例した値で月の値と
なる。
Ｊｔｌｉ Ｉｆ玉１に１欠くなり、Ｓ２と８８のオン期
間は灼くなって、■ｏの平均イＩ＋７は入力信号ｅ１に
比例しグこ１に圧で１１−の値となる。逆にｅｌが負の
値のときニＳＪと８４のオン期間より８２と８８のオン
期間のにうが長くなって、コンバータの出力電圧Ｖｏｔ
／、＋平均値は、入力信号ｅ１に比例した値で月の値と
なる。
すなわち入力信号ｅ□に比例した値に、コンバータの出
力電圧■ｃが制御されることになる。
力電圧■ｃが制御されることになる。
コンバータの出力電流Ｉｃ（ＴｔＭ、源から供給さ１す
る入力電流Ｉ８の反転値）は上記コンバータの出力電圧
Ｖ。を調整することにより制御、される。
る入力電流Ｉ８の反転値）は上記コンバータの出力電圧
Ｖ。を調整することにより制御、される。
９：流リアクトルＬ、にけ電源゛電圧■８と、上記コン
バータの出力電圧■ｃとの差電圧ｖＬ ＝＝ ｖ、 −
ｖ。
バータの出力電圧■ｃとの差電圧ｖＬ ＝＝ ｖ、 −
ｖ。
が印加される。
■８〉ｖｃのとき、１（Ｉ源電流ＪＲは図の矢印の方向
に増加する。宮いかえるとコンバータ出カフに流Ｉｃは
図の矢印方向へは減少するように働らく。逆にＶｓ ＜
Ｖｏのとき、コンバータ出力相５流ＩＣはｌｋ＋の矢
印の方向に増加しようと働らく。
に増加する。宮いかえるとコンバータ出カフに流Ｉｃは
図の矢印方向へは減少するように働らく。逆にＶｓ ＜
Ｖｏのとき、コンバータ出力相５流ＩＣはｌｋ＋の矢
印の方向に増加しようと働らく。
コンバータの出力電流指令（ｉｊｌｃ＊に対して実電流
ｉｃがＩＯ＊） Ｉ、の関係にあるとき、偏差εＩ−■
ｃ＊−ＩＯは正の値と々す、制御補償回路Ｇｌ（Ｓ）を
介してＰＷＭ ｊｏｌｔ御の入力信号ｅ１を増加させる
。故にコンバータ出力電圧■０も入力信号ｅ□に比例し
て大きくなり、ＶＯ）ＶＢとなりコンバータ出力霜；流
工。を図の矢印方向に増加させる。逆に■ｃ＊〈Ｉｃと
なった場合、イ１差εＩけ負の飴となりｅｌすなわちＶ
Ｃを減少させる。故にコンバータの出力１４Ｌ流ｌＯば
その指令値Ｊｃ＊に一致するように制御さｉｌ、る。当
該指令値ＩＯ＊を正弦波状に変化させれば、それに追従
して裏型、流Ｉｏも正弦波状に制御される。
ｉｃがＩＯ＊） Ｉ、の関係にあるとき、偏差εＩ−■
ｃ＊−ＩＯは正の値と々す、制御補償回路Ｇｌ（Ｓ）を
介してＰＷＭ ｊｏｌｔ御の入力信号ｅ１を増加させる
。故にコンバータ出力電圧■０も入力信号ｅ□に比例し
て大きくなり、ＶＯ）ＶＢとなりコンバータ出力霜；流
工。を図の矢印方向に増加させる。逆に■ｃ＊〈Ｉｃと
なった場合、イ１差εＩけ負の飴となりｅｌすなわちＶ
Ｃを減少させる。故にコンバータの出力１４Ｌ流ｌＯば
その指令値Ｊｃ＊に一致するように制御さｉｌ、る。当
該指令値ＩＯ＊を正弦波状に変化させれば、それに追従
して裏型、流Ｉｏも正弦波状に制御される。
コンバータの出力宵１流Ｉｃは市１源からの入力電流■
８の反転値であり、甘た、コンバータ出力′屯流の指令
値■ｃ＊は宵、源からの入力電流の指令値■６＊の反転
値である。故に、入力電流Ｉ６はその指令値■６＊に追
従して制御されることになる。
８の反転値であり、甘た、コンバータ出力′屯流の指令
値■ｃ＊は宵、源からの入力電流の指令値■６＊の反転
値である。故に、入力電流Ｉ６はその指令値■６＊に追
従して制御されることになる。
次に直流コンデンサＣａの電圧■ｄの制御動作を説明す
る。
る。
比較器Ｃ１によって、直流被圧検出値ｖｄとその指令値
■ｄ＊を比較する。Ｖｄ＊〉ｖｄの場合偏差ε■ｄ正の
値となり、制御補償回路Ｃ）ｖ（Ｓ）を介して、入力電
流波Ｉ白値■ｍを増加させる。入力電流指令値１６＊は
、（１）式で示１．たように電蝕電圧と同相の正弦波て
与えられる。故に、実入力電流１ＢがＡｉ＋述の如く、
Ｉ、 、＝＝ ＩＢ＊に制御さ与るものとすれば、上記
波高値１ｍが正の値のとき、次式で示される有効電力Ｐ
８が単相′電源ＳＵＰからコンバータＣδＮｖ′を介し
テ曲流コンデンサｃｄに供給される。（以下余白）ｐ８
＝Ｖ、ｘＩｓ ＝ Ｖ＠−１，＠ ・（３１１Ｑ）ｔ ）”＝ Ｖｍ
・ＩＴＧ （１ｃｏｓ ２ωｔ）／２ −−−−−−
（２）従って、エネルギー１３Ｂ、 ｔがｆ′を流コン
デンサＣｄにＬＣｄＶｄ２として蓄矛〆１され、その結
果、直流電圧Ｖｄが上昇する。
■ｄ＊を比較する。Ｖｄ＊〉ｖｄの場合偏差ε■ｄ正の
値となり、制御補償回路Ｃ）ｖ（Ｓ）を介して、入力電
流波Ｉ白値■ｍを増加させる。入力電流指令値１６＊は
、（１）式で示１．たように電蝕電圧と同相の正弦波て
与えられる。故に、実入力電流１ＢがＡｉ＋述の如く、
Ｉ、 、＝＝ ＩＢ＊に制御さ与るものとすれば、上記
波高値１ｍが正の値のとき、次式で示される有効電力Ｐ
８が単相′電源ＳＵＰからコンバータＣδＮｖ′を介し
テ曲流コンデンサｃｄに供給される。（以下余白）ｐ８
＝Ｖ、ｘＩｓ ＝ Ｖ＠−１，＠ ・（３１１Ｑ）ｔ ）”＝ Ｖｍ
・ＩＴＧ （１ｃｏｓ ２ωｔ）／２ −−−−−−
（２）従って、エネルギー１３Ｂ、 ｔがｆ′を流コン
デンサＣｄにＬＣｄＶｄ２として蓄矛〆１され、その結
果、直流電圧Ｖｄが上昇する。
逆に■ｄ＊〈Ｖｄとなった場合、偏差εＶは負の値とな
り、制御補償回路Ｇｖ（Ｓ、）を介して上記波高値１ｍ
を減少させついにはＩｍ ＜ ０とする。故に、不動ｔ
４３．力Ｐ８も負の値となり、今度Ｆｉ、エネルギーＰ
、ｔが直流コンデンサＣｄから電源に回生される。
り、制御補償回路Ｇｖ（Ｓ、）を介して上記波高値１ｍ
を減少させついにはＩｍ ＜ ０とする。故に、不動ｔ
４３．力Ｐ８も負の値となり、今度Ｆｉ、エネルギーＰ
、ｔが直流コンデンサＣｄから電源に回生される。
その結果、曲流電圧Ｖｄは低下し、最終的にＶｄ ：＝
Ｖｄ＊に制御さ才りる。
Ｖｄ＊に制御さ才りる。
゛ 負荷装置ＬＥＡＤは例えば、公知のＰＷＭインバー
タ駆動誘導電動機等があり、曲流電圧源たる直流コンデ
ンサＣａに対して、電力のやりとりを行う。
タ駆動誘導電動機等があり、曲流電圧源たる直流コンデ
ンサＣａに対して、電力のやりとりを行う。
負荷装置ＬδＡＤが電力を消費すれば、両流電圧Ｖａが
低下するが上部制御によって、市５源から有効電力Ｐ８
を供給して常にＶａ−ｙｄ＊に制御される０逆に負荷装
置ＬＥＡＤから電力回生（銹導電動機を回生運転した場
合）が行わ力、ると、ｖｄが一旦上荷するが、その分電
源ＳＵＰに有効電力Ｐ８を回生ずることにより、やはり
ｖｄ〒Ｖｄ”となる。すなわち、負彷工装置ＬδＡｌ）
の電力消費あるいは電力回生に応じて、電源５ＴＪＰか
ら供給する電力Ｐ６が自軸的に８周整さＪｌ、ているの
である。
低下するが上部制御によって、市５源から有効電力Ｐ８
を供給して常にＶａ−ｙｄ＊に制御される０逆に負荷装
置ＬＥＡＤから電力回生（銹導電動機を回生運転した場
合）が行わ力、ると、ｖｄが一旦上荷するが、その分電
源ＳＵＰに有効電力Ｐ８を回生ずることにより、やはり
ｖｄ〒Ｖｄ”となる。すなわち、負彷工装置ＬδＡｌ）
の電力消費あるいは電力回生に応じて、電源５ＴＪＰか
ら供給する電力Ｐ６が自軸的に８周整さＪｌ、ているの
である。
このとき入力端子Ｉ、け電源箱７圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので、轟然入力力率−
１で、高円波成分にきわめて小さい値となっている。
（回生時）の正弦波に制御されるので、轟然入力力率−
１で、高円波成分にきわめて小さい値となっている。
［従速、１÷術の問題点］
このような従来の電力変換装置には次のような問題点が
あった。
あった。
すなわち負荷装置の直流電圧泥となる直ゲ１、コンデン
サ電圧は負荷電流の大小あるいは力行１ｊＪ１生運転に
かかわらず設定電圧値に一定に保持さｉＬることか望ま
しいのであるが、従来の装置でけ癌該直流電圧制御にい
わゆるフィードバック制御法を採用１−２ていたため制
御応答の遅オｌが生じ急激の負荷変動に対して上記直流
電圧が犬きく変動するという欠点があった。
サ電圧は負荷電流の大小あるいは力行１ｊＪ１生運転に
かかわらず設定電圧値に一定に保持さｉＬることか望ま
しいのであるが、従来の装置でけ癌該直流電圧制御にい
わゆるフィードバック制御法を採用１−２ていたため制
御応答の遅オｌが生じ急激の負荷変動に対して上記直流
電圧が犬きく変動するという欠点があった。
Ｌｆイにｉｆ４流翫圧指令値■ｄ＊と実電圧、検出値Ｖ
ｄの偏差εｙ ＝ Ｖｄ＊−Ｖ６の定常分を零にするた
めに次の電圧制御補償回路に積分Ｖ紫を用いることが多
、、＜１あ１り速い応答は期待できなかった。
ｄの偏差εｙ ＝ Ｖｄ＊−Ｖ６の定常分を零にするた
めに次の電圧制御補償回路に積分Ｖ紫を用いることが多
、、＜１あ１り速い応答は期待できなかった。
上記制御遅れによって「１流電圧が大きく変動した場合
、その変動分だけ装置の耐電圧を高く役割しなけれはな
らず、不経済なシステムとなっていた。寸だ当該直流電
圧変動はパルス幅変ｉｉＭ制御コンバータの制御動作に
影響なカえ、正確な電流制御ができなくなり、入力電流
の波形歪みの原因をつくっていた。さらに負荷側から見
た場合、上記直流電圧源は出力インピーダンスの大きい
笥、曽と考ズられ、特に顎渡的な負荷態量の小さい電源
となっていた。
、その変動分だけ装置の耐電圧を高く役割しなけれはな
らず、不経済なシステムとなっていた。寸だ当該直流電
圧変動はパルス幅変ｉｉＭ制御コンバータの制御動作に
影響なカえ、正確な電流制御ができなくなり、入力電流
の波形歪みの原因をつくっていた。さらに負荷側から見
た場合、上記直流電圧源は出力インピーダンスの大きい
笥、曽と考ズられ、特に顎渡的な負荷態量の小さい電源
となっていた。
［発明の目的］
本発明は以上の問題点に錯みてなされたもので、前記直
流電圧制御系の応答の改善を図り、負荷電流の急変にも
とづく直流電圧の変動をなくすようにした電力変換装置
の制御方法を折供することを目的とする。
流電圧制御系の応答の改善を図り、負荷電流の急変にも
とづく直流電圧の変動をなくすようにした電力変換装置
の制御方法を折供することを目的とする。
［発明の概要］
本発明は、交流電源と該交流電源に交流リアクトルを介
して接続されたパルス幅変調制御コンバータと、このパ
ルス幅変′調制御コンバータの直流側に接続された平滑
コンデンサと、この平滑コンデンサを電圧源とする負荷
装置とからなる電力変換装置において、前記負荷装置に
供給される電流を検出し、その値に基づき前記交流電源
がら供給すべき指、流の指令値を算出し、前記パルス幅
変調制御コンバータによって前記交扼電源から供給され
る電流を制御することにより、直流電圧制御系の応答の
改善を図った電力変換装置め制御方法である。
して接続されたパルス幅変調制御コンバータと、このパ
ルス幅変′調制御コンバータの直流側に接続された平滑
コンデンサと、この平滑コンデンサを電圧源とする負荷
装置とからなる電力変換装置において、前記負荷装置に
供給される電流を検出し、その値に基づき前記交流電源
がら供給すべき指、流の指令値を算出し、前記パルス幅
変調制御コンバータによって前記交扼電源から供給され
る電流を制御することにより、直流電圧制御系の応答の
改善を図った電力変換装置め制御方法である。
［発明の実施例］
第２図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図で
ある。
ある。
図中、ＳＵＰは単相交流電源、ＬＢは交流リアクトル、
Ｃ３ＮＶはパルス幅変調制御コンバータ、 Ｃａけ直
流平滑コンデンサ、 ＬｏＡＤは負荷装置である。
Ｃ３ＮＶはパルス幅変調制御コンバータ、 Ｃａけ直
流平滑コンデンサ、 ＬｏＡＤは負荷装置である。
コンバータＣｃｉＮＶは自己消弧能力のある素子（例え
ばゲートクーンオ７サイリスク）Ｓｌ−８４、ホイーリ
ングダイオードＤｉ −Ｄ４及び直流リアクトルＬ１．
Ｌ２から構成はれている。
ばゲートクーンオ７サイリスク）Ｓｌ−８４、ホイーリ
ングダイオードＤｉ −Ｄ４及び直流リアクトルＬ１．
Ｌ２から構成はれている。
甘た、制御回路として、電流検出用変流器ＣＴ ｃ 。
ＣＴｏ、血流電圧検出用分圧抵抗器ＪＩＲ２％絶縁増幅
器ｌ５Ｏ５直流電圧設定器ＶＲ１比較器Ｃ］、＋ Ｃ２
ＨＯ２、出、圧制御補イａ回路（ｌｖ（Ｓ） 、加算器
ＡＤ１乗算器Ｍｈｏ、ＭＬ、、 演 （９−１曽 １ｆ
３１ 器 Ｔ＜−ｍ １ 反 転 ’ａ Ｒ）？／ 中
１ｉ ’ｌ’ｉ ０Ａ １゛°１１℃流ＩＩＩり回路償
回路０工（Ｓ） 、搬送波発生器Ｔ ＲＧ、ゲ−１・制
御回路ＱＣが用意されている。
器ｌ５Ｏ５直流電圧設定器ＶＲ１比較器Ｃ］、＋ Ｃ２
ＨＯ２、出、圧制御補イａ回路（ｌｖ（Ｓ） 、加算器
ＡＤ１乗算器Ｍｈｏ、ＭＬ、、 演 （９−１曽 １ｆ
３１ 器 Ｔ＜−ｍ １ 反 転 ’ａ Ｒ）？／ 中
１ｉ ’ｌ’ｉ ０Ａ １゛°１１℃流ＩＩＩり回路償
回路０工（Ｓ） 、搬送波発生器Ｔ ＲＧ、ゲ−１・制
御回路ＱＣが用意されている。
直流平滑コンデンサＣｄの霜、圧Ｖｄは分圧抵抗器ｉ＜
１．Ｒ２及び絶縁増幅器１８０を介して検出され、１つ
は比較器ＣＩに人力され、他の１つけ乗算器ＭＬ０に入
力される。
１．Ｒ２及び絶縁増幅器１８０を介して検出され、１つ
は比較器ＣＩに人力され、他の１つけ乗算器ＭＬ０に入
力される。
比較器ｃ１によって、直流霜５圧設定器ＶＲからの電圧
指令値■ｄ＊と上記１白流箪圧検出値Ｖｄを比較し、そ
の偏差εｖ−■ｄ＊−■ｄをめる。当該偏差εＶは次の
電圧制御補償回路Ｇｙ（Ｓ）に入力される。Ｇｙ（Ｓ）
は通常積分要素が使われ、上記偏差εＶの定常分が零に
なるようにゆっくり制御している。（］ｌｖ（Ｓ ）の
出力ｄ（ｌ−を加算器ＡＩ）に入力さノ１２、後述の演
ｑ：増幅器Ｉく□の出力■。と加算されて入力電流■６
の波高値指令となる。
指令値■ｄ＊と上記１白流箪圧検出値Ｖｄを比較し、そ
の偏差εｖ−■ｄ＊−■ｄをめる。当該偏差εＶは次の
電圧制御補償回路Ｇｙ（Ｓ）に入力される。Ｇｙ（Ｓ）
は通常積分要素が使われ、上記偏差εＶの定常分が零に
なるようにゆっくり制御している。（］ｌｖ（Ｓ ）の
出力ｄ（ｌ−を加算器ＡＩ）に入力さノ１２、後述の演
ｑ：増幅器Ｉく□の出力■。と加算されて入力電流■６
の波高値指令となる。
１Ｆ、流検出器ＣＴｏは直流電圧源（平滑コンデンサＣ
ａ ）から負荷装置ＬδＡＤに供給−ａ ｉ］、る市、
流ＪＯを検出するもので、その検出値■０け乗鏝器用、
・０に人力される。
ａ ）から負荷装置ＬδＡＤに供給−ａ ｉ］、る市、
流ＪＯを検出するもので、その検出値■０け乗鏝器用、
・０に人力される。
乗弘器ＭＬＯによって、上記負荷π１．流検出値■ｏと
前り簡、流室、圧検出値Ｖｄの積が演算され、ｆＪ荷に
供給される向流、霜−力Ｐｏ−ｖ、、・■ｏをめている
。 この１′７−１流箪力Ｐ。は前置： ｊ！！幅器Ｋ
ｍに入力され定数倍（２／Ｖｍ倍）さ１１て、前述の波
高値指令Ｉｍとなる。
前り簡、流室、圧検出値Ｖｄの積が演算され、ｆＪ荷に
供給される向流、霜−力Ｐｏ−ｖ、、・■ｏをめている
。 この１′７−１流箪力Ｐ。は前置： ｊ！！幅器Ｋ
ｍに入力され定数倍（２／Ｖｍ倍）さ１１て、前述の波
高値指令Ｉｍとなる。
ここでＶｍは屯妹′市圧の波高値である。
加貢器Ａ、Ｄの出力信号ｉｎｋ ４− ｄは別の乗舅器
ＭＬ・に入力され、電源電圧■８に同期した単位正弦波
５（ｎ（Ｎ ｔと掛は合わせられる。乗ｎ器ＭＬｓの出
力■ｔ＝（Ｉｍ＋ｄ）・Ｓ石ωｔは電源ＳＵＰから供給
される入力電流工。の指令値となるもので、その反転値
Ｉ〇−−ＩＩｌ＊はコンバータＣｉ；ＮＶの交流出力電
流ｘｃ（＝−１８）の指令値となる。なお、反転演幻増
幅器ＯＡは倍率＝１の反転棒である。
ＭＬ・に入力され、電源電圧■８に同期した単位正弦波
５（ｎ（Ｎ ｔと掛は合わせられる。乗ｎ器ＭＬｓの出
力■ｔ＝（Ｉｍ＋ｄ）・Ｓ石ωｔは電源ＳＵＰから供給
される入力電流工。の指令値となるもので、その反転値
Ｉ〇−−ＩＩｌ＊はコンバータＣｉ；ＮＶの交流出力電
流ｘｃ（＝−１８）の指令値となる。なお、反転演幻増
幅器ＯＡは倍率＝１の反転棒である。
比ｒｆＩ器Ｃ２には＠ ’ｆ％ｉ流検出器ＣＴｃによっ
て検出したコンバータ出力電流■ｃと、上記指令値■ｃ
＊が入力さ１＋、 、その偏差ε■−Ｉｃ＊−■ｃをめ
ている。
て検出したコンバータ出力電流■ｃと、上記指令値■ｃ
＊が入力さ１＋、 、その偏差ε■−Ｉｃ＊−■ｃをめ
ている。
当該偏差ε■は次の霜、流制御補償回路０ｘ（Ｓ）に入
力され、比例増幅されてパルス幅変調制御のための制御
入カイｒ１号ｅｉとなる。
力され、比例増幅されてパルス幅変調制御のための制御
入カイｒ１号ｅｉとなる。
パルス幅変６Ｐ１制御は公知の手法で、搬送波発生器Ｔ
ＲＧ、比較器Ｃ８及びゲート制御回路ＧＣによって当
該制御を行っている。
ＲＧ、比較器Ｃ８及びゲート制御回路ＧＣによって当
該制御を行っている。
すなわち、搬送波発生器Ｔ ＲＧは周波数１ ｋＨｚ程
度の三角波（３Ｔを発生し、比較器Ｃ８は当該三角波ｅ
Ｔと前記入力信号ｅ１を比較し、その偏差ε〒−ｅニー
ｅＴにＬＬ、じてゲート制御回路ＧＣからゲートターン
オフザイリスク８１〜Ｓ４にオン、オフ信号を与えてい
る。
度の三角波（３Ｔを発生し、比較器Ｃ８は当該三角波ｅ
Ｔと前記入力信号ｅ１を比較し、その偏差ε〒−ｅニー
ｅＴにＬＬ、じてゲート制御回路ＧＣからゲートターン
オフザイリスク８１〜Ｓ４にオン、オフ信号を与えてい
る。
ｅｌ〉ｅＴのとき、すなわち偏差６Ｔが正のときサイリ
スタ８１と８４がオンされ（このときＳ２．Ｓ８はオフ
）コンバータＣ０ＮＶの交５ｆＥ側出力電圧■ｃ如゛＋
Ｖｄとなる。ｔた、ｅよ＜ｅＴのとき、すなわち偏差ε
Ｔが負のとキ１．ザイリスタＳ２と８８がオンさね、（
このときＳｌと８４はオフ） ｓ Ｖａ ＝’−Ｖｄと
なる。
スタ８１と８４がオンされ（このときＳ２．Ｓ８はオフ
）コンバータＣ０ＮＶの交５ｆＥ側出力電圧■ｃ如゛＋
Ｖｄとなる。ｔた、ｅよ＜ｅＴのとき、すなわち偏差ε
Ｔが負のとキ１．ザイリスタＳ２と８８がオンさね、（
このときＳｌと８４はオフ） ｓ Ｖａ ＝’−Ｖｄと
なる。
しかも％ ｅｌが正の値で犬きけｆｔば、上記Ｓ１と８
４のオン期間は長くなりｓ Ｓ２と８８のオン期間は知
かくなってｖｏの平均１１／Ｉけ入カイ１号ｅ０の値に
比例した正の′電圧領となる○逆に％ ｅｌが負のイｉ
ｉ１のときけ、Ｓｌと８４ｑ）オン期間より、Ｓ２と８
８のオン期間のほうが長くなって、コンバータの出力電
圧ｖｃの平均値は入力信号ｅ工に比例した値で狛の飴と
なる。
４のオン期間は長くなりｓ Ｓ２と８８のオン期間は知
かくなってｖｏの平均１１／Ｉけ入カイ１号ｅ０の値に
比例した正の′電圧領となる○逆に％ ｅｌが負のイｉ
ｉ１のときけ、Ｓｌと８４ｑ）オン期間より、Ｓ２と８
８のオン期間のほうが長くなって、コンバータの出力電
圧ｖｃの平均値は入力信号ｅ工に比例した値で狛の飴と
なる。
すなわち、入力信号ｅ１に比例した値にコンバータの出
力γ（１、圧■ｏが制御さ′ｉ″Ｌることになる。
力γ（１、圧■ｏが制御さ′ｉ″Ｌることになる。
コンバータの出力電流Ｉｃ （■６源から供給さｉｌ−
る入力電流■６の反転値）は上記コンバータの出カ′ト
レ、圧Ｖｏを調整することにより制御される。
る入力電流■６の反転値）は上記コンバータの出カ′ト
レ、圧Ｖｏを調整することにより制御される。
交流リアクトルＬ８には電源゛電圧Ｖθと、上記コンバ
ータの出力電圧Ｖ。との差電圧ｖＬ ＝ ｖＢ−ｖ。
ータの出力電圧Ｖ。との差電圧ｖＬ ＝ ｖＢ−ｖ。
が印加される。
Ｖ、 ＞ Ｖ、のとき、゛電源電流Ｉｓは図の矢印の方
向に増加する。名いかえるとコンバータ出力電流ＩＯけ
区ｌの矢印方向へは減少するように働らく。逆にＶｓ
＜ Ｖａのとき、コンバーク出力型１流■Ｃは図の矢印
の方向に増加しようと働らく。
向に増加する。名いかえるとコンバータ出力電流ＩＯけ
区ｌの矢印方向へは減少するように働らく。逆にＶｓ
＜ Ｖａのとき、コンバーク出力型１流■Ｃは図の矢印
の方向に増加しようと働らく。
コンバークの出力電流指令値ＩＯ＊に対して実電流１．
がＩＣ＊〉ＩＣの関係にあるとき、偏差εＴ−ＩＯ＊−
１０は正のイ１αとなり、制御補償回路（４Ｉ（Ｓ）を
介してＰＷＭ制御の入力信号ｅ１を増加させる。故に、
コンバータ出力電圧ＶＣも入力信号ｅ、に比例して大き
くなり、Ｖｏ＞Ｖ、どなってコンバータ出力和、流１ｃ
を１￥１の矢印方向に増加させる。逆に、■。＊〈Ｉｃ
となった場合偏差ε工は負の値となり、ｅｌすなわちＶ
ｃを減少させてＶｃ ＜ Ｖｓとなり、出力電流ＩＣを
減少きせる。この結果コンバータの出力’ｔｉｔ流Ｉ。
がＩＣ＊〉ＩＣの関係にあるとき、偏差εＴ−ＩＯ＊−
１０は正のイ１αとなり、制御補償回路（４Ｉ（Ｓ）を
介してＰＷＭ制御の入力信号ｅ１を増加させる。故に、
コンバータ出力電圧ＶＣも入力信号ｅ、に比例して大き
くなり、Ｖｏ＞Ｖ、どなってコンバータ出力和、流１ｃ
を１￥１の矢印方向に増加させる。逆に、■。＊〈Ｉｃ
となった場合偏差ε工は負の値となり、ｅｌすなわちＶ
ｃを減少させてＶｃ ＜ Ｖｓとなり、出力電流ＩＣを
減少きせる。この結果コンバータの出力’ｔｉｔ流Ｉ。
口その指令値１０１′に一致するように制御される。当
該指令値ｌｏ＊を正弦波状に変化させればそれに追従し
て実電流ＩＣも正弦波状に制御塾オする○ コンバータの出力電流Ｉｃ、は電源からの入力電流ＩＢ
の反転値であり、甘たコンバータの出力電流の指令値１
ｏ け電源からの入力電流の指令値１８＊の反転値であ
る。故に入力電流ＩｓＵその指令値Ｉ６９に追従して制
御されることになる。
該指令値ｌｏ＊を正弦波状に変化させればそれに追従し
て実電流ＩＣも正弦波状に制御塾オする○ コンバータの出力電流Ｉｃ、は電源からの入力電流ＩＢ
の反転値であり、甘たコンバータの出力電流の指令値１
ｏ け電源からの入力電流の指令値１８＊の反転値であ
る。故に入力電流ＩｓＵその指令値Ｉ６９に追従して制
御されることになる。
次に本発明装置の直流コンデンサＣｄの矩−圧Ｖａの制
御動作について説明する。
御動作について説明する。
咬す乗算器ＭＬＯによって、泊流電圧■ｄと負荷■・δ
ＡＤにイ」（船さｔする面数電流Ｉｏの積をとり”Ｏ”
”ｄ 、Ｉｏ −−−−−−−−−−−＋８１をめる。
ＡＤにイ」（船さｔする面数電流Ｉｏの積をとり”Ｏ”
”ｄ 、Ｉｏ −−−−−−−−−−−＋８１をめる。
これけ負荷■・ｃｉＡＤに供舵さｆ’ｌ−る有効１も５
力である。
力である。
この有効電力Ｐｏを次の頃灼増幅器Ｉ（ｍに入力し、電
源Ｓ Ｕ Ｉ）から供給される入力′［４１流ＩＬ３の
ｆｌｙ高値指令１ｍをめる。
源Ｓ Ｕ Ｉ）から供給される入力′［４１流ＩＬ３の
ｆｌｙ高値指令１ｍをめる。
工。−（ｊフルＰ。 −−−−−−−−−−−（＋１実
１祭の波高値指令ｉ、’ ＝ Ｉｍ＋ ｄにｉｔ袖止−
…−ｄが加えら力、るが、まずこの補正」ｈｄけ零とし
て説明する。
１祭の波高値指令ｉ、’ ＝ Ｉｍ＋ ｄにｉｔ袖止−
…−ｄが加えら力、るが、まずこの補正」ｈｄけ零とし
て説明する。
次の乗算器ＭＬθによって上記波高値指令工ｍと、霜、
源電圧Ｖｓ ’＝ Ｖｍ−ｓｉｎωｔに同期した単位正
弦波山ωｔを川は合わせ、入力電流指令値■−としてＩ
ｓ −Ｉｒｎ １ｓｉｎωｔ −−−−−−−−−−（
５１をめる。実際の入力電流ＩＢはこの指令値ニーに追
従して、電源電圧■８と同相の正弦波（二制御される０ 故に、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐ。
源電圧Ｖｓ ’＝ Ｖｍ−ｓｉｎωｔに同期した単位正
弦波山ωｔを川は合わせ、入力電流指令値■−としてＩ
ｓ −Ｉｒｎ １ｓｉｎωｔ −−−−−−−−−−（
５１をめる。実際の入力電流ＩＢはこの指令値ニーに追
従して、電源電圧■８と同相の正弦波（二制御される０ 故に、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐ。
は次式のように表わせる。
Ｐ、 ＝＝ ＶＢ、Ｉ。
＝■ｍ・工ｍ・（ｓ＋ｎｒａｔ）ｚ
” Ｖｍ４ｍ（１ｃｏｓ２ωｔ）／２ −−−−−−−
（６）この有効電力Ｐ１１は交流電源ＳＵＰの角周波
数ωの２倍の角周波数で変化しており、その平均値ＰＢ
は となる。すなわち、回路損失がないものとすれば、負荷
ＬＥＡＤに供給される有効電力Ｐｏは電源ＳＵＰから供
給される有効電力Ｐ８の平均値に等しくカリ、両流平滑
コンデン、すＣｄへのエイ・ルギーの出し入れはほとん
どないものと考えることができる。ただし単相電汀の場
合、上述の如く有効電力Ｉ′ｌ！は電、源周波数の２倍
の周波数で変動するので、その変動分を平滑化できる容
量の清流コンデンサＣ６を用意するものと仮定する。
（６）この有効電力Ｐ１１は交流電源ＳＵＰの角周波
数ωの２倍の角周波数で変化しており、その平均値ＰＢ
は となる。すなわち、回路損失がないものとすれば、負荷
ＬＥＡＤに供給される有効電力Ｐｏは電源ＳＵＰから供
給される有効電力Ｐ８の平均値に等しくカリ、両流平滑
コンデン、すＣｄへのエイ・ルギーの出し入れはほとん
どないものと考えることができる。ただし単相電汀の場
合、上述の如く有効電力Ｉ′ｌ！は電、源周波数の２倍
の周波数で変動するので、その変動分を平滑化できる容
量の清流コンデンサＣ６を用意するものと仮定する。
このため、負荷ＬＣｉＡ、Ｄに必砂な有効電力ＰＯはた
たちに、交流電源ＳＵＰがら交流電力Ｐ、として供給さ
？Ｌ、急激な負荷変動に対しても、直流コンデンサｃｄ
の紙圧Ｖａ ｈはとんど変動することなくほぼ一定値に
保持される。
たちに、交流電源ＳＵＰがら交流電力Ｐ、として供給さ
？Ｌ、急激な負荷変動に対しても、直流コンデンサｃｄ
の紙圧Ｖａ ｈはとんど変動することなくほぼ一定値に
保持される。
しかし、実際の回路では、回路損失が必ず存在し、何ら
かの有効電力補正が必要になってくる。
かの有効電力補正が必要になってくる。
加ｑ−器ＡＤに入力される補正ｌａｄは土Ｎｔ’ｔ４効
電力補正を行うもので、従来のフィードバック制御によ
る直流電圧制御を行なってめている。すなわち、比較器
自によって１ｈ流亀圧指令値■ｄ＊と直流電圧検出値Ｖ
ｄを比較しその偏差εＶ−ｖｄ＊−Ｖａを制御補忰回路
Ｇｖ（８）を介して補正量ｄをめているＯ 遇該制御補償回路（Ｊｖ（Ｓ）は積分要素等で構成され
、ゆっくりとした制御応答を示すように設計される。
電力補正を行うもので、従来のフィードバック制御によ
る直流電圧制御を行なってめている。すなわち、比較器
自によって１ｈ流亀圧指令値■ｄ＊と直流電圧検出値Ｖ
ｄを比較しその偏差εＶ−ｖｄ＊−Ｖａを制御補忰回路
Ｇｖ（８）を介して補正量ｄをめているＯ 遇該制御補償回路（Ｊｖ（Ｓ）は積分要素等で構成され
、ゆっくりとした制御応答を示すように設計される。
回路損失がある場合、その枦失分によって除々に直流コ
ンデンサＣａのエネルギーが減少し、直流電圧■ｄが低
下してくる。Ｖｄ＊〉Ｖｄとなった場合１４１’４ Ｍ
ｉｖ ＝ Ｖｄ＊−Ｖｄｔｒｉ ＩＥ（Ｄ、値となり
、制御補償回５） 路０Ｖ（Ｓ）を介して補正−５ｆ ｄを増加させる。故
に入力電流指令値 Ｌ＋＊＝ （Ｉｒｎ ＋ ｄ ） 、ｓ！ｎωｔ −−
−−一−−−−−Ｌ８）の波高値■ｍ′＝１ｍ＋ｄが増
大し、交流市、諒ＳＵＰから供給する有効電力の平均値
Ｐ８を悄太さぜ、 Ｖａ＝■ｄ＊となるように制御する
。
ンデンサＣａのエネルギーが減少し、直流電圧■ｄが低
下してくる。Ｖｄ＊〉Ｖｄとなった場合１４１’４ Ｍ
ｉｖ ＝ Ｖｄ＊−Ｖｄｔｒｉ ＩＥ（Ｄ、値となり
、制御補償回５） 路０Ｖ（Ｓ）を介して補正−５ｆ ｄを増加させる。故
に入力電流指令値 Ｌ＋＊＝ （Ｉｒｎ ＋ ｄ ） 、ｓ！ｎωｔ −−
−−一−−−−−Ｌ８）の波高値■ｍ′＝１ｍ＋ｄが増
大し、交流市、諒ＳＵＰから供給する有効電力の平均値
Ｐ８を悄太さぜ、 Ｖａ＝■ｄ＊となるように制御する
。
辿に■ｄ＊〈Ｖｄとなった場イ］、偏差εＶけ負の値と
なって補正量ｄを減少させ、交流電源ｓＵＰから供給す
る有効電力の平均値Ｐｓをへらして、やけりＶｄ＝■ｄ
＊となるように制御される。
なって補正量ｄを減少させ、交流電源ｓＵＰから供給す
る有効電力の平均値Ｐｓをへらして、やけりＶｄ＝■ｄ
＊となるように制御される。
この電圧制御はきわめてゆっくり行なわオ］１、負荷の
急変には応答しない。
急変には応答しない。
すなＪっち本発明、の霜；力変換装僅では、狛企Ｉの弁
、変に対しては、負荷電流値からただちに電枦から伊、
給すべき入力電ゲｔの波高低指令１ｍｌ：Ｙ：演豹仁よ
ってめ、入力電流１Ｂを制御し、寸だ回路１１失等にも
とづく直流箱１圧誤差はゆっくりとした市、圧制御系を
構成して補正しているのである。
、変に対しては、負荷電流値からただちに電枦から伊、
給すべき入力電ゲｔの波高低指令１ｍｌ：Ｙ：演豹仁よ
ってめ、入力電流１Ｂを制御し、寸だ回路１１失等にも
とづく直流箱１圧誤差はゆっくりとした市、圧制御系を
構成して補正しているのである。
なお、第２図の実施例では、！′１．旧交流旧交全電源
とって説明したが、３相あるいは多相交Ｉ＃、電諒にも
同様に適用できることは言う甘でもない。
とって説明したが、３相あるいは多相交Ｉ＃、電諒にも
同様に適用できることは言う甘でもない。
￥Ｐた９荷装置ＬδＡｌ）としてにｊ ｓ ｉｉ＋を症
チョッパ装置＋（■流ｉ１を如１（丹あるいはパルス幅
変ル、１ｊｊｔ、ｊ制御インバータ＋誘４．電動機など
が考えらソ７．る。
チョッパ装置＋（■流ｉ１を如１（丹あるいはパルス幅
変ル、１ｊｊｔ、ｊ制御インバータ＋誘４．電動機など
が考えらソ７．る。
さらに、第２図の実施例でけ、ｊ１荷に供給さ才ｌる有
〜効電力Ｐ。をめるに除［７、直流Ｆｉｔ圧の実測値ｖ
ｄと直流電、流ＩＯの情からめたが当該面数創２圧Ｖａ
がその指令値ｖｄ＊に１１とんと一致していることを前
提にしてＰＯ；Ｖｄ・Ｔｏとしてぬてもよい。
〜効電力Ｐ。をめるに除［７、直流Ｆｉｔ圧の実測値ｖ
ｄと直流電、流ＩＯの情からめたが当該面数創２圧Ｖａ
がその指令値ｖｄ＊に１１とんと一致していることを前
提にしてＰＯ；Ｖｄ・Ｔｏとしてぬてもよい。
また、負荷装Ｆ４．ＬδＡＤが、パルス１す４体調制御
インバータ＋交流室、動機等である場合、尚該交流９荷
に伊ミ給している冶効電力ＰＯをめてその値から入力Ｍ
Ｌ流の波高イ１ハ指令■ｍをめてもよい。
インバータ＋交流室、動機等である場合、尚該交流９荷
に伊ミ給している冶効電力ＰＯをめてその値から入力Ｍ
Ｌ流の波高イ１ハ指令■ｍをめてもよい。
［発明の効果］
以上のように、本発明の電力変換装置の制御方法によれ
は、負荷急変に対して笛１源から供給すべき入力”ｒＬ
’Ｈ；流Ｉ８の波高値指令がただちに与えられ。
は、負荷急変に対して笛１源から供給すべき入力”ｒＬ
’Ｈ；流Ｉ８の波高値指令がただちに与えられ。
従来問題となっていた制御遅れにもとづく直流軍用Ｖａ
の変動をきわめて少なくすることがＯｆ能となった。こ
の結果、当該直流電圧変１ｊ１１に基因する種々の弊害
（コンバータ容触の増大、入力電流の波形歪みあるいは
過渡的な工３、荷耐紮の低下等の問題点）がなくなり、
きわめて経済的で信粗性の高い電力変換装置を提供する
ことができる。
の変動をきわめて少なくすることがＯｆ能となった。こ
の結果、当該直流電圧変１ｊ１１に基因する種々の弊害
（コンバータ容触の増大、入力電流の波形歪みあるいは
過渡的な工３、荷耐紮の低下等の問題点）がなくなり、
きわめて経済的で信粗性の高い電力変換装置を提供する
ことができる。
なお、入力カ率＝１．入力電流の高調波含有率が少ない
という特長を有していることは−ｈ１５′！Ｐでもない
。
という特長を有していることは−ｈ１５′！Ｐでもない
。
第１図は従来の昂５力ｆ′換装ｊ１の構成図、第２図は
本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図である。 ＳＵＰ・・・交流ＭＬ源 Ｌ８・・・交流リアクトルＣ
０ＮＶ・・・ハ／’ ス幅変Ａ 制御コンバータｃｄ・
・・直流平滑コンデンサ ＬＯＡＤ・・・弁荷装儀′Ｓ
ｌ−Ｓ４・・・ケートターンオフザイリスタＤＩ −Ｄ
４ 、、ホイーリングダイオードＬｌ、Ｌ２・・直流リ
アクトル
本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図である。 ＳＵＰ・・・交流ＭＬ源 Ｌ８・・・交流リアクトルＣ
０ＮＶ・・・ハ／’ ス幅変Ａ 制御コンバータｃｄ・
・・直流平滑コンデンサ ＬＯＡＤ・・・弁荷装儀′Ｓ
ｌ−Ｓ４・・・ケートターンオフザイリスタＤＩ −Ｄ
４ 、、ホイーリングダイオードＬｌ、Ｌ２・・直流リ
アクトル
Claims (1)
- 交流電源と該交流電源に交流リアクトルを介して接続さ
れたパルス幅変調制御コンバータと、このパルス幅変調
制御コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと
、この平滑コンデンサを電圧倣とする負荷装置とからな
る電力変換装置にお′いて、前記負荷装置にイＪ（給さ
れる電流を検出し、その値に基づき前記交流電源から供
給すべき電流の指令値を算出し前記パルス幅変り〕制御
コンバータよって前記交流電源から供給される電流を制
御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58153104A JPS6046775A (ja) | 1983-08-24 | 1983-08-24 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58153104A JPS6046775A (ja) | 1983-08-24 | 1983-08-24 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6046775A true JPS6046775A (ja) | 1985-03-13 |
| JPH0332303B2 JPH0332303B2 (ja) | 1991-05-10 |
Family
ID=15555056
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58153104A Granted JPS6046775A (ja) | 1983-08-24 | 1983-08-24 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6046775A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61221576A (ja) * | 1985-03-27 | 1986-10-01 | Toshiba Corp | 高周波変調交直変換装置 |
| JPS62230357A (ja) * | 1986-03-28 | 1987-10-09 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍ電力変換器の制御装置 |
| JPH08202460A (ja) * | 1995-01-26 | 1996-08-09 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 制御回路 |
| JP2011009560A (ja) * | 2009-06-26 | 2011-01-13 | Panasonic Electric Works Denro Co Ltd | 電子機器収納箱 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5736580A (en) * | 1980-08-13 | 1982-02-27 | Hitachi Ltd | Protecting method for converter |
-
1983
- 1983-08-24 JP JP58153104A patent/JPS6046775A/ja active Granted
Patent Citations (1)
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0332303B2 (ja) | 1991-05-10 |
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