JPS6046797B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱調理器に関する。

Ｊ 誘導加熱調理器は商用交流電源を整流して脈流とし
、或はこの脈流電源をさらに平滑して直流に変換し、こ
の直流電源によりインバータ回路を、約２０〜４０ＫＨ
ｚ程度の高周波数にて発振させこれにより発生する高周
波交番電流をワークコイルに加えて磁界を発生させこの
磁界をワークコイルに近接して配置した鉄系金属よりな
る調理鍋に加えてこれを誘導加熱するものである。

この種誘導加熱調理器にあつては、調理の種類や量に応
じてその出力を任意に変化できることが望ましい。

これは他の調理器における火力調節に相当するものであ
る。一方かかる誘導加熱調理器は調理器自体に発熱部を
有するものではないが、実際の加熱時には調理鍋の熱が
トッププレートを介して調理器内部に伝わりトッププレ
ートに接近しているワークコイルその他の電気部品が加
熱される惧れがある。特に鍋を空炊きじた場合鍋からの
伝導熱によりワークコイルの絶縁劣化や電気部品の破損
を招来する危険がある。それ故加熱上限温度を設定しこ
の上限温度に達すると加熱を停止することが必要である
。さらに調理の種類によつてそれぞれ適した加熱温度が
あり使用者がこの加熱温度を任意に選択できることは調
理上必要な要件てある。本発明はこのような実情に鑑み
てなされたものであり、出力調節と温度調節を連動する
スイッチおよび同一の可変抵抗を使用して可能としたも
のである。

以下本発明実施例を図を参照して説明する。

第１図において１は商用交流電源、Ｓｐｗは電源スイッ
チ、２は４個のダイオード（図示せず）をブリッジ接続
してなる整流回路、ＣＨ，はチョークコイル、ＣＯはチ
ョークコイルＣＨを介して整流回路２に接続されたコン
デンサで、商用交流周波数（５０／６０Ｈｚ）に対して
はインピーダンスが高くかつ高周波に対してはインピー
ダンスが低い１０μＦ程度の小容量の高周波バイパスコ
ンデンサが使用される。したがつてコンデンサＣＯとチ
ヨークコ３イルＣＨの接続点には、０〜１４０Ｖ間で振
動する脈流信号■。。１（第３図）が得られる。

Ｌは一端側をチョークコイルＣＨを介して整流回路２の
正極側に接続されたワークコイル、ＧＴＲはスイッチン
グ素子例えばスイッチングトランジスタでコレククタを
ワークコイルＬ他端に、エミッタを整流回路２の負極側
に、またベースを後述する駆動回路３に接続されている
。このスイッチングトランジスタＧＴＲとしては本実施
例で使用する大容量のジヤイアントトランジスタ或はゲ
ート・ターンオフ・サイリスタＧＴＯ等が使用できる。
また上記ワークコイルＬは渦巻状に巻回されており、こ
れに近接してセラミック板等の絶縁性トッププレート４
が配置され、さらにこのトッププレート４上には鉄系金
属よりなる調理鍋５が載置される。したがつてワークコ
イルＬにて発生する高周波交番磁界はトッププレート４
を透過して鍋５に加えられる。Ｃ１はスイッチングトラ
ンジスタＧＴＲと並ノ列に接続された共振コンデンサ、
Ｄ１はスイッチングトランジスタＧＴＲと逆並列に接続
されたダイオードである。これらの各部分によりインバ
ータ回路が構成される。ＣＴはワークコイルＬとダイオ
ードＤ１間の線路に巻かれたカレントトラン．スで、出
力端子Ｘに入力電圧に比例した電圧ｘを出力する。６は
制御電源で、電源スイッチＳｐｗを介して交流電源１が
供給され、それぞれ所定の値をもつ直流電圧ＶＣＣ２、
ＶＤＤおよび脈流信号ＶＣＣ３を出力する。

ここで直流電圧ＶＣＣ２は約２４Ｖであり、駆動回路３
の駆動用電源として利用される。また直流電圧■ＤＤは
、制御電源６内の定電圧回路７により約１３Ｖの値をも
つ安定な直流電圧とされ、後述する多回路の駆動用電源
として利用される。さらに脈流信号ＶＣＣ３は、０〜４
０Ｖの振幅幅をもち、起動回路８に加えられる。起動回
路８は、駆動電源として電圧■ＤＯを、また信号として
脈流信号■ＣＣ３を入力してインバータ回路を起動する
起動信号を出力するものである。

該回路８について説明すると、ＶＲｌは一端を電源ＶＤ
Ｄに他端をコンデンサＣ２の一端に接続された可変抵抗
、Ｑ１は電源Ｖ。Ｄがアノードにまた可変抵抗ＶＲｌは
、コンデンサＣ２接続点電位がゲートに加えられるＳＣ
Ｒで、そのカソードは接地されている。Ｒｌ，Ｃ３はＳ
ＣＲＱｌのアノード・カソード間に並列に介挿された抵
抗およびコンデンサで、電源投入時に生じる可能性のあ
る突入電流等ノイズを吸収するものである。ＮＡＮＤｌ
はＳＣＲＱｌのアノード電位が抵拍只．を介して得られ
る信号Ａが一端に加えられるナンドゲートで、ゲート開
放時信号Ａがこのゲートの閾値電ＦＥＶｔｈ以上となつ
たとき導通する。Ｑ２はナンドゲートＮＡＮＤｌの出力
がコンデンサＣ４、抵抗Ｒ３を経てそのベースに加えら
れるトランジスタでそのコレクタは抵抗Ｒ４を介して電
源ＶＤＤに、またエミッタは抵抗Ｒ，を介して接地され
ている。Ｃ５はトランジスタＱ２のコレクタ側に接続さ
れたコンデンサで、その出力としてパルス信号Ｂを得る
。ＩＮＶｌはトランジスタＱ２のコレクタに接続され、
コレクタ電位を反転するインバータＤ２はインバータＩ
ＮＶｌ出力端に設けられた逆流防止用ダイオードで起動
パルスＣを出力する。出力信号リはトランジスタＱ２の
コレクタより出力される信号で、信号Ｂと略同一波形で
ある。９は出力制御回路でＱ３はカレントトランスＣＴ
の端子Ｘからの信号ｘが抵抗Ｒ７を介してそのベースに
加えられるトランジスタで、そのコレクタは抵抗Ｒ８を
介して電源■ＤＤにまたインバータＩＮＶ２の入力端に
接続され、そのエミッタは接地されている。

Ｄ３はトランジスタ９のベース・エミッタ間に接続され
入力信号Ｘを半波整流するダイオード、ＩＮＶ３は、上
記インバータＩＮＶ２の出力が抵抗Ｒ９，ＲｌＯを介し
て加えられるインバータで、その入力端は起動回路８の
ダイオードＤ２のカソードに接続され起動信号Ｃが加え
られる。Ｃ６は抵萌Ｂ９，ＲｌＯ間接続点（以後Ｙ点と
いう）アース間に設けられたコンデンサ、ＩＮＶ４は、
インバータＩＮ■３の出力が入力されるインバータで、
上記インバータＩＮＶ３とともにシユミツト回路を構成
している。ＲｌｌはインバータＩＮＶ３の入力端とイン
バータＩＮＶ４の出力端との間に介挿された抵抗でイン
バータのスイッチング速度を速くするものである。Ｃ７
，Ｒｌ。，Ｄ４はコンデンサ、抵抗およびダイオードで
、インバータＩＮＶ４の出力端とアースとの間に接続さ
れている。上記コンデンサＣ７、抵抗Ｒｌ２接続点（以
後ＺＯ点という）電位は抵抗Ｒｌ３を介してインバータ
ＩＮ■５に入力され、さらにこのインバータＩＮＶ５の
出力は他のインバータＩＮＶ６に加えられる。これら２
個のインバータＩＮＶ，，ｌＮ■６はシユミツト回路を
構成している。Ｒｌ４はＩＮＶ５とインバータＩＮ■６
の出力端の間に介挿された抵抗である。インバータＩＮ
Ｖ６の出力は、抵抗Ｒｌ５を介して駆動回路３へ加えら
れる。なおこの駆動回路３は上記インバータＩＮＶ６か
らの出力信号をトランジスタあるいはトランス（図示せ
ず）にて増幅し、これをスイッチングトランジスタＧＴ
Ｒのベースに加えられるもので、この起動信号が正信号
のときスイッチングトランジスタＧＴＲをターンオフし
他方の負信号のときターンオフするよう構成されている
。かかる増幅回路よりなる駆動回路３は上述の如く周知
の回路構成て実現できるからその詳細は省略する。１０
は出力遅延回路で、Ｃ７は一端に電源ＶＤＯが加えられ
るコンデンサ、Ｑ４はこのコンデンサＣ７の他端に抵抗
Ｒｌ６を介してそのベースが接続されるトランジスタで
、このトランジスタＱ４のコレクタは、抵抗Ｒｌ７を介
して抵抗Ｒｌ３のＺ。

点に、またエミッタは接地されている。Ｄ５はトランジ
スタＱ４のベース●エミッタ間に接続されたダイオード
でコンデンサＣ７の充電電荷を放電するものである。こ
の出力遅延回路１０の意義及び動作については後述する
。１１は過負荷検知回路で、鍋５の材料の違いによる過
大人力や、偶発的な突入電流の発生による電気部品の破
損から装置を保護するものてある。

図中１ＮＶ７はカレントトランスＣＴ出力端の信号Ｘを
抵抗Ｒｌ８を介して入力するインバータ、ＦＦｌは２個
のナンドゲートＮＡＮＤ２，ＮＡＮＤ３よりなるフリッ
プフロップで、インバータＩＮＶ７の出力はナンドゲー
トＮＡＮＤ２の一人力に加えられ、また他方のナンドゲ
ートＮＡＮＤ３の一人力には起動回路８のトランジスタ
Ｑ２のコレクタ電位信号Ｄが加えられリセットされる。
ｑはフリップフロップＦＦｌのナンドゲートＮＡＮＤ２
の出力が抵抗Ｒｌ９を介してそのベースに入力されるト
ランジスタで、コレクタは抵抗Ｒ２Ｏを介してＺＯ点に
、またエミッタは抵抗Ｒ２ｌを介して接地されている。
Ｒ２２，Ｄ９はインバータＩＮＶ７の入力端とアースと
の間に並列）に介挿された抵抗およびダイオードで、カ
レントトランスＣＴ出力信号Ｘを抵抗Ｒｌ８とともに分
圧し半波整流するものである。１２は無負荷検知回路で
トッププレート４上に載置されていた鍋５を取り去つた
ときこれを検知５するものてある。

ナンドゲートＮＡＮＤ４の一人力端には信号Ａが、また
他の入力端には抵抗Ｒ２３，Ｒ２４を介して分圧された
カレントトランスＣＴの検知出力信号Ｘが入力される。
この信号Ｘの分圧信号は同時にカウンタＣＮＴのク罎ン
ク入力端ＣＫにθ接続される。２１）１は抵抗Ｒ２４と
並列接続されたツェナーダイオードでナンドゲートＮＡ
ＮＤ４を保護するものである。

１３はトッププレート４上に鍋５を載置したときこれを
検知する負荷検知回路で、上記カウンタＣＮＴを有して
いる。このカウンタＣＮＴは１柵の出力端子をもちクロ
ックパルスを計数してそれぞれ対応出力端子より信号を
発するいわゆるジヨンソンカウンタとして知られるもの
である。本実施例ては上記出力端子のうち第６出力端子
Ｑ６すなわち６発のクロックパルスが計数されたとき信
号を出力する端子が使用される。それ故このカウンタＣ
ＮＴは信号ｘのパルスのうち一定値以上の値をもつパル
スを計数し、このパルス数が６個になつたとき出力Ｑ６
を発生する。この数値［６」は負荷の存在と、無負荷若
しくは小物負荷の存在の判定基準となるもので６個以上
のとき負荷なしと判定され、また５個以下のとき負荷あ
りと判定される。なお上記カウンタＣＮＴの端了ＣＬは
、クリア信号入力端子で、起動回路８から信号Ａが加え
られて、交流信号の半周期ごとにクリアされる。ＦＦ２
はナンドゲートＮＡＮＤ５，ＮＡＮＤ６よりなるフリッ
プフロップで、ナンドゲートＮＡＮＤ５の一人力端には
、起動回路８より信号Ｂが加えられ、またナンドゲート
ＮＡＮＤ６の一人力端にはカウンタＣＮＴの出力信号が
インバータ１ＮＶ８を介して加えられる。ナンドゲート
ＮＡＮＤ７はＳＣＲＱｌからの信号Ａおよびナンドゲー
トＮＡＮＤ５の出力信号１を２入力と出力Ｊを得る。Ｆ
Ｆ３はナンドゲートＮＡＮＤ８，ＮＡＮＤ９よりなるフ
リップフロップで、上記ナンドゲートＮ．ＡＮＤ４の出
力信号ＫをナンドゲートＮＡＮＤ８の一人力端に、また
ナンドゲートＮＡＮＤ７の出力信号ＪをナンドゲートＮ
ＡＮＤ９の一人力端にそれぞれ入力し、ナンドケートＮ
ＡＮＤ９の出力より信号Ｌを得る。この信号Ｌは、逆流
防．止用ダイオードＤ７を介してインバータＩＮＶ３の
入力側Ｙ点に入力される。Ｒ５，Ｄ６はナンドゲートＮ
ＡＮＤ５の出力端とナンドゲートＮＡＮＤ７の入力端間
に介挿された抵抗およびダイオードで、ナンドゲートＮ
ＡＮＤ４出力ＫがＬレベルとなつたとき、ナンドゲート
ＮＡＮＤ９の入力側をＬレベルとし、フリップフロップ
ＦＦ３の２入力がともにＬレベルになるのを防ぐもので
ある。１４は前述の無負荷検知回路１２および負荷検知
回路１３の機能を停止する動作解除回路て、ナくンドケ
ートＮＡＮＤ９の一人力端とアースとの間に常開スイッ
チＳＯおよび抵抗Ｒ２６を介挿してなる。

このスイッチＳＯの操作によりフリップフロップＦＦ３
の出力は、Ｈ（ハイ）レベルに固定され加熱動作は負荷
の有無に関係なく実行される。この動作解除回路１４は
、小物負荷と同程度の負荷をもつ小型の調理鍋を加熱し
たい場合等に利用される。１５は温度・出力調節回路で
、出カー定状態で調理鍋の加熱温度を制御する温度調節
機能と出力を所定の範囲（本実施例では約５００Ｗない
し約１３５０Ｗの範囲）て調節できる出力調節機能とを
有している。

本例では温度調節は、６０℃〜１００℃まノでの低温領
域と、１６０節Ｃ〜２００℃までの高温領域に分割して
いるが、これは一温度領域のみでも、また３以上の温度
領域とすることもできる。かかる温度調節機能は、天ぷ
ら料理等最適調理温度を有するものに利用して有効てあ
る。他方出力調節機能は、その出力を５００Ｗから１３
５０Ｗの範囲で切換えることにより、調理鍋へのエネル
ギー供給量すなわち他の調理器でいえば火力に相当する
ものを調節するものであり、料理途中で出力を変えた方
がよい場合、例えば最初出力を「強」とし、後出力を「
弱」とする方がよい場合等に利用される。また湯を沸か
したい場合は出力「強」とすれば最も早く沸かすことが
できる。なお温度調節或は出力調節の表示は後述する出
力表示回路にてなされ、温度調節機能がはたらいている
場合設定温度に達するまでは発光ダイオードＬＥＤｌ〜
ＬＥＤ５が点灯しており、設定温度に達すると消灯する
。これにより設定温度に達したかどうかが判る。また出
力調節機能がはたらいている場合は、出力に応じて所望
の発光ダイオードＬＥＤｌ〜ＬＥＤ５が点灯することと
なる。図にもどつて構成の説明を続けると、ｎは電源■
１１）Ｄとアース間にコンデンサＣ９とともに介挿され
た感熱素子で例えば負特性サーミスタが使用される。

Ｓ１〜Ｓ４は３接点切換スイッチで端子１，２，３上を
スライド接片が移動するものであり、各スイッチはとも
に連動するよう構成されている。ここでスイッチＳｌ，
Ｓ２は温度調節用であつて加熱温度領域の切換えに、ス
イッチＳ３は温度調節から出力調節への切換えに、また
スイッチＳ４は基準レベルの設定に使用される。ここで
スイッチＳ１の端子１，２はそれぞれ抵抗Ｒ２７，Ｒ２
８を介して電源■。ｏに接続され端子３は抵抗Ｒ３２を
介して接地される。スイッチＳ１の共通端子Ｃはサーミ
スタｎの一端および差動増幅器０ｐの負電位入力端Ｏに
接続されている。スイッチＳ２の端子１，２はそれぞれ
抵抗Ｒ２９，ＲＯを介して差動増幅器卯の負電位入力端
θおよびサーミスタＴｈの一端に接続されまた端子３は
空位にある。このスイッチＳ２の共通端子Ｃは可変抵抗
ＶＲ２を介して接地するとともに、スイッチＳ３の端子
１，２は共通の抵抗Ｒ３ｌを介して接地され、共通端子
Ｃは抵抗Ｒ２Ｏを介してＺＯ点に接続されている。スイ
ッチＳ４の端子１は抵抗Ｒ３３を介して接地され、端子
２，３はともに空位にあり、また共通端子Ｃは抵抗Ｒ３
４を介して差動増幅器０ｐの正電位入力端に接続される
。この正電位入力端１には、直流電圧■。ｏが抵抗Ｒ３
５，Ｒ３６により分圧されて基準電圧として入力される
。また抵抗Ｒ３６にはコンデンサＣｌＯが並列に介挿さ
れる。０ｐは上述の差動増幅器で、正電位入力端４に入
力する信号が負電位入力端ｅに入力する信号より大きい
こと、Ｈレベル信号を出力し、逆に負電位入力信号が正
電位入力信号より大きいときＬレベル信号で出力する。

この差動増幅器０ｐの出力は、ナンドゲートＮ．ＡＮＤ
ｌの一人力端に加えられる。ここで上記各スイッチＳ１
〜Ｓ４の具体的構成について第２図に基いて説明してお
く。１８は調理器操作面、１６はこの操作面１８に設け
られた切換摘みで、この切換摘み１６を上方より下方へ
３段階（図中矢印て示す）に切換えることにより上２段
で温度調節、下段で出力調節が可能となる。

すなわち、上段にはスイッチＳ１〜Ｓ４の端子１が、中
段には端子２が、さらに下段には端子３がそれぞれ設定
される。そしていまの場合端子１設定状態は６０′Ｃな
いし１００′Ｃの低温加熱領域、端子２設定状態は１６
０℃ないし２００′Ｃの高温加熱領域、端子３設定状態
は出力調節領域に設定されている。ＬＥＤｌ〜ＬＥＤ５
は出力表示をなす発光ダイオードである。例えばいま端
子１設定状態にあるとすると、差動増幅器０ｐの正電位
入力端１に加わる基準電位は、スイッチＳ４の端子１に
連なる抵抗Ｒ３３の並列挿入により低いレベルになる。
他方負電位入力端Ｏに加わる比較電圧は、抵抗Ｒ２７，
Ｒ２９、サーミスタｎおよび可変抵抗ＶＲ２によつて決
まりかつ温度上昇によりサーミスタＴｈの抵抗値は低下
することから比較電圧が基準電圧に達し、差動増幅器０
ｐの出力をＬレベルに変えてしまう。それ故、低温加熱
領域での温度調節が可能となる。他方端子２に切換えた
場合は、スイッチＳ４の端子２は空位にあるから、前述
の抵抗Ｒ３３の並列介挿は遮断され、差動増幅器０ｐの
正電位入力端子１の基準電位を変える。それ故、抵抗Ｒ
２８，Ｒ３Ｏｌサーミスタｎおよび可変抵抗ＶＲ２で決
まる比較電圧により低温領域と同様に動作し高温領域で
の加熱が可能となる。このようにして設定された各温度
領域においてさらに任意の温度に設定するときはスライ
ド摘み１７が使用される。このスライド摘み１７は可変
抵抗■Ｒ２を制御するもので、リニアな温度制御が可能
となる。端子３設定状態は、出力調節を可能とするもの
て、その詳細は後述するが、上記同様可変抵抗ＶＲ２の
制御により可変調節できるものである。ここで温度調節
用スイッチＳ１および出力調節用スイッチＳ３には、そ
の機能上次のような条件が付される。

まずスイッチＳ１の端子１，２間の切換えに際しては切
換片が一旦端子１から離れた後に端子２に接触する構成
がとられなければならない。なぜなら仮にこの１，２端
子間切換時に両方が接続状態になつたとすると、各端子
１，２に連結された抵抗Ｒ２７，Ｒ２８が並列に接続さ
れることとなりサーミスタＴｈとの合成抵抗が瞬間的に
減少し、したがつて、差動増幅器０ｐの負電位入力信号
が上昇して基準電圧を越えその出力をＬレベルに変え加
熱動作を停止してしまうからである。かかるスイッチと
しては周知の非短絡型ＣｎＯｎ一ＳｈＯｒｔｊｎｇ）ス
イッチが使用される。次にスイッチＳ３の端子１，２，
３の切換えに際しては、切換時３端子にともに接触する
期間が存”在する短絡型（ＳｈＯｒｔｊｎｇ）スイッチ
が使用されねばならない。これは例えば端子２から３へ
切換えられるとき、遮断状態が生じると、この間の抵抗
値が無限大となり、コンデンサＣ７とにより決まる時定
数がトランジスタＧＴＲの定格以上となり、これを破壊
する惧れがあるからてある。１９は出力表示回路で、カ
レントトランスＣＴの出力信号ｘが、ダイオードＤ８を
介して整流され、さらにコンデンサＣｌｌに平滑されて
入力される。

ＺＤ２はこの直流変換されたカレントトランス”ＣＴ信
号が加えられるツェナーダイオードで上記信号がそのツ
ェナー電圧以上になつたとき導通する。ＬＥＤｌは上記
ツェナーダイオード小。のカソードに抵抗Ｒ．３７を介
して連結された発光ダイオード、ＬＥＤ２＋ＬＥＤ３，
ＬＥＤ４，ＬＥＤ５はそれぞれ抵抗Ｒ３８９Ｒ３９９Ｒ
４Ｏ９Ｒ４ｌおよびツェナーダイオード２１）３，ＺＤ
４，ＺＤ５，ＺＤ６を介して上記ツェナーダイオードＺ
Ｄ２のカソード側にそれぞれ並列に接続された発光ダイ
オードである。ここでツェナーダイオード２］）３〜２
１）６および抵抗Ｒ３８〜Ｒ４ｌのツェナー電圧および
抵抗値は、図中右方へ行くほど他を大きくしてある。こ
れにより、例えばカレントトランスＣＴ出力電圧信号Ｘ
が上昇すれは、図中左端の発光ダイオードＬＥＤ５から
順次右方向へ点灯していき、その出力のレベルを表示す
る。これら発光ダイオードＬＥＤｌ〜ＬＥＤ５は操作面
１８上に配置される。次にこのような構成の誘導加熱調
理器の動作を説明する。

（１）正常な加熱動作がなされる場合 トッププレート４上に、適正な負荷をもつ鍋５が載置さ
れる。

また温度・出力調節回路１５は、切換摘み１６によりス
イッチＳ１〜Ｓ４が端子１に設定されているとする。な
おこの設定状態では、６０〜１００℃まての低温加熱領
域にあり、かつスライド摘み１７によりさらに任意の温
度例えば８０゜Ｃに決定されることは既述の通りである
。かかる状態では第３図に示す期間Ｔ。において電源ス
イッチＳｐｗをオンしたとすると、制御電源６から脈流
電源■ＣＯ３が出力し起動回路，８に加えられる。この
電圧■Ｃｃ３の０Ｖから始まる期間Ｔ１において０Ｖか
ら所定の時間ｔ１後にＳＣＲＱｌがターンオンとなる。
なお上記時間ｔ１は、可変抵抗■Ｒ１とコンデンサＣ２
の時定数により決定され約１ｒｒ１．ｓｅｃである。か
かるＳＣＲＱｌの．アノード・カソード用電圧信号Ａを
第３図に示す。このＳＣＲＱｌの導通は、脈流電源ＶＣ
・３が０Ｖから立ち上つた後ち時間後から再び０Ｖに近
づいた時点Ｔ２まで続く。このようなＳＣＲＱｌのター
ン・オン・オフが脈流電源■。。３の周期に応じて繰返
される。

この電源■。。３の周期は商用交流信号の１１２であり
約１０ＴｒＬｓｅｃ（５０Ｈｚの場合）である。

上記ＳＣＲＱｌが導通するとナンドケートＮＡＮＤｌの
一人力端はＨレベルからＬレベルに変る。このときナン
ドゲートＮ．ＡＮＤｌの出力は・ＬレベルからＨレベル
に変る。上記ナンドゲートＮＡＮＤｌの他の入力につい
ては既述した如く温度・出力調節回路１５の差動増幅器
卯の出力信号が加えられ、加熱初期状態ではサーミスタ
Ｔｈは常温にあるからその出力はＨレベルとなつている
。さてＨレベルに変つたナンドゲートＮＡＮＤｌの出力
信号はコンデンサＣ４および抵抗Ｒ３を経てトランジス
タＱ２に加わり、これを上記コンデンサＣ４、抵抗Ｒ３
の時定数で決まる期間導通し、トランジスタＱ２のコレ
クタには信号Ｄが得られる。

この信号ＤはインバータＩＮ■１にて反転され起動信号
Ｃとなり、出力制御回路９内のインバータＩＮＶ３に加
えられる。この起動信号ＣによりインバータＩＮＶ３の
入力はＨレベルとなりしたがつて次段のインバータＩＮ
■４の出力ＥはＨレベルに変る。なお信号Ｅから信号Ｇ
までの波形は２０〜４０ＫＨｚの高周波発振となり、第
３図に示す波形に比して時間スケールが格段に小さいも
ので、第４図として別に図示する。さて信号Ｅはコンデ
ンサＣ７およびＺ。点接地間の合成抵抗の時定数により
決まる時間立下り、その出力すなわちインバータＩＮＶ
５の入力信号は波形Ｆに示す如く立上り時より漸次減少
するパルスとなる。この信号ＦがインバータＩＮＶ５の
閾値電圧Ｖｔｌｌ以上のときインバータＩＮＶ６の出力
ＧはＨレベルとなる。この信号Ｇは抵抗Ｒｌ５を介して
駆動回路３に加えられここで増幅されてスイッチングト
ランジスタＧＴＲをターンオンする。このトランジスタ
ＧＴＲの導通によりワークコイルＬに負荷電流１しが流
れ始め、この電流１ＬはカレントトランスＣＴにて検知
され、その出力端Ｘに負荷への入力電圧に比例した電圧
信号Ｘが得られる。この信号Ｘが一定値まで上昇すると
この信号はトランジスタＯをターンオンし、インバータ
ＩＮ■２の入力をＬレベルに変える。したがつてインバ
ータＩＮＶ２の出力はＨレベルとなり次段のインバータ
１Ｎ■３へ加えられる。

ここでコンデンサＣ６とインバータＩＮ■３，ＩＮ■４
は遅延回路を形成しているため、インバータＩＮＶ４の
出力はインバータ１ＮＶ３の入力に対して僅かな時間遅
れて発生する。なお上記遅延回路の意義については後述
する。上記インバータＩＮＶ４の出力がＨレベルとなる
とインバータＩＮ■５の入力はＨレベル、インバータＩ
ＮＶ６の出力もまたＨレベ５ルとなる。またコンデンサ
Ｃ７とＺＯ点一接地間合成抵抗により決まる時定数によ
つてコンデンサＣ７の充電時間が決まり充電が終了する
とＺＯ点一接地間電圧は低下する。この電圧がインバー
タＩＮＶ５の閾値電圧■山より低くなるとインバータＩ
ＮＶ６出力ＧはＬレベルに変り、駆動回路３を停止して
スイッチングトランジスタＧＴＲをターンンオフする。
いまこの期間を第４図にＴａで示す。その後前記期間Ｔ
ａにてワークコイルＬに充電されたエネルギーの放電が
始まり（期間ＴＯ）、このエネルギーは共振コンデンサ
Ｃ１に充電される。コンデンサＣ１への充電が終了する
と続く期間匡ＣにてコンデンサＣ１の充電々荷はコンデ
ンサＣ１からワークコイルＬ１コンデンサＣ。を通つて
再びコンデンサＣ１に至る経路を通つて放電され、同時
にワークコイルＬに充電される。続いてワークコイルＬ
に充電された電荷の放電がワークコイルＬ１コンデンサ
ＣＯｌダイオードＤ１、ワークコイルＬよりなる経路を
通つてなされる（期間Ｔｄ）かくして起動信号Ｃによる
振動の１サイクルが終了する。

その後電流１Ｌがゼロから正方向に立上つたとき出力す
るカレントトランスＣＴの信号ＸがトランジスタＱ３に
加えられこれをターンオンとする。これによりインバー
タＩＮＶ２の入力はＬレベル、出力はＨレベルに変る。
一方このときフリップフロップＦＦ３のナンドゲートＮ
ＡＮＤ９の出力がＬレベルにあるとすると、このＬレベ
ル信号により抵抗ＲｌＯへの入力はＬレベルにホールド
されている。

したがつてインバータＩＮ■２の出力が上述の如くＨレ
ベルとなつても、次段のインバータＩＮ■３の入力はＬ
レベルのままで変化せず、したがつて駆動回路３への信
号は出力されずトランジスタＧＴＲはオフ状態を保持す
る。それ故上記期間Ｔｄ以後はワークコイルＬおよび共
振コンデンサＣ１により減衰振動が生じる。これを第４
図及び第５図の期間Ｌに示す。この減衰振動は、トップ
プレート４上に正常な鍋５が載置されていることから急
速に衰える。この減衰振動は、カレントトランスＣＴに
て検知されその出力信号Ｘは抵抗Ｒ２３，Ｒ２４にて分
圧されてナンドゲートＮＡＮＤ４へ加えられると同時に
カウンタＣＮＴのクロック端子ＣＫへ入力される。ここ
で上記信号Ｘに含まれる閾値電圧Ｖｔｈ以上のパルスの
みが計数されるが今の場合このパルス数は２発程度であ
る。よつて出力Ｑ６はＬレベルのままでありインバータ
ＩＮＶ８の出力ＨはＨレベルのまま変化しない。なおフ
リップフロップＦＦ２のナンドゲートＮＡＮＤ５の入力
にはトランジスタＱ２のコレクタからコンデンサＣ５を
経て得られるパルス信号Ｂが、期ａ１の初期にて印加さ
れるためナンドゲートＮＡＮＤ５の出力信号１はＨレベ
ルにある。続く期Ｉａ′２において起動パルスＣが発生
すると、この起動信号Ｃは前述の如く出力制御回路９を
経て駆動回路３に加えられ、さらにトランジスタＧＴＲ
がターンオンとなつて発振が開始される。

一方起動パルスＣの発生に伴いこの間ナンドゲートＮＡ
ＮＤ７の出力ＪはＬレベルに変り、この信号Ｊは、次段
のナンドゲートＮＡＮＤ９に入力してこのフリップフロ
ップ下Ｆ３を反転してナンドゲートＮＡＮＤ９出力Ｌを
Ｈレベルに変える。

したがつて上記起動パルスＣにてーサイクルの発振が終
了し、負荷電流１Ｌがゼロから立上つたとき、カレント
トランスＣＴ端子Ｘに信号ｘが現われると、この信号ｘ
によりトランジスタＱ３がターンオンされインバータＩ
ＮＶ２の入力をＬレベルとする。これによりインバータ
ＩＮＶ３の出力はＨレベル、さらにインバータＩＮ■３
，ＩＮ■４およびＩＮ■５，ＩＮＶ６経で出力されたＨ
レベル信号Ｇは駆動回路３に加わりスイツチングトラン
ジろ夕ＧＴＲを導通し、負荷電流１Ｌが流れ始める。か
かる場合ナンドゲートＮＡＮＤ９の出力ＬはＨレベルに
あるからインバータＩＮＶ３の入力側はＨレベルにホー
ルドされており、カレントトランスＣＴからの信号Ｘが
ここで遮断されることはない。このようにして自励発振
が継続されこの発振は脈流電源ＶＣＣｌが下降しＯ■付
近になり増幅率が低下してトランジスタＧＴＲがオフと
なる時点Ｔ２まて続く。この状態を第４図および第５図
の期間Ｔ２，Ｔ３に示す。かかる発振は交流周波数の半
周期ごとに繰返され各周期内では約２０〜４０ＫＨｚの
高周波発振が実行され、ワークコイルＬには２０〜４０
ＫＨｚの高周波交番電流が流れる。これによりワークコ
イルＬに近接配置された鍋５に高周波交番磁界が印加さ
れることとなり誘導加熱が実施される。このようにして
加熱が開始されると、トッププレート４裏面に設けられ
たサーミスタｎにより鍋５の温度が検知されスライド摘
み１７の調整により予め決められた温度８０℃に達する
と差動増幅器０ｐの負電位入力端ｅ入力信号が正電位入
力端１入力信号より大きくなる。それ故差動増幅器０ｐ
の出力はＨレベルよりＬレベルへ変り、起動回路８内の
ナンドゲートＮ，ＡＮＤｌを閉じ、起動パルスＣの発生
を停止する。これにより出力制御回路９への起動パルス
送出はなくなるからインバータ回路は発振を停止し加熱
動作は中止される。その後鍋５の温度が下りサーミスタ
Ｔｈの抵抗値が上昇すると、差動増幅器卯の負電位信号
入力端Ｏ信号は下降し、再び正電位信号入力端１信号よ
り小さくなり、差動増幅器０ｐの出力はＨレベルに変つ
てナンドゲートＮＡＮＤｌを開き、再び起動パルスＣの
送出を開始し、インバータ発振を開始し、加熱動作を再
関する。このようにして鍋５の加熱温度は設定温度８０
゜Ｃに保たれる。次に前述した遅延回路の意義について
説明する。この遅延回路は、コンデンサＣ６、インバー
タ１ＮＶ３，ＩＮ■４にて構成されインバータＩＮＶ４
の出力ＥをインバータＩＮＶ３入力に対し僅かな時間（
約２μＳｅｃ）だけ遅らせるものである。通常周波数制
御により出力調節を行なう場合、共振周波数を例えは低
周波数側（出力強）て調節すると、周波数が高くなつた
とき（出力弱）回路上の抵抗分Ｒ（＝２π糺＋±）力状
２πＦＯＣ きくなりコンデンサＣ１の充電容量が小さくなつて早く
放電が終了する。

それ故スイッチングトランジスタＧＴＲのコレクタ●エ
ミッタ間電圧がＯ■に下らないうちりトランジスタＧＴ
Ｒがオン状態となり、発熱さらには破損の原因となる。
第６図波形Ｍは共振周波数を低周波数側て調整しかつ低
周波数領域すなわち出力強の楊合の動作状態を示し、負
荷電流１ＬおよびスイッチングトランジスタＧＴＲのコ
レクタ・エミッタ間電圧■。。は正常な関係にあること
を示す。他方同図波形Ｎは上述の如く低周波数側で調整
しかつ高周波領域すなわち出力弱の状態で動作させ場合
を示しスイッチングトランジスタＧＴＲのコレクタ●エ
ミッタ間電圧Ｖ。ＥがＯ■に下らないうちにトランジス
タＧＴＲが導通していることが判る。これを防止するた
めにインバータＩＮＶ４の出力Ｅを僅か遅らせてスイッ
チングトランジスタＧＴＲのオン時間を僅か遅らせ、コ
レクタ・エミッタ間電圧■ＣＥが完全に０Ｖになつた後
にトランジスタＧＴＲをターンオンとするのである。次
に出力制御動作について説明する。

出力制御を行なうときは、温度・出力調節回路１５のス
イッチＳ１〜Ｓ４を端子３へ切換え、さらに可変抵抗Ｖ
Ｒ２を調節する。かくすれば、ＺＯ点接地間合成抵抗（
この合成抵抗は可変抵抗ＶＲ２）、抵抗Ｒｌ２，Ｒ２Ｏ
により構成される）が変化し、コンデンサＣ７との時定
数が変化し、インバータＩＮ■５の入力信号Ｆが立上り
時から閾値電圧Ｖｔｈまで低下する時間Ｔａを変えるこ
とができる。したがつてスイッチングトランジスタＧＴ
Ｒの導通時間を変えることができることとなり、この変
化に応じてワークコイルＬに充電される電磁エネルギー
の量が変えられる。すなわちこの時間Ｔａを短かく設定
すると、ワークコイルＬへ供給される電磁エネルギーは
小さくなり出力は低下する。このとき発振周波数は上昇
する。他方上記時間Ｔａを長く設定すると、ワークコイ
ルＬへ供給される電磁エネルギーは大きくなり出力は増
大する。このとき発振周波数は低下する。この出力レベ
ルは出力表示回路１９により表示される。すなわち、出
力が徐々に上昇していくとカレントトランスＣＴの出力
信号ｘもこれに比例して上昇する。この電圧信号Ｘは交
流信号であるから、ダイオードＤ８およびコンデンサＣ
ｌｌにより整流、平滑され次段のツェナーダイオードＺ
Ｄ２に印加される。上記整流平滑された信号がツェナー
ダイオード小。のツェナー電圧以上になると、このツェ
ナーダイオード２１）２を通して、まず抵抗Ｒ３７およ
び発光ダイオードＬＥＤｌに電流が流れこの発光ダイオ
ードＬＥＤ，を点灯する。さらに出力電圧が上昇すると
、次段のツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧を越
え、抵抗Ｒ３８発光ダイオードＬＥＤ２に通電され、こ
の２番目の発光ダイオードＬＥＤ２が点灯する。斯様に
して出力上昇に伴い３番目の発光ダイオードＬＥＤ３、
４番目の発光ダイオードＬＥＤ４と点灯していき、最大
出力「強」の状態では、全部の発光ダイオードＬＥＤｌ
，ＬＥＤ２・・・・・・ＬＥＤ５が点灯する。温度・出
力調節回路１５は出力制御状態にあつては、スイッチＳ
１〜Ｓ４が端子３に設定されているため、差動増幅器ル
の負電位入力端子はスイツチＳ１、抵抗Ｒ３。を介して
接地されている。それ故、差動増幅器０ｐの出力は常に
Ｈレベルとなり、このままでは加熱温度は無制限に上昇
すると考えられる。しかしながら、この状態で鍋５が加
熱されサーミスタＴｈの温度が上昇していくと、その抵
抗値は低下し、サーミスタｎ１スイッチＳ１、抵抗Ｒ３
２にて分割されるスイッチＳ１の共通端子Ｃ点の電圧は
上昇する。したがつてこの電圧が差動増幅器ルの正電位
入力端４側への入力信号より大きくなると、この差動増
幅器卯出力はＬレベルに変り、ナンドゲートＮＡＮＤｌ
を閉鎖するから、起動パルスＣの発生は停止し、インバ
ータ発振は停止される。それ故無制限に加熱温度が上昇
することはなく、抵抗Ｒ３．を適当に選ぶことにより加
熱上限温度を適当に設定しておけば、安全装置としての
役割をもためることができる。（２）過負荷鍋が置かれ
た場合一般に誘導加熱調理器にあつては、負荷となる鍋
は鉄系の磁性体鍋等その材種および大きさが制限される
が、実際の使用に際しては加熱に−不適な鍋をトッププ
レート４上に置くこともある。

例えばＳＵＳ３Ｏ４と表示される１８−８ステンレス（
クロム１８％、ニッケル８％を含む）製鍋を加熱した場
合、その抵抗が小さいため過大な電流が流れる。この過
大電流によりブレーカが−遮断されたり或は回路素子を
破壊するという危険が生じる。本発明にあつては、この
ような不適当な負荷加熱による過大電流の発生成はその
他の偶発的な突入電流の発生を検知して出力を低下させ
装置の安全化を図つている。すなわちいまワークコイル
Ｌに正常な負荷電流以上の過大電流が流れたとするとこ
の過大電流はカレントトランスＣＴ両端の電圧Ｘに変換
され、この電圧Ｘは、過負荷検知回路１１内の分圧抵抗
Ｒｌ８，Ｒ２２にて分圧され、抵抗Ｒ２２に加わる電圧
がインバータＩＮＶ７に入力される。通常はこの分圧電
圧がインバータ囚■７の閾値を越えることはないが、過
大電流発生時にあつてはカレントトランスＣＴ検知電圧
ｘは、これに比例して上昇するからインバータＩＮＶ７
の閥値電圧以上となる。これにより、インバータＩＮＶ
７出力はＬレベルに変り、フリップフロップ下Ｆ１のナ
ンドゲートＮＡＮＤ２の出力はＬレベルからＨレベルに
かわる。これ故このＨレベル信号はトランジスタＱ５を
導通しＺＯ接地間合成抵抗に新たに抵ｔ／ＬＲ２ｌが並
列に加わることとなり、その合成抵抗値は下降する。こ
れによりこの合成抵抗とコンデンサＣ７の時定数は小さ
くなり、スイッチングトランジスタＧＴＲの導通時間Ｔ
ａは短かくなり、出力は減少する。第７図はカレントト
ランスＣＴ両端間電圧ｘの波形を示し交流周波数信号に
２０〜４０ＫＨｚの交番電圧信号が含まれた波形となる
。ここで波形Ｘは、上記過負荷検知回路１１を付加しな
い場合、波形▼は、過負荷検知回路１１を動作させた場
合をそれぞれ示し、期間Ｔて示す商用交流周波数の半周
期内において約２０〜４０ＫＨｚの周波数で発振を繰返
している。波形Ｘ″に示す時刻Ｔａにて過負荷検知回路
１１が動作し、発振周波数を上昇して出力を低下させる
と、電圧Ｘ″は急低下することが判る。これにより負荷
への入力電流が過大になることを防止でき、各回路素子
の保護が図れる。特にこの電圧Ｘ″とスイッチングトラ
ンジスタＧＴＲのコレクタ・エミッタ間電圧■ＣＥは比
例関係にあるから、このトランジスタＧＴＲの保護が図
れることは有意義である。なおフリップフロップＦＦｌ
のナンドゲートＮＡＮＤ３の入力端には、起動回路８の
トランジスタＱ２のコレクタ電位信号Ｄが入力されるか
ら交流周波数信号半波の初期（第７図波形Ｘ″の時刻Ｔ
ｂ）にてこのフリップフロップ下Ｆ１はリセットされ、
トランジスタｑはオフ状態となる。したがつてその後再
び過負荷検知回路１１は停止して、通常の発振駆動がな
され、なお鍋５が過負荷鍋であれば、カレントトランス
ＣＴにて過大電電流が検知され、前述と同様に過負荷検
知回路１１がはたらいて、出力を低下させる。かかる動
作が交流周波数の半波ごとになされ、鍋が取り換えられ
適正な負荷に変るとその後は、過負荷検知回路１１は動
作せず正常な加熱動作が続けられる。３）加熱動作中に
鍋がトッププレート上から取り去られた場合トッププレ
ート４上に適正な鍋５が置かれ加熱動作が実行中にある
とき、鍋５を取り去ると、インバータの発振はそのまま
続けられ、電力が無駄に消費されることとなる。

それ故このような事態が生じたとき、インバータの発振
を停止してやることが望ましい。本実施例は、かかる処
置を施こしたものである。すなわち、加熱動作中に鍋５
が取り去られるとインバータを構成するワークコイルＬ
と共振コンデンサＣ１の共振による減衰振動が長くなり
商用周波数信号の半波のＯ■付近でも発振が持続するこ
ととなる。これを第５図波形ｘに示す。図中Ｐ１は正常
な負荷が載つている場合、Ｐ２は無負荷状態におけるそ
れぞれの発振状態を示し、負荷があるときは発振は停止
しており負荷がなくなると発振が持続する。これらの差
は無負荷検知回路１２にて検知される。その動作を第４
図および第５図に基いて説明すると期間Ｔｉにおいて鍋
５を取り去ると、波形Ｘ（７）Ｐ２点に示す如くインバ
ータの発振は持続している。それ故、続く期間Ｔｉ＋１
にてナンドゲートＮＡＮＤ４の出力Ｋは信号Ａがこのゲ
ートの閾値電圧Ｖｔｈ以上となる期間に上記発振々動が
通過し、Ｌレベルに変る。このＬレベル信号によりフリ
ップフロップＦＦ３は反転しナンドゲートＮＡＮＤ９の
出力ＬはＬレベルに変る。この信号Ｌ（７）Ｌレベルは
、Ｙ点に加えられてインバータＩＮＶ３入力をＬレベル
に保持するから、トランジスタＱ３およびインバータＩ
ＮＶ２を介して加えられる自励発振信号ｘはここで遮断
され自励発振は行なわれない。したがつ５て期間Ｔｊ＋
１においては最初の起動パールスのみによる減衰俊動が
生じることになる。この減衰振動は負荷がないことから
比較的同きく、カウンタＣＮＴへ入力するパルスは６発
以上となる。カウンタＣＮＴは入力パルスが６発に達す
ると出力Ｑ６にＨレベル信号を発し、この．信号はイン
バータＩＮＶ８にて反転されて信号Ｈとなり、ナンドゲ
ートＮＡＮＤ６に入力される。これによりナンドゲート
ＮＡＮＤ５の出力信号１は６発のパルスが発せられる期
間のみＨレベルとなる。一方ナンドゲートＮＡＮＤ７の
入力に．は、上記信号１と、信号Ａが加えられるからそ
の出力波形はＪに示す如くＨレベルを保つたままであり
、次段のナンドゲートＮＡＮＤ９の出力Ｌは変らない。
それ故自励発振は行なわれす加熱動作は実行されない。
このようにして鍋５を・トッププレート４上から取り去
つた場合には自動的に発振が停止し、加熱動作がなされ
なくなるのである。次にこのような状態にある装置に適
正な鍋５を置いた場合について説明する。

第５図に示す期間Ｔｊにおいて鍋５が置かれると、続く
期間Ｔｊ＋１では、なお起動パルスＣによる減衰振動の
みが生じる。しかしながら、この減衰振動は鍋の存在に
より小さくなるからカウンタＣＮＴで計数されるパルス
数は２発程度にすぎない。それ故カウンタＣＮＴからは
Ｈレベル信号は出力されずナンドゲートＮＡＮＩ）５の
出力１は信号ＢによつてＨレベルに変つた状態で保持さ
れる。そして続く期間Ｔｊ・＋１の初期においてパルス
信号Ａが発生するとナンドゲートＮＡＮＤ７の出力Ｊは
Ｌレベルに変りフリップフロップＦＦ３を反転させナン
ドゲートＮＡＮＤ，の出力ＬをＨレベルに変える。これ
により出力制御回路９の自励発振禁止は解除され、正常
な発振動作が実行される。さて調理器が加熱動作状態に
あり、かつトッププレート４上に置かれた物体が例えば
ナイフ、フォーク等の不適正な小物負荷である場合、こ
れを検知して加熱動作を停止することが必要である。

本発明では、これを上述した負荷検知回路１３により達
成している。すなわち上記小物負荷が載置された状態で
は、減衰振動により生じる一定値以上のパルスは６発以
上となるから、既述の如き鍋を取り去つた楊合と同様の
動作て発振動作は停止する。それ故電源をオンとした状
態で、トッププレート上に上記小物負荷を置いたとして
も、これが加熱されることはなく、したがつて加熱され
たナイフ等に誤まつて触れて火傷を負う危険もない。次
に出力遅延回路１０について説明する。

電源スイッチＳｐｗをオンしたとき、フリップフロップ
ＦＦ３のナンドゲートＮＡＮＤ９の出力Ｌは、Ｈレベル
若しくはＬレベルの何れかにある。信号ＬがＨレベルに
ある場合、インバータは発振状態から始まり、適性負荷
であれば正常に発振し、また無負荷若しくは小物負荷で
あれば無負荷検知回路１２が動作してナンドゲートＮＡ
ＮＤ８の入力にＬレベル信号が加わりそれ故ナンドゲー
トＮＡＮＤ９の出力はＬレベルに変り、インバータの発
振を禁止する。他方ナンドゲートＮＡＮＤ９出力信号Ｌ
がＬレベルにある場合、無負荷若しくは小物負荷を検知
したときと同様の状態から始まり、適性負荷が置かれて
いれば負荷検知回路１３が動作してナンドゲートＮＡＮ
Ｄ９にＬレベル信号が入力し、ぞの出力はＨレベルとな
りインバータは発振を開始する。ところが、出力を周波
数制御によつて行なう本発明実施例にあつては、出力を
「強」の位置に設定した場合、小物負荷を置くと商用交
流周波数信号の０Ｖ付近で発振が生じず、恰かも適性負
荷が置かれたかのの如き状態になることが確認された。
それ故この状態では発振は停止せず、小物負荷が加熱さ
れてしまう危険が生じる。上記出力遅延回路１０はかか
る問題を解決したものである。すなわち本実施例調理器
では、共振周波数を出力「強」のときに合わせているの
で、ワークコイルＬ１負荷による容量および共振コンデ
ンサＣ１の抵抗分は出力「強」のとき最も少なく、他方
出力「弱」のとき最大になる。すなわち出力「強」のと
き負荷は重く、出力「弱」のとき負荷は最も強くなるの
である。そして負荷が軽くなると、無負荷時の発振状態
と同様に交流周波数信号の０Ｖ付近にて発振が持続する
こととなり、この発振動作を無負荷検知回路１２にて検
知すれは小物負荷の判別が可能である。次にその動作を
説明する。

いま電源スイッチＳｐｗをオンとするとコンデンサＣ７
と抵抗Ｒｌ６およびトランジスタＯのベース●エミッタ
間抵抗の時定数によりコンデンサＣ７が充電され、トラ
ンジスタＱ４のベース・エミッタ間に所定値以上の電圧
が加わるため初期の一定時間（約１ｓｅｃ）のみトラン
ジスタＱ４は導通状態となる。このトランジスタＱ４の
導通によりＺ。点一接地間抵抗Ｒｌ６が新たに並列に接
続されることとなりこの間の合成抵抗は減少する。すな
わちインバータの発振周波数は上昇し、出力は「弱」の
状態となるのである。この出力「弱」の状態では交流周
波数信号の０Ｖ付近て発振か持続するから、出力「強」
のとき検知されなかつた。小物負荷は確実に検知される
こととなる。本発明誘導加熱調理器は、上述したように
温度調節機能および出力調節機能を備え、かつこれら両
機能は温度・出力切換スイッチを介して共通の可変抵抗
に接続されるものであるから、両機能の選択は上記温度
・出力切換スイッチにて行ない、温度の調節、或は出力
の調節は上記可変抵抗の制御により行なうものである。

それ故従来の温度調節、出力調節に別々に可変抵抗等調
節手段を設けかつ調節スイッチもこれに対応して別々に
必要であつた装置に比較し、可変抵抗は１個、スイッチ
は２個て済むからその操作は容易てある。また本発明に
よれば、複数の温度領域例えは高温領域と低温領域に分
割操作でき、かつ両領域の切換を行なうスイッチは非短
絡型スイッチにて構成されるから、切換時起動回路を誤
つて停止する惧れはなく確実な切換操作をなすことがて
きる。

さらに本考案によれば温度調節から出力調節へ切換える
温度・出力切換スイッチは、短絡型スイッチにて構成さ
れるから、その切換時出力制御回路内のＣＲ時定数回路
の時定数を極端上に上昇させる惧れはなく、したがつて
これによりもたらされるスイッチングトランジスタの破
壊を防止できる。さらに本発明によれば、出力調節機能
をはたらかせている期間においても、温度調節機能は、
加熱上限温度に達するとインバータの発振を停止するよ
うはたらくから、装置が無制限に温度上昇することはな
く、装置の安全は保持される。

さらにまた本発明によれば、出力表示装置にて出力表示
を行なう一方、温度調節機能動作時には設定温度に達す
ると消灯するから、温度の表示をも兼用させることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明誘導加熱調理器の実施例回路図、第２図
は同実施例調理器の斜視図、第３図ないし第７図は同実
施例動作を説明するための信号波形図である。 ３・・・・・・駆動回路、８・・・・・・起動回路、９
・・・・・・出力制御回路、１０・・・・・・出力遅延
回路、１１・・・・・・過負荷検知回路、１２・・・・
・・無負荷検知回路、１３・・負荷検知回路、１５・・
・・・・温度・出力調節回路、１９・・・・・・出力表
示回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 脈流電源と、該脈流電源間に接続されワークコイル
   および発振駆動用スイッチング素子を含むインバータと
   、上記脈流電源と同一周期の起動信号を発生する起動手
   段と、上記起動信号が入力され時定数回路を経て形成さ
   れた任意の時間幅をもつ駆動信号を上記スイッチング素
   子に加えこれを導通する出力制御手段と、上記ワークコ
   イルに近接配置された負荷への入力を検知する入力検知
   手段と、該入力検知手段からの信号により上記出力制御
   手段を駆動し上記インバータを自励発振させる誘導加熱
   調理器であつて、上記負荷に近接配置された感熱手段と
   、該感熱手段と直列に介挿された抵抗可変手段と、該抵
   抗可変手段と上記感熱手段の中間点電位を基準電位と比
   較し上記中間点電位が基準電位に達したとき上記起動手
   段の動作を禁止する温度調節手段と、上記時定数回路に
   温度・出力切換スイッチを介して上記抵抗可変手段を並
   列接続し、該可変手段の調節により上記駆動信号の時間
   幅を変える出力調節手段とを備えてなる誘導加熱調理器
   。 ２ 上記温度・出力切換スイッチは、接点同志が短絡し
   た後切換わる短絡型スイッチにて構成したことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の誘導加熱調理器。 ３ 感熱素子に対し並列に異なる値をもつ複数の抵抗を
   切換接続する温度領域切換スイッチを設け、高温加熱領
   域および低温加熱領域等複数の加熱領域に分割し、かつ
   該温度領域切換スイッチは接点同志が一旦開放された後
   切換わる非短絡型スイッチにて構成されたことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の誘導加熱調理器。 ４ 温度・出力切換スイッチおよび温度領域切換スイッ
   チは連動せしめられ、上記温度・出力切換スイッチを出
   力側に切換えた際、上記温度領域切換スイッチにより所
   定抵抗を感熱手段に直列接続し、該抵抗と感熱手段の中
   間点電位を加熱上限温度に対応せしめたことを特徴とす
   る特許請求の範囲第３項記載の誘導加熱調理器。