JPS6047832B2 - スイッチング駆動用出力回路 - Google Patents
スイッチング駆動用出力回路Info
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- JPS6047832B2 JPS6047832B2 JP13895480A JP13895480A JPS6047832B2 JP S6047832 B2 JPS6047832 B2 JP S6047832B2 JP 13895480 A JP13895480 A JP 13895480A JP 13895480 A JP13895480 A JP 13895480A JP S6047832 B2 JPS6047832 B2 JP S6047832B2
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- JP
- Japan
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- transistor
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- current
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- collector
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Links
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 3
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
- H03K17/64—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors having inductive loads
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイッチング駆動方式の効率を向上させるため
に、パワー損失を低減させ、且つ、過電流保護回路をも
つた出力回路に関するものてある。
に、パワー損失を低減させ、且つ、過電流保護回路をも
つた出力回路に関するものてある。
従来の直流モータのスイッチング駆動用の出力回路の構
成例を第１図、第２図に示す。
成例を第１図、第２図に示す。
ιＡ一４ トに” −に−Ｉｒｌｈ↓曇ｋｐ↓ゝ警−Ｌ
、、 、−フー、−ι −１瞥 Ｊれれ−に・ミ’■ｉ
ｉ！一■ｉ’ンオ；電圧源Ｖｃｃに接続されたＮＰＮパ
ワートランジスタＴｌのベースに、コレクタがＶｃｃに
接続されたＮＰＮトランジスタＴ２のエミッタを接続す
るダーリントン構成になつている。
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ｉ！一■ｉ’ンオ；電圧源Ｖｃｃに接続されたＮＰＮパ
ワートランジスタＴｌのベースに、コレクタがＶｃｃに
接続されたＮＰＮトランジスタＴ２のエミッタを接続す
るダーリントン構成になつている。
該トランジスタＴ２のベース電流を抵抗Ｒ、、トランジ
スタＴ３より成る回路を通してスイッチングし、前記ト
ランジスタＴｌのエミッタ端子ａから取り出される出力
電流ＩＥＩを、ダイオードＤ、、インダクタンスＬ、、
及びコンデンサＣｌで構成される整流回路により整流し
、モータ１を駆動する。モータ１の端子電圧ＶＭは、ト
ランジスタＴ３のベースに印加されるスイッチングパル
スのデューティ比により制御される。
スタＴ３より成る回路を通してスイッチングし、前記ト
ランジスタＴｌのエミッタ端子ａから取り出される出力
電流ＩＥＩを、ダイオードＤ、、インダクタンスＬ、、
及びコンデンサＣｌで構成される整流回路により整流し
、モータ１を駆動する。モータ１の端子電圧ＶＭは、ト
ランジスタＴ３のベースに印加されるスイッチングパル
スのデューティ比により制御される。
ところが、第１図におけるＮＰＮトランジスター２個の
ダーリントン構成においては、出力端子ａすなわち、前
記トランジスタＴｉのエミッタ端子電位は、該トランジ
スタＴｉがオン状態の場合には、該トランジスタＴｉ９
Ｔ２のベース−エミッタ間電圧をそれぞれＶＢＥ、、Ｖ
ＢＥ２とし、該トランジフスタＴ。
ダーリントン構成においては、出力端子ａすなわち、前
記トランジスタＴｉのエミッタ端子電位は、該トランジ
スタＴｉがオン状態の場合には、該トランジスタＴｉ９
Ｔ２のベース−エミッタ間電圧をそれぞれＶＢＥ、、Ｖ
ＢＥ２とし、該トランジフスタＴ。
のベース電流をＩＢ。とすると、電源電圧Ｖｃｃから（
ＶＢＥ１＋ＶＢＥ２＋ ＩＢ２Ｒ、）の電圧降下が生じ
る。そこで、前記パワートランジスタＴｉで消費される
パワー損失Ｐｗは、ＰＷ■（ＶＢＥ、＋ＶＢＥ２＋ Ｉ
Ｂ２Ｒ１） ＩＥ、・・・・・・（１）５となり、損失
が大きい。。
ＶＢＥ１＋ＶＢＥ２＋ ＩＢ２Ｒ、）の電圧降下が生じ
る。そこで、前記パワートランジスタＴｉで消費される
パワー損失Ｐｗは、ＰＷ■（ＶＢＥ、＋ＶＢＥ２＋ Ｉ
Ｂ２Ｒ１） ＩＥ、・・・・・・（１）５となり、損失
が大きい。。
次に、第２図に示した回路構成においては、コレクタが
■ＣＯに接続されたＮＰＮパワートランジスタＴ１のベ
ースに、エミッタが■。
■ＣＯに接続されたＮＰＮパワートランジスタＴ１のベ
ースに、エミッタが■。
。に接続されたＰＮＰトランジスタＴ４のコレクタを接
続するダーリントン構成になつている。ここで、第２図
において、第１図と対応するものには、同一符号を付し
てある。第２図における、ＮＰＮトランジスタとＰＮＰ
トランジスタのダーリントン接続においては、出力端子
ａの電位は、前記トランジスタＴ１がオン状態の場合に
は、前記ＰＮＰトランジスタＴ４のエミッタ・コレクタ
間飽和電圧をＶＥＯ，−０４とすると、電源電圧ＶＯ。
続するダーリントン構成になつている。ここで、第２図
において、第１図と対応するものには、同一符号を付し
てある。第２図における、ＮＰＮトランジスタとＰＮＰ
トランジスタのダーリントン接続においては、出力端子
ａの電位は、前記トランジスタＴ１がオン状態の場合に
は、前記ＰＮＰトランジスタＴ４のエミッタ・コレクタ
間飽和電圧をＶＥＯ，−０４とすると、電源電圧ＶＯ。
から（ＶＢＥｌ＋■ＥＣ（ＳａＯ４）の電圧降下におさ
える事ができ、パワー損失Ｐｗは、 ，７Ｕ孟
９ ！ν＼５ 息Ｋ：．１１ムｌに減
らす事ができる。ここで、一般に、モータを駆動する電
流１？Ａはモータ起動時に最大となり、モータ駆動用出
力回路は、起動時の最大を出力しうるよう設計される。
える事ができ、パワー損失Ｐｗは、 ，７Ｕ孟
９ ！ν＼５ 息Ｋ：．１１ムｌに減
らす事ができる。ここで、一般に、モータを駆動する電
流１？Ａはモータ起動時に最大となり、モータ駆動用出
力回路は、起動時の最大を出力しうるよう設計される。
また、モータが定常回転している時には、モータ駆動電
流は、起動時に比べ充分小さくなる。ところで、第２図
の回路においては、前記トランジスタＴ１がオン状態の
時、前記トランジスタＴ４のベース電流１Ｂ，は、該ト
ランジスタＴ４の、エミッタ・ベース電圧を■ＢＩｌｌ
ｌ４、前記トランジスタＴ３のコレクタ・エミッタ間飽
和電圧を■ＣＥ，ｓａ、、３とすると。
▼ じＢ４／ 轟（２ 〜ＵＩ
となり、起動時及び定常時によらず一定電流が流！れる
。
流は、起動時に比べ充分小さくなる。ところで、第２図
の回路においては、前記トランジスタＴ１がオン状態の
時、前記トランジスタＴ４のベース電流１Ｂ，は、該ト
ランジスタＴ４の、エミッタ・ベース電圧を■ＢＩｌｌ
ｌ４、前記トランジスタＴ３のコレクタ・エミッタ間飽
和電圧を■ＣＥ，ｓａ、、３とすると。
▼ じＢ４／ 轟（２ 〜ＵＩ
となり、起動時及び定常時によらず一定電流が流！れる
。
ところが、前記トランジスタＴ１のエミッタの出力電流
１口，は、定常時には、起動時に比べ減少し、ベース電
流、すなわち、前記トランジスタＴ，のコレクタ電流も
減少する。そこで該トランジスタＴ４は、充分飽和（ボ
トミング）した状３態になる。該回路を、半導体集積化
した場合にはま、ＰＮＰトランジスタが、ボトミングす
ると、エミッタより供給される電流は、構造上、基板に
流れ込み、この電流による損失をまねくと共に、基板電
位の４上昇をまねき、ラッチアップ等誤動作の原因とな
る。
１口，は、定常時には、起動時に比べ減少し、ベース電
流、すなわち、前記トランジスタＴ，のコレクタ電流も
減少する。そこで該トランジスタＴ４は、充分飽和（ボ
トミング）した状３態になる。該回路を、半導体集積化
した場合にはま、ＰＮＰトランジスタが、ボトミングす
ると、エミッタより供給される電流は、構造上、基板に
流れ込み、この電流による損失をまねくと共に、基板電
位の４上昇をまねき、ラッチアップ等誤動作の原因とな
る。
以上が、従来の直流モータのスイッチング駆動用の出力
回路の説明であるが、従来回路においては、パワー損失
が大きく、スイッチング駆動方式の効率をいちじるしく
低下させるものであつた。
回路の説明であるが、従来回路においては、パワー損失
が大きく、スイッチング駆動方式の効率をいちじるしく
低下させるものであつた。
本発明の出力回路の構成を第３図に示し、構成について
記載する。第３図においても、第１図、第２図と対応す
るものについては、同一符号を付してある。コレクタが
Ｖｃｃに接続されたＮＰＮパワートランジスタＴ１のベ
ースにエミッタが■Ｃｃに接続されたＰＮＰトランジス
タＴ５のコレクタが接続さフれ、該接続点は、抵拍只，
を介して前記トランジスタＴ１のエミッタに接続される
。
記載する。第３図においても、第１図、第２図と対応す
るものについては、同一符号を付してある。コレクタが
Ｖｃｃに接続されたＮＰＮパワートランジスタＴ１のベ
ースにエミッタが■Ｃｃに接続されたＰＮＰトランジス
タＴ５のコレクタが接続さフれ、該接続点は、抵拍只，
を介して前記トランジスタＴ１のエミッタに接続される
。
また、前記トランジスタＴ５のベースは、エミッタが抵
抗Ｒ５を介して前記トランジスタＴ１のエミッタに接続
されるＮＰＮトランジスタＴ６のコレクタに接続さ門れ
、且つ、抵抗Ｒ６を介してＶＯ。に接続される。該トラ
ンジスタＴ６のベースを抵抗Ｒ１を介してＶＯ。に接続
し、トランジスタＴ３を通してスイッチングし、前記ト
ランジスタＴ１のエミッタから取り出される出力電流１
Ｅ１を、前記整流回路を通して、整流し、モータ１を駆
動する。この第３図の回路構成においては、出力端子ａ
の電位は、前記トランジスタＴ１がオン状態の時は前記
トランジスタＴ５のエミッタ・コレクタ間飽和電圧を■
ＥＣ（．．０５とすると、電源電圧■。
抗Ｒ５を介して前記トランジスタＴ１のエミッタに接続
されるＮＰＮトランジスタＴ６のコレクタに接続さ門れ
、且つ、抵抗Ｒ６を介してＶＯ。に接続される。該トラ
ンジスタＴ６のベースを抵抗Ｒ１を介してＶＯ。に接続
し、トランジスタＴ３を通してスイッチングし、前記ト
ランジスタＴ１のエミッタから取り出される出力電流１
Ｅ１を、前記整流回路を通して、整流し、モータ１を駆
動する。この第３図の回路構成においては、出力端子ａ
の電位は、前記トランジスタＴ１がオン状態の時は前記
トランジスタＴ５のエミッタ・コレクタ間飽和電圧を■
ＥＣ（．．０５とすると、電源電圧■。
。から、（■８Ｅ１＋■Ｅｃ，ｓａｔ）５）の電圧降下
におさえる事ができ、パワー損失Ｐｗは、 ＼ｌρ！
１ ▼ｏし（Ｓｔ）ｂノ １Ｌ１７１８（′ｉ′と
なり、第１図に示す回路構成に比べだけ、パワー損失を
減少させる事が可能であり、また第２図に示した回路構
成とほぼ同等のパワー損失におさえることができる。
におさえる事ができ、パワー損失Ｐｗは、 ＼ｌρ！
１ ▼ｏし（Ｓｔ）ｂノ １Ｌ１７１８（′ｉ′と
なり、第１図に示す回路構成に比べだけ、パワー損失を
減少させる事が可能であり、また第２図に示した回路構
成とほぼ同等のパワー損失におさえることができる。
また、一般にモータ駆動電流１Ｍは、起動時に最大とな
り、定常時には、充分小さくなる。
り、定常時には、充分小さくなる。
すなわち、前記出力電流１Ｅ１は定常時には、起動時に
比べて十分小さくなり、前記トランジスタＴ１のベース
電流、すなわち、前記トランジスタＴ５のコレクタ電流
が小さくなる。今、前記トランジスタＴ６のベース・エ
ミッタ間電圧、エミッタ電流及びベース電流をそれぞれ
、■ＢＥ６，ＩＥ６及びＩＢ６とし出力端子ａの電位を
Ｖａとすると、＝ＲｌｌＢ６＋■ＢＥ６＋Ｒ５■Ｅ６・
・・・（５）となる。
比べて十分小さくなり、前記トランジスタＴ１のベース
電流、すなわち、前記トランジスタＴ５のコレクタ電流
が小さくなる。今、前記トランジスタＴ６のベース・エ
ミッタ間電圧、エミッタ電流及びベース電流をそれぞれ
、■ＢＥ６，ＩＥ６及びＩＢ６とし出力端子ａの電位を
Ｖａとすると、＝ＲｌｌＢ６＋■ＢＥ６＋Ｒ５■Ｅ６・
・・・（５）となる。
ここで、モータが起動状態から定常状態となると、コン
デンサＣ１が充電され、■３の電位が上がり、（５）式
に示すように、電流１。６，ＩＢ６が小さくなる。
デンサＣ１が充電され、■３の電位が上がり、（５）式
に示すように、電流１。６，ＩＢ６が小さくなる。
すなわち、モータが、起動状態から定常状態になり、出
力電流１５１が減少すると、前記トランジスタＴ６のコ
レクタ電流も減少し、前記ＰＮＰトランジスタＴ５のベ
ース電流が減少する。
力電流１５１が減少すると、前記トランジスタＴ６のコ
レクタ電流も減少し、前記ＰＮＰトランジスタＴ５のベ
ース電流が減少する。
よつて、該ＰＮＰトランジスタＴ５はボトミングの状態
に致る事はなく、半導体集積化した場合に、基板に電流
が流れ込むという問題は生じない。次に、出力端子ａが
接地された場合等における出力回路の保護の問題につい
て考察する。
に致る事はなく、半導体集積化した場合に、基板に電流
が流れ込むという問題は生じない。次に、出力端子ａが
接地された場合等における出力回路の保護の問題につい
て考察する。
第３図に示した、本発明の実施例においては、トランジ
スタＴ６のエミッタには抵抗Ｒ５，ベースには抵抗Ｒ１
、コレクタには抵抗Ｒ６が挿入されており、抵抗Ｒ６，
Ｒｌ，Ｒ５の値を適当に選択すれば、出力端子ａが接地
された場合においてもトランジスタＴ６のコレクタ電流
は、容易に任意の値に制限する事が可能である。トラン
ジスタＴ６のコレクタ電流すなわちトランジスタＴ５の
ベース電流が制限される為、トランジスタＴ５のコレク
タ電流も最大電流が制限される。同様にトランジスタＴ
５のコレクタ電流すなわちパワートランジスタＴ１のベ
ース電流が制限される為、トランジスタＴ１のエミッタ
出力電流も適当な値に制限される事になる。以上の様に
、出力電流の最大値が自動的に制限される為、出力端子
ａが接地された様な場合においても、従来の出力回路の
様に素子の破壊に至る事はなく、出力回路を保護する事
ができる。以上のように、本発明の直流モータのスイッ
チング駆動用の出力回路は、簡単な構成て従来に比ベス
イツチング駆動の効率を向上させ、且つ、過大電流に対
しても、保護された、半導体集積化に適した出力回路て
ある。
スタＴ６のエミッタには抵抗Ｒ５，ベースには抵抗Ｒ１
、コレクタには抵抗Ｒ６が挿入されており、抵抗Ｒ６，
Ｒｌ，Ｒ５の値を適当に選択すれば、出力端子ａが接地
された場合においてもトランジスタＴ６のコレクタ電流
は、容易に任意の値に制限する事が可能である。トラン
ジスタＴ６のコレクタ電流すなわちトランジスタＴ５の
ベース電流が制限される為、トランジスタＴ５のコレク
タ電流も最大電流が制限される。同様にトランジスタＴ
５のコレクタ電流すなわちパワートランジスタＴ１のベ
ース電流が制限される為、トランジスタＴ１のエミッタ
出力電流も適当な値に制限される事になる。以上の様に
、出力電流の最大値が自動的に制限される為、出力端子
ａが接地された様な場合においても、従来の出力回路の
様に素子の破壊に至る事はなく、出力回路を保護する事
ができる。以上のように、本発明の直流モータのスイッ
チング駆動用の出力回路は、簡単な構成て従来に比ベス
イツチング駆動の効率を向上させ、且つ、過大電流に対
しても、保護された、半導体集積化に適した出力回路て
ある。
第１図および第２図は、それぞれ従来の直流モータのス
イッチング駆動用の出力回路例の構成を示す図、第３図
は本発明の直流モータのスイッチング駆動用の出力回路
の構成を示す図である。
イッチング駆動用の出力回路例の構成を示す図、第３図
は本発明の直流モータのスイッチング駆動用の出力回路
の構成を示す図である。
Claims (1)
- １ コレクタが直流電圧源に接続されベースがエミッタ
に第１の抵抗Ｒ＿４を介して接続された第１のＮＰＮパ
ワートランジスタＴ＿１と、エミッタが前記直流電圧源
に接続され、コレクタが前記第１のトランジスタＴ＿１
のベースに接続され、ベースが第２の抵抗Ｒ＿６を介し
て前記直流電圧源に接続された第２のＰＮＰトランジス
タＴ＿５と、コレクタが該第２のトランジスタＴ＿５の
ベースに接続され、エミッタが第３の抵抗Ｒ＿５を介し
て、前記第１のトランジスタＴ＿１のエミッタに接続さ
れ、ベースが第４の抵抗Ｒ＿１を介して、前記直流電圧
源に接続される第３のＮＰＮトランジスタＴ＿６とを有
し、該第３のトランジスタＴ＿６のベース電流をスイッ
チングし、前記第１のトランジスタＴ＿１のエミッタよ
り、出力電流を得る事を特徴とするスイッチング駆動用
出力回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13895480A JPS6047832B2 (ja) | 1980-10-03 | 1980-10-03 | スイッチング駆動用出力回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13895480A JPS6047832B2 (ja) | 1980-10-03 | 1980-10-03 | スイッチング駆動用出力回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5762773A JPS5762773A (en) | 1982-04-15 |
| JPS6047832B2 true JPS6047832B2 (ja) | 1985-10-23 |
Family
ID=15234037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13895480A Expired JPS6047832B2 (ja) | 1980-10-03 | 1980-10-03 | スイッチング駆動用出力回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6047832B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010259283A (ja) * | 2009-04-28 | 2010-11-11 | New Japan Radio Co Ltd | スイッチング電源装置 |
-
1980
- 1980-10-03 JP JP13895480A patent/JPS6047832B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5762773A (en) | 1982-04-15 |
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