JPS605400A - 物理量変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 零発明け、大刃物理量に応じてインピーダンスが変化し
、このインピーダンスの変化に関連したオンオフデユー
ティ比の主信号パルスを発生させ、この主信号パルスに
基づき装置出力を発信する物理量変換装置に関し、更に
詳しくは、このような装置において、上記主信号パルス
に基づき温度補正信号を発生させる温度補正信号発生回
路の改良に関する。

〈従来例〉 大刃物理量に従ったインピーダンス変化をそれに関連し
たオンオフデユーティ比の主信号パルスに変換して検出
する物理量変換装置として、例えば特開昭５７−１４７
１４号が本件出願人によυ提供された。更に、このよう
な装置における検出器部分の機構的ミスマツチングが原
因になって起る温度変動誤差を、上記主信号パルスより
導いた温度信号によって補正する方法についても、本件
出願人により特願昭５８−７２８４９号として出願され
た。

第１図は、上記出願で提供された物理ダ・変換装置の一
例を示す回路図である。本図において、一点鎖線で四重
れた部分■は検出器部分、部分■は検出回路部分、部分
■はこの検出回路からのオンオフデス−ティパルス信号
に基づき装置出力を発信する変換回路部分、■は検出回
路■がら与えられるパルス信号を用いて温度補正信号を
発生させる温度補正信号発生回路部分であるｂ 検出器■は、圧力或は力などの大刃物理量に応じて変化
する可変インピーダンス素子で、本図の場合大刃物理量
に応じて静電容量ＣＨ＄　ＣＬが差動的に変化する差動
容量型センサが用いられている。

検出回路ｎは、例えば先の公開、ｌ持開昭５７−１４７
１４　号に示される如き、回路構成が簡単で浮遊容量の
影響を受けにくい回路が用いられる。本図においてＧ□
、Ｇ２は出力側が可変静電容量ＣＨ９ｃＬの一極に接続
されたナントゲート、Ｇ３は入力だナントゲートＧ１．
Ｇ２の出力が接続されたナントゲートで、出力側は定値
電流制限回路ｃｃ１の一端に接続されている。この定値
電流制限回路の他端は可変容＋ｆｒＣＨ１ＣＬのもう一
方の極で共通接続点としての可動電極に接続されている
。ＣＯＭは一方の入力に上記可動電極と定値電流制限回
路ＣＣ１との接続点Ａに接続され、他方の入力に基準電
源が接続された比較器で、ここからの出力パルスはカウ
ンタＣＴ１Ｖｃ与えられると同時に、インバータＧ４を
介しナンドゲー）Ｇ□、Ｇ２の一方の入力に与えられて
いる。ナントゲートＧ２の他方の入力にはカウンタＣＴ
１からのパルス信号が加えられ、ナントゲートＧ１の他
方の入力には、インバータＧ５で反転させられたカウン
タＣＴ１の出力パルスが加えられている。

このような検出回路において、ゲー）Ｇ工〜Ｇ５はゲー
）Ｇ□、Ｇ２の出力を可変静電容量ＣＨ１ＣＬの一方に
選択的に加える切換手段として作用する。一方の可変静
電容量にゲート出力が与えられているとき、この容量へ
の充放電は定値電流制限回路ＣＣ１を介して行なわれ、
この容量に周期が対応するパルス信号が比較器ＣＯＭよ
り出力される。このパルス信号はカウンタＣＴ工に加え
られ、一定数カウントされると、カウンタの出力が反転
し、次いで他方の可変静電容量が測定される。このよう
に可変静電容量ＣＨ”Ｌが交互に測定される結果、カウ
ンタＣＴ１の出力には、これら容量にオンオフデユーテ
ィ比が対応する主信号パルスが得られる。

変換回路■において、ＦＬｌは検出回路■がら与えられ
る主信号パルスを平滑する平滑回路、Ａ１は非反転入力
端に、平滑回路ＦＬ工の電圧に可変抵抗ｖ′Ｒ１よシの
バイアス電圧が加算された電圧が加えられ、反転入力端
に帰還抵抗Ｒ２に発生した帰還電圧が加えられた増幅器
で、この出力は電流制御用ノトランジスタＴｒ１に接続
されている。Ｔ８□’　ＴＥ２は正、負端子で、一対の
電線Ｌ１．　Ｌ２によって負荷Ｒ及び電源Ｅに接続され
ている。ｃＣ２は定電流口Ｌ　ｓ 路、第は回路電源として一定電圧Ｖを供給するゼナーダ
イオードである。

このような変換回路において、平滑回路ＦＩ、１に得ら
れた主信号パルスに関連した直流電圧が増幅器Ａ１に加
えられ、この出力によってトランジスタＴｒ１が制御さ
れ、電線Ｌ□、Ｌ２に上記可変静電容量に関連した出力
電流工。を流気；す。

温度補正信号発生回路■において、ＭＭｌは検出単安定
マルチバイブレータの出力パルスによって駆動され、上
記主信号パルスをスイッチングするスイッチ、ＦＬ２は
スイッチＳＷ１を介して与えられるパルス信号を千渭す
る平滑回路、スイッチ５Ｗ２ＳＷ３はインバータＧ５よ
り与えられる反転主信号パルスによって逆相的に駆動さ
れるスイッチで、スイッチＳＷ２は上記反転主信号パル
スがｎ　Ｈ＋＋のときオンとなる。ＦＬ３はスイッチｓ
ｗ２．　ｓＷ３を介して与えられるパルス信号を平滑す
る平滑回路、５Ｗ４ＳＷ５は上記主信号パルスによって
逆相的に駆動されるスイッチで、スイッチＳＷ４は上記
主信号パルスがＩＩ　ＨＩ＋状態のときオンとなる。Ｆ
Ｌ　はスイッチｓｗ　、ｓｗ　を介して与えられるパル
ス信号を平滑５ する平滑回路、Ａ２は反転入力端に平滑回路ＦＬ３の電
圧に比例した電圧が加えられ、非反転入力端に平滑回路
ＦＬ４よりの電圧が加えられ、これらの引算を行う演算
増幅器である。

このように構成された温度補正信号発生回路の動作を第
２図の波形図を参照し乍ら説明を行う。

検出回路■中のカウンタＣＴ１から、第２図（！Ｉ）に
示すオンオフデユーティ比Ｔ１１（Ｔ１＋Ｔ２）の主信
号パルスが与えられる。但し、Ｔ１．Ｔ２け夫々、Ｔ１
″ＣＬ″″。０８′：１−に□ΔＰ（１）’ｒ２ｃｃｃ
Ｈ−ｃＯ°ｃ１＋に１Δｐ（２）で表わされる（但し、
Ｃ：初期容■°値、ε：圧力媒体の誘電率、Δｐ：圧力
変化分、Ｋ１：定数）０Ｔ１１（Ｔ１＋Ｔ２）は（１）
、　（２）式より以下のように書き換えることが出来る
。

上記主信号パルスが単安定マルチバイブレータＭＭ１に
与えられると、第２図（ｂ）に示すような一定時間幅Ｔ
を持つパルスが出力される。スイッチｓＷ　はこの一定
時間幅のパルスで駆動され、Ｔの０ 期間パルス幅Ｔのパルスを通過させる。この結果、以下
に示す演算がこのスイッチで行われ、Ｂ点にこれに関連
した直流電圧が得られる。

この電圧は、スイッチＳＷ２．ＳＷ３においてオンオフ
デユーティ比Ｔ２１（Ｔ１＋Ｔ２）の反転主信号パルス
と掛算され、平滑回路ＦＬ３に以下のような誘電率ｇに
関連した信号電圧ｖＦＬ３を得る。

藺　□・ｖ　（５） 　ｚ 誘電率εは以下に示すように温度に関連しており、従っ
て、電圧ｖＦＬ３は温度に関連した信号である。

ε−εｏ（１＋αΔｔ）　（６） 但し、ε。二基率温度における圧力媒体の誘電率、α：
圧力媒体固有の定数。

電圧ｖＦＬ３を、例えば変換回路■の演算増幅器Ａ１の
非反転入力端に信号電圧に加算して与えれば、検出器夏
の機構部分にミスマツチング等が原因になって起る零点
温度変動を補正することが出来る。

−一方、スパン温度変動補正用の信号は、電圧ｖＦＬ３
をスイッチｓｗ４．　ｓＷ５よりなるスイッチ回路に加
え、上記主信号パルスと掛算を行い、増幅器Ａ２におい
て上記掛算結果と電圧ｖＦＬ３との引算を行うことによ
って得る。即ち、スイッチＳＷ４は電圧ＶＦＬ３　、、
Ｅ　’　ＶＥ／２を上記主信号パルスでスイッチングし
、平滑回路ＦＬ４に以下の電圧ｖＦＬ４を得る。

・　１．４　Ｋ、４１）　（７） ■　“−°　２　°ｖ７ ＦＬ４　２ 増幅器Ａ２において、この電圧と電圧ｖＦＬ３との引算
を行えば、以下に示すような誘電率８、並びに大刃物理
量ｐに関連した電圧Ｖ　が得られる。

２ ｖＡ２まε・Ｋ１Δｐ −〇〇（’ｌ−＋αΔｔ）ＫＩＴ’　（８）この補正電
圧を、先の零点補正の場合と同様、変換回路ｍ中の演算
増幅器Ａ１の非反転入力端に加えれば、ΔＰの係数が温
度によって変化することになり、検出器ｆの機構部分の
ミスマツチングが原因となって起るスパン温度変動を補
正することが出来る。

〈従来技術の欠点〉 然るに、上記した温度補正信号発生回路■において、平
滑回路ＦＬ２に得られる細工の平均値は理想値に対して
ずれており、平滑回路ＦＬ３に得られる零点変動補正用
信号、並びに増幅器Ａ２より得られるスパン変動補正用
信号は誤差分を含んでいる。

第２図（ｃ）は、平滑回路ＦＬ２のＢ点に得られる電圧
波形を示す。スイッチＳＷ１が上記主信号パルスと同期
して閉じると、Ｂ点の電圧は図のように一定の時定数で
充電され上昇する。時間Ｔ経過後放電が始まりＢ点の電
圧は図のように低下する。時間Ｔ。紅過後スイッチｓｗ
１がオフになると、Ｂ点の電圧はそのまま時間（’ｒ１
＋　’ｒ２）経過する迄保持される。このような充放電
動作は上記主信号パルスが入来する毎に繰り返される。

このような充放電の繰返しにおいて、時間Ｔ経過稜、時
間（Ｔ１＋Ｔ２）迄の信号保持期間Ｔ□が誤差要因とカ
シ、Ｂ点に得られる電圧は理想値Ｔ１・Ｖ７Ｐ’　Ｑよ
り低い値となってしまう。即ち、第２図（Ｃ）において
、一点鎖線ｖ１は理想値Ｔ１・ｖ２／Ｔ０に対応した電
圧レベルを表わす。実線ｖ２は時間（Ｔ工＋Ｔ２）迄の
平均電圧を表わ肱この電圧がＢ点に実際に祷られる電圧
の平均値に対応する。時間Ｔ□が誤差要因となって、Ｂ
点に得られる電圧は理想値より低いものとなってし壕う
。このような誤差分を含む電圧に基づいて温度補正信号
を作り、温度補正を行ったのでは正しい補正は出来ない
。

〈発明の概要〉 この発明の目的は、上記した物理量変換装置において、
上記誤差が本質的に含まれ逢い温度補正信号を発生する
温度補正信号発生回路を実現することにあり、負帰還回
路にスイッチと平滑回路よりなる掛算回路が設けられ、
入力に、上記主信号パルスを平ｆｆｉした電圧、或は上
記インピーダンス素子のインピーダンス値に関連したノ
くルス信号より導いた一定時間幅のパルス信号を平滑し
た電圧を加え、上記スイッチを、上記主信号ノくルスよ
シ導いた一定時間幅のパルス信号、或は上記ノくルス信
号によって駆動するようにした演算増幅器を用い、上記
誤差分の発生しない温度補正信号発生同第３図は本発明
の第１の実施例装置の回路図である。本図において、第
１図における要素と同じものには同一符号を付し説明は
省略する。

温度補正信号発生回路■において、Ａ３は非反転入力端
に上記主信号パルスを平滑した電圧が加えられ、反転入
力端に、互いに逆相的に駆動されるスイッチｓｗ６．　
ｓｗ７　と平滑回路ＦＬ６よりなる掛算回路により、出
力と単安定マルテノ（イブレータＭＭ工から与えられた
一定時間幅Ｔ。の）くルス信号との積に関連した電圧が
加えられている演算増幅器である。

この演算増幅器は次のように動作する。演算増幅器Ａ３
の非反転入力ｖ１及び反転入力ｖ２は以下のように表わ
すことが出来る。

但し、ｖ３：出力電圧。

従って、ｖ３け、 と々る（但し、Ｋ２：定数）。

′　この演算では、負帰還回路中のスイッチｓＷ６゜Ｓ
Ｗ　はワンシ・ットールチ・′イブレータＭＭ１７５・
らの駆動信号によってのみオンオフ駆動される為、出力
電圧Ｖに誤差分が入り込む余地はない。

従って、後段のスイッチＳＷ、ＳＷ３においてこの電圧
を用いてオフオフデユーティ比がＴ２１（Ｔ１＋Ｔ）の
反転主信号パルスと＃ｌ算を行えば、平滑回路ＦＬ３に
誤差の含まれない零点補正用の信号電圧を得ることが出
来、更に後段の回路で、電圧ｖＦＬ３と上記主信号パル
スとの掛算結果と電圧ｖＦＬ３との引算を行えば、演算
増幅器Ａ２の出力に誤差の含まれないスパン温度変動補
正用の信号電圧を得ることが出来る。

〈第２の実施例〉 第４図は本発明の第２の実施例装置の回路図を示す。本
実施例では温度補正信号発生回路■への入力信号の一部
に可変静電容量ＣＴＪ、ＣＨに応じたパルス信号が使用
される場合である。

ＭＭｌは一方の入力にナントゲートＧ２の出力が与えら
れ、他方の入力にインバータＧ６を介しナントゲートＧ
１の出力が与えられた単安定マルチバイブレータで、可
変静電容ｉ　ＣＬが測定される時間Ｔ１の間この容量に
周期が関連し、一定時間幅Ｔ。を有するパルスが出力さ
れ、可変静電容量ＣＨが測定される時間Ｔ２の間この容
量に周期が関連し、一定時間幅Ｔを有するパルスが出力
される。ＦＬ７は単安定マルチバイブレータＭＭ２から
のパルス信号を平滑する平滑回路、Ａは非反転入力端に
平滑回路ＦＬ７からの直流電圧が加えられ、反転入力端
に、互いに逆相的に駆動されるスイッチｓｗ８．　ｓｗ
、と平滑回路ＦＬ８とよりなる掛算回路によシ、出力と
上記主信号パルスとの積に対応した直流電圧が加えられ
た演算増幅器である。

Ａ５は非反転入力端に平滑回路１？Ｌ７からの直流電圧
が加えられ、反転入力端に、互いに逆相的に駆動される
スイッチＳＷ□。、　ＳＷ１□と平滑回路ＦＬ９とより
なる掛算回路により、出力と反転主信号パルスとの積に
対応した直流電圧が加えられた演算増幅器である。

これら演算増幅器の出力は０点で加算され、バッファ増
幅器へ〇を介し出力される。５ｗ１２．５ｗ１３は上記
主信号パルスによって互いに逆相的に駆動されるスイッ
チ、ＦＬよ。は平滑回路、Ａ７は非反転入力端に平滑回
路ＦＬ□。の電圧が加えられ、反転入力端にバッファ増
幅器Ａ６の出力が加えられた演算増幅器である。

次にこのように構成された温度補正信号発生回路■の動
作について説明する。演算増幅器Ａの非反転入力■４と
反転入力ｖ５は以下のように表わすことが出来る。

（１５） 但し、■：出力電圧。

従って、■は、 となる。同様に演算増幅器Ａ５において、出力電圧け、 となる。

従って、加算点Ｃには以下に示す温度に関連した信号電
圧Ｖが得られる。

ｖｌｌＩｖ＋ｖ ６７ （１７） （１６） 第１の実施例における演算増幅器Ａ３の場合と同様、演
算増幅器Ａ４．　Ａ５の出力には誤差分が含まれていな
い為、これらを加算した電圧■を用いて温度補正すれば
、誤差のない正しい零点温度補正が達成出来る。

更に後段のスイッチ５ｗ１２．　５ｗ１３で電圧Ｖ。と
上記主信号パルスとの掛算を行い、平滑回路ＦＬ□。に
以下に示す電圧ｖＦＬ１ｏを得て、 この電圧と、電圧Ｖを適当に分圧したものと引算を演算
増幅器Ａ７において行えば、以下に示す誤差を含まない
スパン温度変動補正用電圧ｖＡ７が得られる。

Ｖ＝Ｖ−Ｖ／２ Ａ７　ＦＬＩＯｃ 〈発明の効果〉 本発明によれば、誤差が本質的に含壕れない温度補正信
号が得られ、検出部の機構的ミスマツチングに起因する
温度賓動誤差を完全に取り除くことが出来る。

伺、上記実施例の説明では検出器■に差動容量型のセン
ナを用いた場合について説明したが、これに限らず、一
方の静電容量のみが大刃物理量に応じて変化し、他方の
静電容量は変化しない単一容量型センサを用いた場合で
も、何等支障なく本発明を実施出来る。また、センサと
して抵抗、インダクタンス等容昨以外のインピーダンス
素子も使用出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の物理量変換装置を示す回路図、第２図は
従来装置における温度補正信号発生回路の動作を説明す
る為の波形図、第３図及び第４図は本発明の実施例装置
を示す回路図である。 Ｉ・・・検出器、■・・・検出回路、■・・・変換回路
、■・・・温度補正信号発生回路、’ＦＬ５．　ＦＬ７
・・・平滑回路、Ａ３．Ａ４．Ａ５・・・演算増幅器、
ｓｗ　ｓｗ　、ｓｗ８゜６　′　７ ｓｗ９　・・・スイッチ、ＦＬ６．　’ＦＬ８．　ＦＬ
９・・・平滑回路。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　大刃物理って応じて少くとも一方のインピーダ
   ンス値が変化する第１．第２のインピーダンス素子を備
   えた可変インピーダンス検出器と、上記インピーダンス
   素子のインピーダンス値に関連したパルス信号を発生さ
   せ、これらパルス信号に基づきオンオフデユーティ比が
   上記インピーダンス素子のインピーダンス値に関連した
   主信号パルスを発生する検出回路と、負帰還回路にスイ
   ッチと平滑回路とよりなる掛算回路を備え、上記主信号
   パルスより導いた一定時間幅のパルス信号と出力との積
   に対応した直流電圧が一方の入力に負帰還供給され、他
   方の入力に上記主信号パルスを平滑した直流電圧が加え
   られた演算増幅器を用いた温度補正信号発生回路と、上
   記主信号パルスに関連した信号に上記温度補正信号発生
   回路からの温度補正信号を用いて温度補正を施こし装置
   出力を発信する変換回路とを具備した物理量変換装置。
2. （２）大刃物ｙｐ＠に応じて少なくとも一方のインピー
   ダンス値が変化する第１．第２のインピーダンス素子を
   備えた可変インピーダンス検出器と、上記インピーダン
   ス素子のインピーダンス値に関連したパルス信号を発生
   させ、これらパルス信号に基づきオンオフデユーティ比
   が上記インピーダンス素子のインピーダンス値に関連し
   た主信号パルスを発生する検出回路と、負帰還回路にス
   イッチと平滑回路上よりなる掛算回路を備え、出力と上
   記主信号パルスとの積に対応した直流電圧が一方の入力
   に負帰還供給され、他方の入力に上記インピーダンス素
   子のインピーダンス値に関連したパルス信号より導いた
   一定時間幅のパルス信号を平滑した直流電圧が加えられ
   た演算増幅器を用いた温度補正信号発生回路さ、上記主
   信号パルスに関連した信号に上記温度補正信号発生回路
   からの温度補正信号を用いて温度補正を施こし装置出力
   を発信する変換回路とを具備した物理量変換装置。