JPS605408Y2 - 二値化回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、振幅が大きく変動するようなアナログ信号を
二値化する二値化回路に関するものである。

バーコード等を光学的に読取ったアナログ信号を二値化
する為に、固定レベル方式と浮動レベル方式とが知られ
ている。

固定レベル方式は、例えば第１図に示すように、比較器
ＣＯＭＰｌに於いて、電源ＳＥからの基準電圧口とアナ
ログ信号イとを比較し、その比較出力へが二値化信号と
なるもので、基準電圧口が固定的であるから、信号の振
幅がほぼ一定の場合にのみ適用し得るものとなる。

又浮動レベル方式は、例えば第２図に示すように、アナ
ログ信号二と、そのアナログ信号二をローパスフィルタ
ＬＰＦを介した信号ホとを比較器ＣＯＭＰ２に於いて比
較するもので、信号ホは入力のアナログ信号二に対応し
て変化するから、アナログ信号二の振幅が変化する場合
でも、そのアナログ信号二を二値化することができる。

バーコードは白黒のコントラストの大きい状態で構成す
ることが望ましいが、例えばクラフト紙に緑や赤による
バーコードや多色混合によるバーコードが使用される場
合がある。

その場合には、信号振幅が小さく、且つ変動し易いもの
となる。

又紙面の凹凸、紙面の汚れ、読取位置変動による焦点ぼ
け等により、光学的に読取ったアナログ信号のバックグ
ランドレベルが大きく変動腰それに伴なって信号振幅が
変化することになる。

このような変動が生じるアナログ信号は固定レベル方式
では正確に二値化できないものとなる。

又浮動レベル方式であって６、その変動が激しい場合に
は基準電圧となるローパスフィルタＬＰＦの出力が入力
のアナログ信号ホの変動に追従できないので、正確な二
値化ができないものとなる。

例えば第３図Ａに示すバーコードＢ１〜Ｂ５を読取った
アナログ信号が同図Ｂの実線二で示すものとすると、ロ
ーパスフィルタＬＰＦの出力は破線ホで示すものとなる
。

従って比較器ＣＯＭＰ２の出力へは同図Ｃに示すものと
なる６即ちバーコードＢ３〜Ｂ５は正確に二値化されな
いものとなる。

このことは、バックグランドレベルが低周波的な変動を
生じ、且つ情報信号も大きく変動するような場合は、従
来の浮動レベル方式による二値化回路でも正確に二値化
できないことを示すものである。

換言すれば、入力信号を遅延及び減衰した比較レベル信
号と入力信号とを比較して二値化する従来例に於いて、
入力信号が大きく変動する場合、その入力信号に出来る
だけ比較レベル信号を追従し得る応答特性としなければ
ならないので、減衰率は１に近いことが望ましいことに
なる。

その場合高周波ノイズを無視すると、入力信号の立上り
又は立下りのエツジにのみ遅延量に対応したパルス幅の
二値化信号が得られることになる。

この二値化信号はバーコードの幅とは無関係のパルス幅
となるから、バーコードの幅で“１゛、“０“′の情報
を示す場合には、正確な二値化信号が得られないことに
なる。

そこで減衰率を０．７〜０．晴度に設定するのが一般で
あるが、その場合は入力信号の変化が大きいときに比較
レベル信号が局部的に追従できないものとなり、前述の
如く正確な二値化ができないものとなる。

本考案は、前述の如き従来の欠点を改善したもので、そ
の目的は、大きく変動するパックグランドレベルに重畳
された振幅変動の大きいアナログ信号の二値化を安定に
行なわせることにある。

以下実施例について詳細に説明する。

第４図は本考案の一実施例の説明図であり、１は増幅器
、２は遅延・減衰回路、３は差動増幅器、４はリミッタ
回路、５は交流結合増幅器、６はアッテネータ、７．１
０は比較器、８はローパスフィルタ、９は電源、１１は
ＡＮＤ回路、ａ〜には各部の信号である。

第５図Ａ−Ｇのａ ” ｋは第４図に於ける各部の波形
の一例を示すものである。

バーコードを黒レベル、背景部を白レベルとすると、そ
のバーコードを光学的に読み取ったアナログ信号は、前
述した如く様々な原因により、例えば第５図Ａの実線ａ
に示すような信号となり、増幅器１により単純にその増
幅率μに従って１倍され、同図実線すのような信号とな
る。

増幅器１の出力すは３つに分岐され、差動増幅器３の一
方の入力端子、遅延・減衰回路２及びローパスフィルタ
８に加えられ、遅延・減衰回路２の出力は同図Ａの破線
Ｃのような信号となり差動増幅器３の他方の入力端子に
加えられる。

遅延・減衰回路２の減衰率はできるだけｌに近づける必
要があり、差動増幅器３の両入力端で相対的に見て０．
９５１Ｗ度に設定するのが望ましい。

従って差動増幅器３の出力即ち増幅器１の出力すと遅延
・減衰回路２の出力Ｃとの差の出力は、同図Ｂの実線ｄ
に示すものとなる。

この信号ｄの波形は正負極性の振幅を有するものとなり
、低周波的な変動がほぼ完全に取り除かれた信号となる
。

しかし局部的な歪が残存している。差動増幅器３の出力
ｄはリミッタ回路４に加えられ、このリミッタ回路４が
バイアスされたダイオードリミッタ回路の場合、その出
力ｅは第５図Ｃの実線ｅのように片側の極性の信号が制
限された信号となる。

このリミッタ回路４は基本的には片側の極性の信号を制
限するもので、振幅圧縮効果を持てば良く、片側の極性
をゼロ電位にリミットすることもでき、その場合は半波
整流を行なう構成となる。

又正負の極性で非対称特性の関数増幅器を用いることも
できる。

リミッタ回路４の出力ｅは、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ
１が接続された交流結合増幅器５て増幅されるので、そ
の出力ｆは第５図りの実線ｆのような低周波成分が除去
されて、情報信号による高周波信号のみが抽出された信
号となる。

即ち交流結合増幅器５の出力ｆは第５図Ｃの一点鎖線Ｖ
ｓに示すような、リミッタ回路４の出力ｅのほぼ平均レ
ベルをゼロ電位として正負に振動する信号となる。

尚交流結合増幅器５の代りにバイパスフィルタを使用す
ることもできる。

結局、リミッタ回路４と交流結合増幅器５とて差動増幅
器３の出力ｄの振幅が圧縮され、且つ振幅の平均化が行
なわれたことになり、第５図りの実線ｆの如く殆んど完
全に零電位を中心とした振幅の信号が得られる。

交流結合増幅器５の出力ｆは更に二値化の精度を高める
ために、比較器７の一方の入力端子とアッテネータ６に
加えられ、アッテネータ６の出力は第５図りの破線ｇに
示すような信号ｇとなり比較器７の他方の入力端子に加
えられる。

尚アッテネータ６の減衰率は２ｎ程度が望ましい。

比較器７で交流結合増幅器５の出力ｆとアッテネータ６
の出力ｇとを比較腰交流結合増幅器５の出力ｆがアッテ
ネータ６の出力ｇよりも小さい間、第５図Ｅの実線りに
示すように比較器７の出力が“°１゛となり、二値化信
号が得られる。

尚第５図Ｅの二値化信号の両端で細いパルス出力が現れ
るのは、ノイズにより比較器７がチャタリングを起こし
ている為であり、比較器７のいずれか一方の入力に対し
て直流分を付加すればこのようなチャタリングを防止す
ることができる。

しかし高精度の二値化を行なう場合、その付加直流分が
誤差の原因となる。

そこで、この実施例に於いては、増幅器１の出力すをロ
ーパスフィルタ８に加えて、第５図Ａの一点鎖線ｉのよ
うな入力信号の低周波成分のみの信号に変え、その信号
ｉを比較器１０の一方の入力端子に加え、且つ電源９よ
り適切な基準電圧を比較器１０の他方の入力端子に加え
て、ローパスフィルタ８の出力１が電源９による基準電
圧よりも大きい間、第５図Ｆの実線ｊに示す如く比較器
１０の出力を“１゛とじ、アナログ信号ａの期間を示す
ゲート信号を形成する。

従ってＡＮＤ回路１１で比較器１０の出力ｊと比較器７
の出力りとの論理積を取ることにより、第５図Ｇの実線
にのように前述のチャタリングによる信号を完全に除去
した二値化信号が得られることになる。

尚第５図Ｇに於いて、余分なパルス２が生じるが、これ
は常に背景レベルの終端部に発生するものであるから、
例えば後段の判定ロジック等で容易に取り除くことがで
きる。

第６図は遅延・減衰回路２の一例の構成を示すもので、
Ｒ２−Ｒ５は抵抗、Ｃ２はコンデンサであって、遅延・
減衰回路は抵抗Ｒ４，Ｒ５の選定により増幅器１の出力
を２分して差動増幅器３に加えるレベルの調整を行なう
ものである。

又遅延量は抵抗Ｒ４，Ｒ５に対応したコンデンサＣ２の
容量の選定で設定される。

第７図Ａはリミッタ回路４の一例を示すもので抵抗Ｒ６
，Ｒ７、ダイオードＤ及び演算増幅器１２により構成さ
れた関数増幅器である。

又第７図Ｂはその動作特性曲線で、横軸は入力電圧Ｖｓ
、縦軸は出力電圧Ｖｅを示し、入力電圧Ｖｓの正側の特
性はＲ７／Ｒ６による傾斜特性となり、負側はダイオー
ドＤによりほぼ一定のｖＬの出力電圧となる。

以上説明したように、この実施例に於いては、大きく変
動するバックグランドレベルに重畳された振幅変動の大
きいアナログ信号ａを、差動増幅器３及び遅延・減衰回
路２より構成される第１の低周波成分除去回路で、アナ
ログ信号ａに含まれるバックグランドレベルによる低周
波成分を除去し、次にリミッタ回路４で前記第１の低周
波成分除去回路の出力の振幅を片極だけ制限し、さらに
前記振幅制限された信号を交流結合増幅器５から成る第
２の低周波成分除去回路に入力することにより再度低周
波成分を除去して局部的な歪を除去すると共に各バーコ
ードに対応する信号の振幅の差が抑制された殆んど完全
に零電位を中心として振動する信号とし、次段の比較器
７で二値化するものであるので、従来の二値化回路では
二値化不能であったり、二値化できても情報信号のパル
ス幅より著しく狭いパルス幅となるような劣悪な波形の
アナログ信号ａをも精度よく二値化するとかできるもの
である。

尚本実施例に於いては、交流結合増幅器５の出力ｆをア
ッテネータ６て減衰させた信号を、比較器７の基準電圧
とするので、交流結合増幅器５の出力ｆの中間点て確実
に二値化される、より精度の高い二値化信号が得られる
。

さらにＡＮＤ回路１１で比較器１０の出力ｊと比較器７
の出力りとの論理積を取っているので、比較器７のチャ
タリングにより発生した信号を完全に取り除いた二値化
信号が得られる。

実験によると、従来の二値化回路では二値化可能なアナ
ログ信号ａの最小信号振幅／最大信号振幅が、パルス幅
の精度まで考慮するとｌ／２〜Ｉ／２．５が限度であっ
たものが、本実施例に於いては１７７〜ｌ１１０迄改善
できるものである。

尚本考案は前述の実施例以外に各部を変更した構成にす
ることも可能であり、例えだ第８図に示す如くバイパス
フィルタ１３及び増幅器１４で第１の低周波成分除去回
路を構成することも可能である。

増幅器１４の出力は第５図Ｂの実線ｄと非常に近似した
信号となるので、次段以降の信号は前記実施例に於ける
各部信号と等しくなり、最終的な二値化信号も同様なも
のが得られる。

また、第９図に示す如く比較器７の基準電圧としてゼロ
電位又はゼロ電位近傍とすることも可能である。

前述した如く、交流結合増幅器５の出力は殆んど完全に
ゼロ電位を中心とした振幅の信号となるので、比較器７
の基準比較電圧をゼロ電位又はゼロ電位近傍としても、
前記実施例に於ける最終的な二値化信号とほぼ変らない
精度の二値化信号が得られる。

尚第８図、第９図に於いて第４図と同一符号は同一部分
を示す。

以上説明したように、本考案は、第１の低周波成分除去
回路により、バックグランドレベル及び振幅が大きく変
動するアナログ入力信号からバックグランドレベルによ
る低周波成分を除去し、この第１の低周波成分除去回路
の出力の少なくとも一方の極性の振幅を振幅制限回路で
制限味その出力を第２の低周波成分除去回路によって、
零レベルを中心とした等振幅の信号とすることにより、
比較器により容易に二値化信号を得ることができる。

従って悪条件のバーコード等の読取信号を二値化する場
合に於いても、バーコードに従った正確な二値化信号を
得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は従来例の説明図、第３図Ａ、 Ｂ、
Ｃは第２図に於ける波形説明図、第４図、第８図、第
９図は本考案のそれぞれ異なる実施例のブロック線図、
第５図は第４図に於ける各部の波形説明図、第６図及び
第７図は本考案の実施例の遅延・減衰回路及びリミッタ
回路の一例の説明図である。 ＣＯＭＰ １ 、 ＣＯＭＰ ２は比較器、ＳＥ、９は
電源、ＬＰＦ、８はローパスフィルタ、イ〜へは各部の
信号、Ｂ１−Ｂ５はバーコード、１，１４は増幅器、２
は遅延・減衰回路、３は差動増幅器、４はリミッタ回路
、５は交流結合増幅器、６はアッテネータ、７，１０は
比較器、１１はＡＮＤ回路、１２は演算増幅器、１３は
バイパスフィルタ、ａ”−には各部の信号である。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. アナログ信号に含まれる所望情報の周波数以下の低周波
   成分を除去する第１の低周波成分除去回路と、該第１の
   低周波成分除去回路の出力信号の少なくとも一方の極性
   の振幅を制限する回路と、該回路により振幅制限された
   信号のほぼ平均レベルを零電位とするよう低周波成分を
   除去する第２の低周波成分除去回路と、該第２の低周波
   成分除去回路の出力を閾値レベルと比較して二値化信号
   を出力する比較器とを具備したことを特徴とする二値化
   回路。