JPS61102186A - 直流無整流子モ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は直流電源のもとで使用される比較的小容量の無
整流子モータに関し、ビデオテープレコーダを始めとす
る記録再生装置や、空冷用ファンモータとして使用して
好適な直流無整流子モータを提供するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、多くの音響機器や、ビデオテープレコーダ、さら
にはフロッピーディスク装置に直流無整流子モータが多
用されるようになってきており、その手軽さから空冷用
ファンモータにまで応用が拡大している。

従来より、この種の直流無整流子モータとしては２相あ
るいは３相の半波駆動方式または全波駆動方式が主流を
占めている。

各駆動方式にはそれぞれ一長一短があり、例えば３相駆
動刃式は２相駆動力式に比べて駆動用パワー素子の数が
少なくてすむ反面、回転子の回転位置を検出する位置検
出素子の数が多く必要になる。

ちなみに、単一電源のもとで動作させるものとして比較
すると、２相全波駆動刃式では８個のノくワートランジ
スタと２個のホール素子が必要になり、３相全波駆動力
式では６個のパワートランジスタと３個のホール素子が
必要になる。

従来から、３相駆動刃式において位置検出素子の数を削
減しようとする試みが数多く行なわれており、その代表
的な技術が米国特許第３，５７７，０５３号（以下、文
献１と略記する。）に開示されている。

前記文献１には、３相半半波駆動式の無整流子モータに
おいて、回転子上に光反射率の異なる第１、第２．第３
の構成要素を有する識別帯を設け、　　。

前記識別帯に光線を照射し、反射光を受光素子で検出す
ることによって回転子の回転位置の変化を前記受光素子
の出力レベルの３段階の変化とじてとらえ、そのレベル
に依存した相巻線に通電するように構成された装置が示
されている。

また、回転子の起動時に偶然に光線が第１の構成要素と
第３の構成要素の境界部に照射されていると、受光素子
の出力レベルが中間の値をとるので、あたかも第２の構
成要素の部分を検出したかのごとく検出回路が動作し、
逆トルクの発生や回転子の振動を招くが、これを防止す
るには受光素子の出力レベル判別回路部をシュミット回
路で構成すれば良いことが解説されている。

これと同じことが特公昭５７−４６３１７号（以下、文
献２と略記する。）に開示されており、前記文献２には
シュミット回路の代わシに、識別帯の第３の構成要素の
部分を検出したことを記憶する記憶回路を設けた駆動回
路装置が示されている。

前記文献１９文献２のいずれにおいても唯一の位置検出
素子と位置検出のための識別帯によって３相半波駆動を
可能にしているが、特別な位置検で 出用の素子をいっさい用いない１相巻線への通電状態を
順次切り換えていく方法も提案され実用化されている（
例えば５ＯＮＹ社の３相無整流子モータ駆動用工ＣのＣ
ｘ２ｏ１１４）。

特公昭５６−３３９５３号（以下、文献３と略記する。

）には、最初は自走型の３相マルチバイブレータの出力
信号によって各相巻線への通電状態を切り換え、回転子
が回転開始してからは３相の固定子巻線のうちの遊休巻
線に現われる発電波形を利用して各相巻線への通電状態
を切り換えるように構成された駆動回路装置が示されて
いる。

しかしながら、前記文献３に示された方法では最初に各
相巻線への通電が無差別的に行なわれるので、一時的に
逆トルクが発生したり、十分な起動トルクが得られない
ためにモータが所望回転速度に達するまでの時間が長く
かかるという不都合があった。

ところで前記文献１および２に示された無整流子モータ
はいずれも３相半波駆動型であるが、これらは構成上の
制約によってその駆動形態を３相半波型に限定される。

すなわち、前記文献１，２に示された形成をとると３６
００の電気角あたＰ：Ｊ３通りの検出しか行なえないの
で、各相巻線への通電状態の切り換えも必然的に３通り
しか許されないことＫなり、ｅ通りの通電状態の切り換
えを必要とする３相全波駆動方式を実現するにはさらに
余分な位置検出素子と識別帯を必要とする。

また、ビデオテープレコーダのシリンダ駆動モータ（ド
ラム駆動モータともいわれる。）などのように位相制御
を必要とするモータでは、一回転に一度あるいは数度の
回転子の絶対位置の検出信号（一般にＰＧパルスと呼ば
れている。）が必要になるが、これについても余分な位
置検出素子と識別帯を必要とする。

さらに、前記文献１に示されているシニミット回路や、
前記文献２に示されている記憶回路などは、アナログ回
路で構成すると規模が大きくなったり、コンデンサなど
の余分な部品を必要とするので、昨今のディジタルＩＣ
の論理素子の微細化傾向（ゲートあたりの生産コストが
急激に下がってきている。）を加味するとディジタル回
路で実現した方が合理的であるが、その反面、位置検出
素子からの出力信号をディジタル回路によって処理した
場合には、処理された後の信号波形は必然的に矩形波状
となってしまい、固定子巻線が回転トルクに寄与しない
余分なトルクを発生して、回転的の騒音や振動の原因と
なる。

これを避けるためには、例えば、特開昭５５−１０００
８８号あるいは特開昭５９−１０９１８８号（以下、文
献４と略記する。）に示されるような方法がきわめて有
効である。

前記文献４に示された直流無整流子モータは、ホール素
子から得られる位置検出信号が種々の要因によって理想
的な正弦波形にならないので、あらかじめディジタル的
なメモリに正弦波形情報を格納しておき、モータに連結
された周波数発電機の出力信号（一般にＦＧ倍信号呼ば
れる。）によって前記メモリの情報を順次読み出し、ア
ナログ電圧に変換して、理想に近い正弦波状の連動電流
を作りだすものであるが、この技術は位置検出信の 号の処理ソイジタル化に伴う前記した諸問題の解消にも
寄与する。

ただ、前記文献４に示された方法は、従来のようにアナ
ログ的に処理を行なう方法に比べて回路規模がかなりの
ものになり、また、各相ごとに別個にディジタル情報を
アナログ量に変換する構成になっているので、アナログ
量に変換されてからの各相のバランスを精度良く保つ必
要があるなどの難点も有している。

発明の目的 本発明は１回転子の回転位置の検出機構が簡素化される
とともに、回転時の振動や騒音のきわめて少ない直流無
整流子モータを提供するものである。

発明の構成 本発明の直流無整流子モータは、回転子の回転位置を検
出して、各々が前記固定子巻線の相数によって定まる等
しい電気角の活性区間を有する複数の位置検出信号を発
生する位置検出手段と、前記回転子が回転したときに、
前記位置検出信号のそれぞれの活性区間を少なくとも３
分割するだけの周波数を有する回転検出信号を発生する
回転検出手段と、外部から供給される電圧もしくは電流
に依存した駆動指令信号を発生するとともに、起動時に
おいては、前記複数の位置検出信号に基いて前記固定子
巻線の通電相を切り換えるようになし、起動後は特定の
位置検出信号の所定のエツジを基準にして前記回転検出
信号のエツジが到来するととに出力電流を前記駆動指令
を流に比例したステップで段階的に切り換える駆動信号
発生回路と、前記駆動信号発生回路の出力電流に比例し
た電流を前記固定子巻線に供給する駆動手段を具備した
ことを特徴とするもので、特に、ディジタル的なメモリ
を用いることなく出力電流値が段階的に変化する信号を
発生させるとともに、外部から供給される電圧もしくは
電流に依存した駆動指令電流を前記出力電流に反映させ
、しかも、唯一のステップ電流発生回路から複数の相の
固定子巻線への出力電流を発生させるように構成するこ
とによって、回路規模を大きくすることなく、各相のバ
ランスをも良好に保つことのできる新規な直流無整流子
モータを実現するものである。

実施例の説明 以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明
する。

第１図は本発明を実施するために構成されたモータの要
部の展開図を示したもので、３相の固定子巻線１，２．
３がたがいに星形結線され、前記固定子巻線１〜３に対
向して、図示されてはいない回転子に装着された永久磁
石４が配置されている。

前記永久磁石４の主要部は８極に着磁された主磁極が占
め、その内周部（図には示されていないが、第１図番で
おいて前記永久磁石４の上側が回転子の内周部で、下側
が外周部であるとする。）にばＮ極着磁された第１の構
成要素部分６ａと、着磁されていない第２の構成要素部
分６ｂと、Ｓ極着磁された第３の構成要素部分５Ｃが周
方向に交互に配置された円環状の識別帯５を有している
。

また、前記識別帯５に対向して回転子の回転位置検出素
子として準備されたホールＩＣ（チップ上にホール発電
体と池の回路を１同居さイた集積回路。）６が配置され
ている。

一方、前記永久磁石４の主磁極の外周側には９６極に着
磁された発電帯が設けられ、この発電帯に対向して、径
方向に回折された９６箇所の発電要素部分を有するジグ
ザグ状の発電巻線７が配置されている。

さらに、前記固定予巻ｉ１．２．３の引き出し線は、そ
れぞれ第１の給電端子Ｕ、第２の給電端子Ｖ、第３の給
電端子Ｗに接続され、星形結線された中点は端子Ｘに接
続されている。

なお、前記ホールｌＣｅ５はプラス側給電端子６ａ。

マイナス側給電端子ｓｂ、出力端子６Ｃを有しており、
前記発電巻線７の引き出し線は出力端子７ａ。

７ｂに接続されている。

さて、第２図は本発明の一実施例における直流無整流子
モータのブロック構成図を示したものである。

第２図においてブロック１０は第１図に示されたモータ
ブロックの内部結線を施したもので、前記モータブコッ
ク１０において、中点端子ＸとホールＩＣ６のプラス側
給電端子６ａの間には限流抵抗８が接続され、前記ホー
ルＩｃｅのマイナス側給電端子６ｂと発電巻線°了の一
方の出力端子７ｂは共通後続されて接地端子Ｇに接続さ
れ、前記ホールＩＣｓの出力端子６Ｃは位置検出端子Ｐ
に接続され、前記発電巻線７の他方の出力端子７ａは回
転検出端子ＦＫ接続されている。

前記位置検出端子Ｐには後に説明する処理回路によって
モータの回転位置に依存して３段階にレベルの変化する
位置検出信号が出力されるが、この位置検出信号は分配
器１００によって３本の信号線路１００ｎ、１００ｇ、
１００ｚに分配されて、さらに、順序回路２００によっ
て条件付は処理が行なわれて駆動信号発生回路３００に
送出される。

一方、前記回転検出端子Ｆと前記接地端子Ｇに現われる
信号は増幅器４００によって十分な振揺に増幅された後
に前記駆動信号発生回路３００に供給されるとともに、
モータの回転サーボ用の速度検出信号としてＡ端子に供
給され、前記信号線路１００ｎ、１００ｓに現われる信
号は抽出回路ＳＯＯによってモータの一回転に一回の信
号が取シ出されて同じくモータの回転サーボ用の位置検
圧信号としてＢ端子に供給されている。

なお、本発明においてはモータの回転サーボンステムに
は言及しないが、ここでは前記Ａ端子。

Ｂ端子から得られる速度情報と位置情報をもとにＥ端子
を介して前記駆動信号発生回路３００ｉＣ誤差電圧を帰
還するものとする。

さて、前記駆動信号発生回路３ｏｏｙおいては前記順序
回路２００から供給される回転位置検出信号と回転方向
の識別信号および加速指令信号をもとに３相の巻線駆動
信号を作り出して駆動回路６００に送出し、前記駆動回
路６００では前記巻線駆動信号を電流増幅したうえで、
Ｕ端子、■端子、Ｗ端子を介して３相の固定子巻線１〜
３への通電を行なっている。

さらに、ＲＥＶ端子に印加されるモータの回転方向の正
逆切換信号は、前記順序回路２００に供給され、■端子
に印加されるモータの停止・回転の指令信号は前記駆動
信号発生回路３００に供給され、前記駆動信号発生回路
３００において論理的な処理をされたうえで、信号線路
３００ｂを介して前記順序回路２００にも供給されてい
る。

実施例においては前記ＲＥＶ端子が低電位にあるときに
モータが正方向に回転し、高電位にあるときには逆方向
に回転し、前記Ｉ端子が低電位にあるときに固定子巻線
への通電は停止され、高電位にあるときには固定子巻線
への通電が行なわれるように構成されている。

第２図の実施例において、ホールエＣ６の３値レベルの
出力信号を３本の信号線路１００ｎ。

１００ｓ、１００ｚに２値信号として分配する分配器１
　ｏｏｉ、異なるスレシホールド電圧を有する２個のコ
ンパレータによって容易に実現でき、増櫂器４ｏ○につ
いても単なる交流増幅器であるので、ここでは内部構成
の説明は省略し、その他の回路ブロックについて実際の
回路構成例を示しながら簡単な動作の説明を行なう。

まず、第３図はホールＩｃｅの具体的な構成例を示した
回路結線図であり、よく知られているバンドギャップ基
準電圧源などを用いた定電圧回路部６１と、シリコン基
板上に形成されたホール発電体６２と、その他の信号処
理回路部分から構成されている。

第３図のホール発電体６２が第１図に示された識別帯６
のＮ極着磁された部分に対向しているときには前記ホー
ル発電体６２の一方の出力端子６２ａの電位が上昇し、
他方の出力端子６２ｂの電位は下降する。

したがって、トランジスタ６３のコレクタ電位が下降し
、トランジスタ６４のコレクタ電位が上昇するので、定
電流トランジスタ６５に流れ込む電流の殆んどがトラン
ジスタ６ｅのコレクタ電流となる。

なお、第３図の回路において、前記定電流トランジスタ
６５のエミッタ側に接続された抵抗６７と、定電流トラ
ンジスタ６８のエミッタ側に接続された抵抗６９の抵抗
比率が３対４に設定されているので、前記定電流トラン
ジスタ６５のコレクタ電流を４・工。とすると、前記定
電流トランジスタ６８のコレクタ電流はほぼ３・工。と
なる。

また、プラス側のカレントミラー回路を構成する受電ト
ランジスタ７０のエミッタ側に接続された抵抗７１と、
定電流トランジスタ７２．７３のエミッタ側に接続され
た抵抗７４．７５の抵抗値が等しくなるように設定され
、定電流トランジスタ７６のエミッタ側に接続された抵
抗７７の抵抗値が前記抵抗７１の抵抗値の３倍に設定さ
れているので、前記定電流トランジスタ７２．７３のコ
レクタ電流はいずれも最大値でほぼ３・１０となり、前
記定電流トランジスタ７６のコレクタ電流はほぼ工。と
なる。

しだがって、前記トランジスタ６６のコレクタ電流の４
分の３は前記定電流トランジスタ７３から供給され、残
りの４分の１だけがトランジスタ７８の第１コレクタ７
８ａから供給される。

このとき、出力端子６Ｃに接続された負荷抵抗７９には
前記トランジスタ７８の第２コレクタ７ｓｂから工。の
電流が供給されるとともに、前記定電流トランジスタ７
６からも！。の電流が供給されるので、前記抵抗７９の
抵抗値をＲｏとしたとき、前記出力端子６Ｃには２・Ｒ
ｏなる電位が現われる。

反対に、前記ホール発電体６２が前記識別帯６のＳ極着
磁された部分に対向しているときには、前記定電流トラ
ンジスタ６５に流れ込む電流の殆んどがトランジスタ８
ｏのコレクタ電流となり、トランジスタ８１の第１コレ
クタ８１ａと第２コレクタ８１ｂにもそれぞれ工。なる
電流が流れ、前記第２コレクタ８１ｂの電流はトランジ
スタ８２とトランジスタ８３によって構成されたカレン
トミラー回路に供給される。

したがって、このときには前記定電流トランジスタ７６
のコレクタ電流の殆んどあるいはすべてが前記トランジ
スタ８３のコレクタに流れ込み、前記出力端子６Ｃの電
位は零となる。

一方、前記ホール発電体６２が前記識別帯５の無着磁部
分に対向しているときには前記トランジスタ６６．８０
のコレクタ電流はほぼ乎衡するので、前記トランジスタ
６６．８０のコレクタ電流のすべてが前記定電流トラン
ジスタ７２．７３から供給されて前記トランジスタ７８
．８１のコレクタ電流は零となり、前記負荷抵抗７９に
は前記定電流トランジスタ７６のコレクタ電流だけが供
給されて前記出力端子６Ｃの電位は工。・Ｒｏとなる。

このようにして前記ホール発電体６２の前記識別帯５へ
の対向位置によって前記ホールＩＣａの出力電圧は３段
階に変化する。

第４図は第１図および第２図のように構成された直流無
整流子モータの主磁極と識別帯の相対的な位置関係と前
記ホールＩｃｅから得られる位置検出信号の変化のもよ
うを示したもので、回転子上に設けられた識別帯６と固
定子上に配置されたホールＩｃｅの相対的な回転角度が
第４図の機械角もしくは電気角で示される如く変化した
とき、それに対応して前記ホールＩｃｅの出力電圧は第
４図Ａのように変化する。

つぎに、第５図は第２図に示された□！口序回路２００
の具体的な構成例を示したもので、それぞれの第１の入
力端子と出力端子が互いにクロスカップリング接続され
たＮＡＮＤゲート（正論理の否定論理積ゲート）２０１
．２０２によって構成された第１の論理ブロック２１０
と、それぞれの第１の入力端子と出力端子が互いにクロ
スカップリング接続されたＮＡＮＤゲート２０３，２０
４ならびに第１の入力端子が前記ＮＡＮＤゲート２０２
の出力端子に接続され、出力端子には前記ＮＡＮＤゲー
ト２０３の第２の入力端子が接続されたＮＡＮＤゲート
２０５による第２の論理ブロック２２０と、第１の入力
端子が前記ＮＡＮＤゲ−１２０４の出力端子に接続され
、出力端子には前記ＮＡＮＤゲート２ｏ２の第２の入力
端子が接続されたＮＡＮＤゲート２ｏ６ならびに入力端
子が前記ＮＡＮＤゲート２０５の出力端子に接続された
インバータ２０７による第３の論理ブロック２３０によ
って主要部が構成され、前記ＮＡＮＤゲート２０４の第
２の入力端子は前記ＮＡＮＤゲ−ト２０２の出力端子に
接続されている。

また°、前記ＮＡＮＤゲート２ｏ６の第２の入力端子は
、第２図の信号線路１００ｚに接続される入力端子ｚ１
に接続されるとともに、前記ＮＡＮＤゲート２０１の第
２あるいは第３の入力端子ならびに前記ＮＡＮＤゲート
２０５の第２の入力端子は、ＮＡＮＤゲート２ｏｓ、　
２ｏｅ；ｓおよびＮＡＮＤゲート２１１，２１２，２１
３．インバータ２１４によって構成された入力信号切換
回路を介して、第２図の信号線路１０ｏｎに接続される
入力端子！１１あるいは信号線路１００８に接続される
入力端子１！１に接続されるように構成され、その接続
状態は正逆転の切シ換えのためのＤ７リツプ７゜ツブ２
１５の出力レベルに応じて切り換えられる。

さらに、後述する通電モード判別回路３６０から第２の
出力信号が供給されるｂｋ１端子には前記ＮＡＮＤゲー
ト２０２，２０４の第３の入力端子が接続されている。

なお、第２図の＠動信号発生回路３００に駆動指令信号
を供給するだめの出力端子ｓ２．ｎ２．ｚ２はそれぞれ
前記ＮＡＮＤゲー）２０１，２０３゜インバータ２０７
の出力端子に接続されている。

−万、ＮＡＮＤゲート２２１とＮＡＮＤゲート２２２の
一方の入力端子と出力端子がクロスカップリング接続さ
れ、前記ＮＡＮＤゲート２２１の他方の入力端子と前記
ＮＡＮＤゲート２２２の他方の入力端子はそれぞれイン
バータ２２３，２２４の出力端子に接続され、前記イン
バータ２２３の入力端子はｓ１端子に接続され、前記イ
ンバータ２２４の入力端子はｎ１端子に接続され、前記
ＮＡＮＤゲート２２２の出力端子には前記Ｄフリップフ
ロップ２１５のＤ端子が接続されている。

また、ＮＡＮＤゲート２２５とＮＡＮＤゲート２２６の
一方の入力端子と出力端子がクロスカップリング接続さ
れ、さらにＮＡＮＤゲート２２７とＮＡＮＤゲート２２
８の一方の入力端子と出力端子がクロスカップリング接
続され、前記ＮＡＮＤゲート２２５の出力端子にはＮＡ
ＮＤゲート２２９の第１の入力端子と前記ＮＡＮＤゲー
ト２２８の第２の入力端子が接続され、前記ＮＡＮＤゲ
ート２２５の他方の入力端子と前記ＮＡＮＤゲート２２
９の第２の入力端子は前記インバータ２２３の出力端子
に接続され、第２図の増幅器４００の出力信号が供給さ
れるｆ１端子には前記ＮＡＮＤゲート２２９の第３の入
力端子とインバータ２３１の入力端子が接続され、前記
ＮＡＮＤゲート２２９の出力端子には前記ＮＡＮＤゲー
ト２２７の他方の入力端子が接続され、前記ＮＡＮＤゲ
ート２２７の出力端子と前記インバータ２３１の出力端
子にはそれぞれＮＡＮＤゲート２３２の入力端子が接続
され、前記ＮＡＮＤゲート２３２の出力端子には前記Ｎ
ＡＮＤゲート２２６の他方の入力端子が接続されている
。

さらに、前記ＮＡＮＤゲート２２８の第３の入力端子は
ｂｋ１端子に接続され、前記ＮＡＮＤゲー）２２Ｂの出
力端子には前記Ｄフリップ７０ツブ２１５のクロック端
子が接続され、前記Ｄフリップフロップ２１５のセット
端子とリセット端子はそれぞれＡＮＤゲート２３３，２
３４の出力端子に接続され、前記ＡＮＤゲート２３３．
　２３４の一方の入力端子はいずれもインバータ２３５
を介してｂｋ１端子に接続され、前記ＡＮＤゲート２３
３の他方の入力端子とインバータ２３６の入力端子およ
びＮＡＮＤゲート２３７の入力端子はＲＥＶ端子に接続
され、前記インノく一夕２３６の出力端子には前記ＡＮ
Ｄゲート２３４の他方の入力端子とＮＡＮＤゲート２３
８の一方の入力端子が接続され、前記ＮＡＮＤゲート２
３７．　２３８の他方の入力端子は、それぞれ前記Ｄフ
リップフロップ２１６の出力端子と反転出力端子に接続
され、前記ＮＡＮＤゲート２３７．　２３９の出力端子
にはそれぞれＮＡＮＤゲート２３９の入力端子が接続さ
れ、前記ＮＡＮＤゲート２３９の出力端子には回転方向
不一致信号を送出するためのｅｎ１端子が接続されてい
る。

なお、前記Ｄフリップフロップ２１５の出力電子には回
転方向の判別結果を送出するためのｄτ１端子が接続さ
れている。

以上のように構成された順序回路の位置検出信号の処理
回路部の動作の概要を第４図に示された位置検出信号の
出力信号波形に基いて説明する。

まず、第４図Ａの信号波形はすでに説明したように第２
図のホールＩＣｓの出力信号を示したものであり、第４
図Ｂ、　　Ｃ，Ｄの信号波形は前記ホールＩｃｅをもと
に分配器１ｏｏによって信号線路１００ｎ、１００ｇ、
１００ｚに分配された後の各信号線路に現われる信号波
形である。

なお、以後の論理回路の動作説明においては、すべて正
論理を用い、各信号線路が高電位にあるときに活性状態
にあるものとし、高電位の状態を”１”で表現し、低電
位の状態を”０”で表現する。

モータの回転が停止しているときや、電源の投入直後に
は後に説明するように、第２図のｂｋ１端子のレベルは
０″になっており、それによってＮＡＮＤゲート２０２
．　２０４．　２２８の出力レベルは強制的に１″に移
行せしめられる。

また、Ｄフリップフロップ２１５についても同様で、ｂ
ｋ１端子のレベルが”０′になっている間は前記Ｄフリ
ップフロップ２１５の出力レベルがＲＥＶ端子のレベル
と同じになるように初期化される。

したがって、モータが停止しているときや、起動直後に
はｎ２端子、ｓ２端子、ｚ２端子のレベルは、ｎ１端子
、８１端子、！１端子のレベルと同じになっている。

いま仮に、第２図のホールＩＣｓが第４図の電気角が０
°の位置に対向しているものとすると、ｚ２端子のレベ
ルが′１１となり、ｎ２端子、ｓ２端子のレベルは９０
″となるが、この状態はｂｋ１端子のレベルが”１″に
移行した後も続き、モータの回転子が回転を開始して前
記ホールＩｃｅが識別帯５のＮ極着磁された部分に対向
すると２１端子のレベルが”０”に移行し、代わってｎ
１端子ルベルが”１”に移行する。

ただし、ここではＲＥＶ端子の論理は”０″に保持され
ていてモータの回転子は正方向回転をするものとする。

ｎ１端子のレベルが”１”に移行する以前にＮＡＮＤゲ
ート２０２の出力レベルが”１”にな−〕でいるので、
続いてＮＡＮＤゲート２０６の出力レベルが”ｏ″に移
行し、ＮＡＮＤゲート２０３とＮＡＮＤゲート２０４に
よるゲート対の出力状態を反転させて、前記ＮＡＮＤゲ
ート２０３の出力レベルは“１″になり、前記ＮＡＮＤ
ゲート２０４の出力レベルは”Ｏ″となる。

この変化によってｚ２端子のレベルは”０”に移行し、
ｎ２端子のレベルが１”に移行する。

さらに回転子が回転して、前記ホールＩｃｅが第４図の
電気角１８ｏ０の位置にさしかかると、第４図りに示す
ように、ｚ１端子のレベルが再び”１”に移行するが、
この時点では前記ＮＡＮＤゲート２０４の出力レベルが
”Ｏ”に移行しているので、第３の論理ブロック２３０
に変化は生じず、ｎ２端子、ｓ２端子、ｚ２端子の出力
状態も変化しない。

続いて、！１１端子のレベルが”１″になると、それ以
前に前記ＮＡＮＤゲート２ｏ６の出力レベルが”１”に
なっているので、ＮＡＮＤゲート２０１とＮＡＮＤゲー
ト２０２によるゲート対の出力状態が反転してＳ２：喘
子のレベルう・”１”しζ移行し、ｎ２端子のレベルは
０”（こ移行する。

結局、第６図に示された順序回路はあらかじめ順序づけ
された通りに入力端子が活性状態になったときにのみ、
入力を出力に反映させる機能を有している。

このようにして第６図のｎ１端子、ｓ１端子。

ｚ１端子に第４図Ｂ、　　Ｃ，Ｄに示すような位置検出
信号が供給されたとき、ｎ２端子、ｓ２ｉ子。

２２端子には第４図Ｅ、　　Ｆ、　　Ｇに示すような駆
動指令信号が出力される。

第４図からも明らかなように、第５図の：：Ａ序回路を
用いることにより、識別帯５に他の情報を入れておくこ
とも可能となる。

例えば、第４図の識別帯の電気角５４００近辺に他の部
分とは異なるパターンで着磁されているが、モータの回
転子が回転している間はこの特異パターンは順序回路の
出力状態に影響を及ぼさないため、後述するように積極
的に他の目的に利用することができる。

ところで、第５図に示された順序回路の上側の論理回路
は、モータの回転子が正方向に回転している状態と逆方
向に回転している状態とでは、ｎ１端子、８１端子、ｚ
１端子が活性状態に移行する順序が異なることを利用し
た回転方向の検出機能を有しているが、この動作の概要
を第６図および第７図に示した信号波形図に基いて説明
する。

まず、第６図Ａ、　　Ｅ、　　Ｃ，Ｄはそれぞれ、モー
タが正方向に回転している状態でのｔ１端子、　　ｎ１
端子、８１端子、！１端子に供給される信号波形を示し
たものでちり、第６図ＥはこのときのＮＡＮＤゲート２
２２の出力信号波形であり、第６図Ｆ。

Ｇ、　　Ｈ，Ｉ、　　１．　　ＫはそれぞれＮＡＮＤゲ
ート２２５．２２６，２２９，２２７，２２８，２３２
の出力信号波形であり、第６図り、　Ｍはそれぞれｄｒ
１端子、ｅｎ１端子に送出される信号波形である。

第６図において、時刻ｔ１以前の５１端子のレベルが１
″になっている期間は、ＮＡＮＤゲート２２２とＮＡＮ
Ｄゲート２２１によるＲＳフリフプフロソプはリセット
され、ＮＡＮＤゲート２２５とＮＡＮＤゲート２２６に
よるＲＳフリノグ７０フグはセットされ、また、それ以
前にＮＡＮＤゲート２２７とＮＡＮＤゲート２２８によ
るＲＳフリップ７０ツブはリセットされているので、ｓ
１端子の信号のトレイリングエツジが到来した後に、時
刻ｔ１　において、１１端子に供給されるＦＧ倍信号リ
ーディングエツジが到来したとき、前記ＮＡＮＤゲート
２２９の出力レベルが０″に移行し、その結果、前記Ｎ
ＡＮＤゲート２２７と前記ＮＡＮＤゲート２２８による
ＲＳフリップ７０スプの出力状態が反転して、前記ＮＡ
ＮＤゲート２２７の出力レベルが１”に移行する。

時刻ｔ２　において、ＦＧ倍信号トレイリングエツジが
到来すると、前記ＮＡＮＤゲート２３２の出カンベルが
”Ｏ″に移行するので、前記ＮＡＮＤゲート２２５と前
記ＨＡＮＤゲート２２６によるＲＳフリップフロップの
出力状態が反転して、その結果、前記ＮＡＮＤゲート２
２７と前記ＮＡＮＤゲート２２８によるＲＳフリップ７
０７ブの出力状態も反転し、前記ＮＡＮＤゲート２３２
の出力レベルは再び１”に戻る。

時刻ｔ２における前記ＮＡＮＤゲート２２８の出力レベ
ルの”１”への移行によってＤフリ、ツブフロップ２１
５がトリガされ、トリガ時点の前記ＮＡＮＤゲート２２
２の出力レベルは１０”になっているから、前記Ｄフリ
ップフロップ２１５の出力レベルも＠ＯＩ＋になる。

時刻ｔ３から時刻ｔ４にかけての動作や、時刻ｔ６から
時刻ｔ６にかけての動作も同じであり、モータの回転子
が正方向に回転している限り、前記Ｄフリップフロップ
２１５の出力レベルは”０″になり、このときにＲＥＶ
端子を介して正方向回転の指令信号が与えられていたと
すると、ＮＡＮＤゲート２３８の出力レベルが”ｏｎに
なるので、ＮＡＮＤゲート２３９の出力レベルが１″に
なる。

一方、モータの回転子が逆方向に回転しているときには
、第５図の各部の信号波形は第７図のようになり、時刻
ｔ２において前記Ｄフリップフロップ２１５がトリガさ
れる直前の前記ＮＡＮＤゲート２２２の出力レベルは常
に１“である。

したがって、前記Ｄフリップフロップ２１５の出力レベ
ルも常に”１”になり、ＲＥＶ端子には正方向回転の指
令信号が与えられていたとすると、前記ＮＡＮＤゲート
２２９の出力レベルがｏ″になって、指令に対して反対
方向の回転であることを示す出力信号がｅｎ１端子に送
出される。

なお、ｄｒ１端子には前記Ｄフリップ７０ツブ２１５の
出力信号が印加されるので、この端子のレベルは、モー
タの回転子が正方向に回転しているときには０”になシ
、モータの回転子が逆方向に回転しているときには”１
″になる。

つぎに、第８図は本発明の駆動信号発生回路嵐３００の
一例における機能別ブロック構成例を示したもので、Ｅ
端子には比較的広い入力ダイナミックレンジを有する演
算増幅器３１０の反転入力端子と、モータの加速・減速
の判別のだめのコンパレータ３２０の反転入力端子が接
続され、前記演算増幅器３１０の非反転入力端子と前記
コンパレータ３２０の非反転入力端子はともに基準電圧
源３３０に接続され、前記演算増幅器３１０の出力は電
流分配回路３４０に供給され、前記コンパレータ３２０
の出力は加速方向判別回路３５０に供給されている。

また、ｆ２端子を介して第２図の増幅器４００の出力信
号であるＦＧ倍信号、通電モード判別回路３６０とステ
ップ電流発生回路３７０に供給され、■端子に印加され
る初期化信号が前記通電モード判別回路３６０および前
記ステップ電流発生回路３７０に供給され、第５図のｎ
２端子に現われる信号がｎ３端子を介してモード切換回
路３８０に供給され、第５図の８２端子に現われる信号
がｓ３端子を介して前記通電モード判別回路３６０と前
記ステップ電流発生回路３７０ならびに前記モード切換
回路３８０に供給され、第５図の２２端子に現われる信
号が２３端子を介して前記モード切換回路３８０に供給
され、第５図に示された順序回路のｄｒ１端子から送出
される回転方向の判別信号がｄｒ２端子を介して前記モ
ード切換回路３８０と合成回路３９０に供給され、第６
図のｅｎ１端子から送出される回転方向不一致信号はｅ
ｎ２端子を介して前記演算増幅器３１０と前記−加速方
向判別回路３６０に供給されている。

さらに、前記ステップ電流発生回路３７０の内部で作り
だされた３相分のステップ信号と通電方向切換信号は、
それぞれ前記合成回路３９０と前記モード切換回路３８
０に供給され、前記モード切換回路３８０の３相分の出
力信号も前記合成回路３９０に供給されている。

なお、前記合成回路３９０の６種類の出力信号は、−す
れぞれＵｐ　端子、Ｖｐ　端子、Ｗｐ　’４子、ＵＮ端
子、ｖＮ端子、ＷＮ端子に接続されている。

さて、第８図の駆動信号発生回路３００の具体的な説明
に入る前に、第１図および第２図に示された直流無整流
子モータの固定子巻線への通電状態の切り換え動作につ
いて説明する。

第１図と第２図からも明らかなようＫ、本発明の実施例
として説明している直流無整流子モータでは回転子の静
止位置の検出手段としては、３種類の構成要素を有する
円環状の識別帯Ｓと、准−のホールＩｃｅを備えている
だけであるから、回転子の静止位置に応じて３通りの識
別しかできない。

ところが、よく知られているように３相全波、駆動の形
態をとろうとすれば、回転子の静止位置に応じて６通り
の位置検出情報が必要になる。

第２図に示された直流無整流子モータでは、モータの回
転速度がある程度上昇するまではホールＩｃｅの出力信
号をもとに３相の固定子巻線１゜２．３のすべてに電流
を供給することによって金分に電流を流して起動トルク
の低下を防ぎ、モータの回転速度が上昇して発電巻線７
から十分な信号が得られた後は、前記発電巻線７の出力
信号と前記ホールＩｃｅの出力信号をもとに３相全波駆
動のための通電切換信号を駆動信号発生回路３００の内
部で作りだすように構成されている。

この駆動形態の切り換えの原理を第９図を用いて説明す
る。

第９図Ａは第１図のモータ構造において永久磁石４の主
磁極が正弦波着磁されている場合の各固定予巻＠１．２
．３に電流を流したとき、こ発生するトルク特性を示し
たもので、第１図において固定子巻線１〜３．ホールＩ
Ｃｓ、発電巻線７を含む固定子側が右に移動する場合の
回転トルクを正方向としている。

第９図Ａにおいて、特性曲線ｕａは第１図の固定子巻線
１にＵ端子からＸ端子方向に電流を流したときに発生す
るトルクを表しており、特性曲線ｕｂは前記固定子巻線
１にＸ端子からＵ端子方向に電流を流したときに発生す
るトルクを表している。

また、特性ｌ線ｖａは固定子巻線２にＶ端子からＸ端子
方向に電流を流したときに発生するトルクを表しており
、特性曲線ｖｂｉ徒前記固定子巻線２にＸ端子からＶ端
子方向に電流を流したときに発生するトルクを表してい
る。

さらに、特性曲線Ｗａは固定子巻線３に！Ｗ端子からＸ
端子方向に電流を流したときに発生するトー　ルクを表
しており、特性曲線ｗｂは前記固定子巻線３にＸ端子か
らＷ端子方向に電流を流し元ときに発生するトルクを表
している。

一方、第９図Ｃは星形結線された３相の固定子巻線の任
意の２相に通電したときの正方向の発生トルクを、第９
図Ａに示した個々の固定子巻線における発生トルク比で
示したもので、よく知られているように、３相全波駆動
のモータではこれらの曲線の包絡線が実際の出力トルク
波形となる。

すなわち、第９図Ｃにおいて、特性曲線ｗ’ｖは第１図
のＷ端子からＶ端子方向に電流を流したときに発生する
トルク、特性曲線ｕｖばＵ端子からＶ端子方向に通電し
たときに発生するトルク、特性曲線ｕｗはＵ端子からＷ
端子方向に通電したときに発生するトルク、特性曲線ｖ
ｗはＶ端子からＷ端子方向に通電したときに発生するト
ルク、特性曲線ｖｕはＶ端子からＵ端子方向に通電した
ときに発生するトルク、特性曲線ｗｕはＷ端子からＵ端
子方向に通電したときに発生するトルクをそれぞれ表し
ている。

各固定子巻線が発生する最大トルクを１とすれば、３相
全波駆動においてはｅＯｏの電気角ごとに各固定子巻線
への通電切り換えが行なわれるので、合成した後の最大
トルクＴ工ａ１＋　最小トルクτ工、１．平均トルク”
ａｖｌは次式によって与えられる。なお、ここで各トル
クはすべて無単位化して単なる指数で表している。

”ｍａｌ−”（πハ）＋５ｉｎ（２−ｒ／’３）屋、７
３　　・＝　（１）”ｍｉｌ”””（πＺ６　）＋ＩＪ
　ｉ　ｒｌ　（Ｗ７今）ギ、５・・・・・・・・（２）
・・・・・・（３） 第７図りはすでに説明したホールＩＣｓの出力信号波形
を示したものであるが、モータの回転子が停止している
状態においては、位１検出情報としては前記ホールＩＣ
ｓの出力信号しか用いることができない。

３種類の位置検出情報だけを用いてモータを起動させる
には３相半波、駆動の形容をとることが考えられるが、
その場合には第２図の星形結線さ几た固定子巻線の中点
であるＸ端子をプラスあるいはマイナスダ１ｊの給電線
路に方接接続するためのパワースイッチング素子が必要
になる。

本発明の実施例では以下に述べる方法によってこのよう
な不都合を解消している。

位にある区間を第１の通電区間、低電位にある区間を第
２の通電区間、中間電位にある区間を第３の通電区間と
し、前記第１の通電区間においては第２図のＵ端子から
Ｖ端子およびＷ端子への通電を行ない、前記第２の通電
区間においてはＶ端子からＷ端子およびＵ端子への通電
を行ない、前記第３の通電区間においてはＷ端子からＵ
端子およびＶ端子への通電を行なう。

このとき、３相の固定子巻線１，２．３による合成トル
ク特性は第９図Ｂのようになり、特性面線ｕＣが前細第
１の区間における通電による発生トルク、特性曲線ＶＣ
が前記第２の区間における一通゛電による発生トルク、
特性曲線ＷＣが前記第３の区間における通電による発生
トルクをそれぞれ表している。　・ したがって、理想的なタイミングで通電切り換えが行な
われたときのモータの出力トルクは第９図Ｂの特性曲線
の包絡線に等しくなり、３相の固定子巻線のうち主たる
巻線には他の２相の固定子巻線の電流の和に等しい電流
が流れることを考慮して最大トルクＴ。１ｌａ２ｖ最小
トルクＴｍ１２＊　平均トルクＴａｖ□を求めるとつぎ
のようになる。

Ｔ！１ｏａ２−（４／３）　　・ｓｉｎ（π／２　）＋
　（’　２／３　）　−ｓｉｎ　（π／６　）十（２／
３）−ｓｉｎ（５−π／６） ＝　２．０ ・・・・・・・・・　（４） ”　”　ｌ　２斌（４／３　）−ｓｉｎ　（π／６）＋
　（２／３　）　−ｓｉｎ　（π／２　）＋（２／３）
−ｓ＋ｎ（７−＋ｒ／６）＝１．０ ・・・・・・・・・　（６） さて、第（３）式と第（６）式を比較すれば明らかなよ
うに、起動時においても３相全波駆動時と同じ平均トル
クを得ることができ、また、パワースイッチング素子を
余分に追加して３相半波駆動させた場合に比べて、起動
電流を節約することもできる。

ちなみに、いずれの駆動方式においても各固定子巻線の
１相あたりの抵抗値は等しいものとすると、３相半波駆
動では起動電流が３相全波駆動の２倍になるが、ここで
説明した駆動方法によれば起動電流はほぼ３３パーセン
ト増加するだけである。

なお、以下の説明においてはこの駆動方法ｔ−３相準全
波駆動と呼び、３相全波駆動あるいは３相半波駆動と区
別する。

きて、第８図においては通電モード判別回路＼３６０が
、ｎ３７Ａ子に現われるホールＩｃｅからの出力信号と
ｆ２端子に現われるＦＧ倍信号ら、相準全波駆動あるい
は３相全波駆動の切り換えのだめの指令信号を電流分配
回路３４０とモード切換回路３８０に送出するように構
成されており、コンパレータ３２０がＥ端子の電位を判
別して加速あるいは減速の指令信号を加速方向判別回路
３５０に送出し、前記加速方向判別回路３５０は、減速
指令信号が送出されたとき、もしくは回転方向不一致信
号が送出されたときにモータを減速せしめる。

また、前記通電モード判別回路３６０は第２の出力信号
をｂｋｏ端子と、合成回路３９０に供給しているが、こ
の第２の出力信号のレベルはＩ端子のレベルがｌ！　Ｑ
　Ｉ＋に移行してからも、モータが回転を続けている間
は“１′となり、モータに制動トルクを発生させるため
に用いられる。

第１０図は、演算増幅器３１ｏ、コンパレータ３２０、
基準電圧源３３０．４５流分配回路３４０の具体的な構
成例を示した回路結線図であり、ｍ１端子は第８図の通
電モード判別回路３６０の出力信号が供給される端子で
、後の説明するように３相準全波駆動のときには”０”
になり、３相全波駆動のときには”１”となる。

きにＥ端子の電位に応じた電流が吸い込まれ、３相準全
波用の出力電流が供給されるｓｆ１端子からはｍ１端子
のレベルが′ｏｌ′のときにＥ端子の電位に応じた電流
が吸い込まれる。

また、ｄ１端子には加速あるいは減速のだめの指令信号
が出力され、Ｅ端子の電位が基進電圧源３３０によって
与えられる電位よりも低くなったときにそのレベルは１
″になり、反対に高くなったときにはそのレベルが”０
″と°なる。

さて、第１０図において、演算増幅器３１０を構成する
トランジスタ３０１　、　３０２．　３０３゜３０４、
　３０５．　３０６．　３０７は絶対値アンプを形成し
ており、入力分割抵抗３０８．　３０９の抵抗比が１９
に設定されて高い入力ダイナミックレンジを実現してい
る。

なお、ｅｎ２端子には第８図の順序回路のｅｎ１端子か
ら回転方向の不一致信号が供給され、そのレベルが”ｏ
ｎになったときにはトランジスタ３１１がオン状態にな
って、実質的に速度誤差電圧を減速方向の最大値にせし
めるよう構成されている。

つぎに、第１１図（回路規模が大きいので第１１図Ａと
第１１図Ｂに分割されている。）は第８図の加速方向判
別回路３５ｏ９通電モード判別回路３６０、ステップｔ
ｉｔ発生回路３７０．モード切換回路３８０の具体的な
構成例を示した回路結線図であり、一点鎖線で囲まれて
図番が付けられたブロックに含まれていない素子はすべ
てステップ電流発生回路３７０を形成している。

まず、このステップ電流発生回路３７０の動作づ の概要を第１２図に示した各部の信号波形図に基いて説
明する。

第１２図Ａ、　　Ｂは、それぞれＳ３端子、ｆ２端子に
供給される信号波形を示したものであり、第１２図Ｃ，
Ｄ、　　Ｅ、　　Ｆ、　　Ｇは、それぞれＮＡＮＤゲー
ト３１１，３１２，３１３，３１４，３１５の出力信号
波形を示したものである。

さらに、第１２図Ｈ，Ｉ、　　Ｊ、　Ｋ、　　Ｌ、　Ｍ
は、それぞれインバータ３１６．３ピツトのダウンカウ
ンタを構成するＴ７リツプフロツプ３１７゜３１８．３
１９．ＮＡＮＤゲート３２１，３２２の出力信号波形を
示したものであり、第１２図Ｎ。

ｏ、　　ｐは、それぞれＮＡＮＤゲー）３２３，３２４
゜３２５の出力信号波形を示したものであり、第１２図
Ｑ、　　Ｒ，Ｓは、それぞれステップ電流の出力のため
のｕＯ端子、Ｖ○端子、ＷＯ端子からの出力電流波形で
ある。

第１２図の時刻ｔ、以前にＮＡＮＤゲート３２６゜３２
７、　３２８の出力レベルが６１″であって、ＮＡＮＤ
ゲート３２９の出力レベルが”０”になっていて、しか
もｓ３ｇ子に印加される位置検出信号のリーディングエ
ツジがすでに到来しているもとで、時刻ｔ１　において
、ｆ１端子に供給されるＦＧ倍信号リーディングエツジ
が到来すると、ＮＡＮＤゲート３１１の出力レベルが＠
ｏｎに移行し、その結果、ＮＡＮＤゲート３１２の出力
レベルが”１”に移行するとともに前記ＮＡＮＤゲート
３２７の出力レベルが“０″に移行してこの状態が保持
される。

時刻ｔ２　において、ＦＧ倍信号トレイリングエツジが
到来すると、前記ＮＡＮＤゲート３１１の出力レベルは
１”に戻るが、ＮＡＮＤゲート３１３の出力レベルが”
０″に移行するので、ＮＡＮＤゲート３１４の出力レベ
ルが１″に移行するとともに前記ＮＡＮＤゲート３２８
の出力レベルは０ｍに移行する。

時刻ｔ３において、再びＦＧ倍信号リーディングエツジ
が到来すると、前記ＮＡＮＤゲート３１１とＮＡＮＤゲ
ート３１５の出力レベルがともにＱ”に移行し、前記Ｎ
ＡＮＤゲート３１５の出力レベルの変化によって前記Ｎ
ＡＮＤゲート３２９の出力レベルが“１”に移行するの
で、前記ＮＡＮＤゲート３２６の出力レベルは“Ｏ″に
移行し、前記ＮＡＮＤゲート３１１ならびに前記ＮＡＮ
Ｄゲート３２７の出力レベルはいずれも、“１”に移行
する。

これによって前記ＮＡＮＤゲート３２８の出力レベルが
“１′となり、続いて前記ＮＡＮＤゲート３１４の出力
レベルが′０”になるので、前記ＮＡＮＤゲート３１６
の出力レベルが１”に戻って一連の動作が終了する。

結局、時刻ｔ０かも時刻ｔ３Ｋかけて８３端子に供給さ
れる位置検出信号と、ｆ２端子に供給されるＦＧ倍信号
第１２図Ａ　、ＢＫ示したように変化したとき、時刻ｔ
　から時刻ｔ３ＶＣかけての間にＮＡＮＤゲート３１４
の出力レベルが′１″になワてＴフリップフロップ３１
７がリセットされ。

同時に、インバータ３３１とＮＡＮＤゲート３３２を介
してＴフリップフロップ３１８，３１９がセットされ、
ＮＡＮＤゲート３２１とＮＡＮＤゲー）３２５１１？：
よって構成されたＲＳＳフリップフロップ出力状態も反
転して、前記ＮＡＮＤゲート３２１の出力レベルは１”
に移行する。

すなわち、前記ＮＡＮＤゲート３１４の出力信号は前記
Ｔフリッグ７０ツブ３１ア、３１８゜３１９および前記
Ｒ３７リツプ７０ツブによって橡盛された４ビツトのダ
ウンカウンタのプリセット信号となり、時刻ｔ２の時点
でこのカウンタの出力は（１１１Ｑ）にプリセットされ
る。

時刻量。までのプリセットが解除された後５時刻ｔ４に
おいてＦＧ倍信号トレイリングエツジが到来すると、４
ビツトのカウンタは再びダウンカウント動作を始めるが
、時刻ｔ、４において、カウンタのカウント値が〔１ｏ
Ｏｏ〕になると、ＮＡＮＤゲート３３３の出力レベルが
０”Ｋなり、続いて、ＮＡＮＤゲート３２２とＮＡＮＤ
ゲート３３４によって構成されたＩ’ｌフリップフロッ
プの出力状態が反転して前記ＮＡＮＤゲート３２２の出
力レベルが′０”Ｋ移行する。

その結果、前記ＮＡＮＤゲート３２１と前記ＮＡＮＤゲ
ート３２６によるＲＳフリップフロッグの出力状態も反
転し、前記ＮＡＮＤゲート３２１の出力レベルが“ｏ’
ｉｃ移行するとともに、前記ＮＡＮＤゲート３３２を介
して前記Ｔフリップフロップ３１８と前記Ｔフリップフ
ロップ３１９がセットされる。

したがって、時刻’１４の時点で４ビツトのカウンタの
出力は（０１１０）にプリセットされ、時刻【１５にお
いて、再びＦＧ倍信号リーディングエツジが到来すると
、前記ＮＡＮＤゲート３２２の出力レベルが′″１″に
戻るので前記Ｔ７リツプフロツプ３１８と前記Ｔフリッ
プフロフグ３１９０セットは解除されて時刻を、６から
４ビツトのカウンタはダウンカウント動作を再開する。

以後、時刻ｔ２６において前記ＮＡＮＤゲート３１４が
再びプリセット信号を発生するまでダウンカウント動作
か続くが、時刻ｔ２６において、ＦＧ倍信号リーディン
グエツジが到来すると、時刻ｔ２０時点と同様の動作が
繰り返される。

このようＫして、４ビツトのカウンタのカウント値は位
置検出信号の１周期の間１ｃ１０進表示で１．１４，１
３，１２，１１．１０，９，６，５，４゜３．２．の順
で減少していくが、このカウンタのクロック信号となる
ＦＧ倍信号カウンタのＬＳＢ出力と見なすならば、カウ
ンタのビット数け６となり、そのカウント値は位置検出
信号の１周期の間ＩＣ１０進表示で、３　、２　、２９
　、２Ｂ　、　２７　、２６　。

２６．２４，２３，２２，２１　．２０，１９．１Ｂ、
１３゜１２．１１．１０，９，８，７，６，５．４の順
で減少していく。

さて、インバータ３１６の出力信号は信号線路３７ｏｈ
に供給されるとともに、インバータ３３６を介して信号
線路３７０ｔｌＣ供給され、Ｔフリップフロップ３１７
の出力信号は信号線路３７０ｉに供給されるとともＫ、
インバータ３３６を介して信号線路３７０ｕ４Ｃ供給さ
れ、Ｔフリップ７０フグ３１８，３１９の出力信号はイ
ンバータ３３７゜ＮＡＮＤゲート３３８，３３９．ＡＮ
Ｄゲート３４１　、インバータ３４２．３４３によって
構成されたデコーダ忙供給され、前記ＡＮＤゲート３４
１の出力信号は信号線路３７０　ｘ　Ｋ供給され、前記
インバータ３４２の出力信号は信号線路３７０ｙに供給
され、前記インバータ３４３の出力信号は信号線路３７
０ｈｚ供給されている。

すなわち、前記信号線路５７ｏｈ、３ｙｏｔには第１２
図Ｈ，Ｉに示される信号波形と同じ信号波形が現われ、
前記信号線路３７０ｔ　、３７０ｕには第１２図Ｈ，Ｉ
に示される信号波形を反転した信号波形が現われるよう
に構成され、前記信号線路３７０ｙのレベルは、第１２
図１に示される信号波形のレベルが“１＃であって、第
１２図Ｋに示される信号波形のレベルが”０”であると
きに“１＃になり、前記信号線路３７ｏｚのレベルは、
第１２図Ｊに示される信号波形のレベルが″Ｏ″であっ
て、第１２図Ｋに示される信号波形のレベルが“１＃で
あるときに′１”になり、それ以外のときには、前記信
号線路３テＯｘのレベルが′１ｍになる。

なお、Ｉ端子に一方の入力端子が接続されたＮＡＮＤゲ
ート３４４およびＮＡＮＤゲート３４５と、前記ＮＡＮ
Ｄゲート３４６とともにＲＳフリッグ７０ツブを構成す
るＨＡＮＤゲート３４６、さらにはその出力信号が前記
ＮＡＮＤゲート３４６の第２の入力端子に供給されるＮ
ＡＮＤゲート３４７は、第６図のＮＡＮＤゲー）　２１
８　、２１７゜２１８　、２１９によって構成された初
期化回路と同様に、通電モード判別回路３６０とステッ
プ電流発生回路３７０を初期化する。

一方、トランジスタ３７１．３７２．３７３　。

３７４．３７５．３７６．３７７．３７８　、抵抗３７
９．３８１．３８２．３８３，３８４，３８６゜３８６
によってｃｆ２端子を受電端子とするカレントミラー回
路が構成され、前記トランジスタ３７３．３７４．３７
５．３７６．３７７．３７８のそれぞれのスプリットコ
レクタから、前記ｃｆ２端子から流出する電流の０．２
５倍、　０．５０倍。

０．７０倍、０．８５倍、０．９６倍、１．００倍の電
流が負荷側に供給されるように、各トランジスタのエミ
ッタ宜積比と、前記抵抗３７９に対する前記抵抗３Ｂ１
．３１ＥＩ２．３８３．３８４．３８５，３８６゜の抵
抗値が設定されている。

また、マルチエミッタを有するトランジスタ４０１〜４
３０の各エミッタは前記信号線路３７０ｈ、３ｙｏｔ、
３アＯｔ、３７０ｕ、３７０Ｋ。

３７０７．３７０２に接続されているが、それぞれのト
ランジスタにおいて複数のエミッタのレベルがすべで１
”になったときに、前記トランジスタ４０１，４０２．
４０３．４２８．４２９　。

４３０においてはベース電流が流れなくなり、前記トラ
ンジスタ４０４〜４２７においてはベースからコレクタ
方向に電流が流れる。

したがって、ＵＯ両端子ＶＯ端子、ＷＯ端子には第１２
図０．Ｒ，Ｓに示すような電流波形が供給されることに
なる。

例えば、第１２図の時刻ｔ０から時刻ｔ１にかけての期
間は、前記信号線路３７ｏｈ　、３７０　ｉ　。

３７０ｘのレベルが１”Ｋなっているので、前記トラン
ジスタ４０４．４０８．４２９のそれぞれのエミッタの
レベルがすべて“１″になり、その結果、ダイオード接
続されたトランジスタ４３１゜４３２．４３３がいずれ
もオン状態になり、ｕＯ端子からはｃｆ２端子から流出
する入力電流のＯ，Ｓ倍の電流が供給され、ｖＯ端子か
らは入力電流に等しい電流が供給され、ｗＱ端子からは
入力電流のＯ，Ｓ倍の電流が供給される。

また、時刻ｔかも時刻ｔ２にかけての期間は、前記信号
線路３７０ｔ、３アｏｔ、３７ｏｚのレベルが″１”に
なっているので、前記トランジスタ４１０，４２４，４
０３のそれぞれのエミッタのレベルがすべて“１＃にな
り、その結果、ダイオード接続されたトランジスタ４３
４．４３５　。

４３６がいずれもオン状態になり、ｕＯ端子からは入力
電流の０，７倍の電流が供給され、ｖＯ端子からは入力
電流の０．９５倍の電流が供給され一つ端子からは入力
電流のｏ、２５倍の電流が供給される。

時刻ｔ２から時刻ｔ３にかけての期間は、前記信号線路
３７０ｈ、３７０ｕ、３アＯｘのレベルが１１になって
いるので、前記トランジスタ４１６　、４１８のそれぞ
れのエミッタのレベルがすべて“１″になり、その結果
、ダイオード接続されたトランジスタ４３７．４３８が
いずれもオン状態になり、ＵＯ両端子ＶＯ端子からはそ
れぞれ入力電流の０．８５倍の電流が供給されるが−Ｗ
Ｏ端子からは電流が供給されない。

このようにして、ＵＯ両端子らは３相全波駆動時に第１
図の固定予巻＠１への通電二元信号が送出され、ＶＯ端
子からは固定子巻線２への通電電流信号が送出され、Ｗ
○端子からは固定子巻線３への通電電流信号が送出され
るが、全波駆動を行なうだめにはこれらの通電電流信号
を１８０°の電気角ごとに、それぞれ２系統の信号線路
に分配する必要がある。

この分配作業を行なうのは第８図の合成回路３９０であ
るが、第１１図（７）ＮＡＮＤゲート３２１とＮＡＮＤ
ゲート３２５によるＲＳフリップフロップと、ＮＡＮＤ
ゲート３門３とＮＡＮＤゲート３４８によるＲＳクリッ
プフロッグおよびＮＡＮＤゲート３２４とＮＡＮＤゲー
ト３４９によるＲＳフリップフロップは、分配のための
タイミング情報をｎ１端子、ｖ１端子、　ｗ　１端子に
送出する目的で用意されている。

ところで、加速方向判別回路３５０は、第１１図に示さ
れた論理構成より明らかなように、第１０図のコンパレ
ータ３２０から減速指令信号が送出されたときか、ある
いは第５図の順序回路から回転方向不一致信号が送出さ
れたとき、もしくは初期化信号入力端子のレベルが０＃
になっているときに、出力レベルが”１２になって、ｎ
１端子。

ｖ１端子、　ｗ　１端子に送出される出力信号の位相を
反転させる。

つぎに、通電モード判別回路３６０は、ＮＡＮＤゲー）
３６１　　、イ／バータ３６２．Ｄフリップフロップ３
６３．インバータｓｅａ　、ＮＡＮＤゲート３６５によ
って構成され、モータの回転子の起動時にはＩ端子に接
続されたＮＡＮＤゲート３４４によって前記Ｄフリップ
フロップ３６３が初期化されるので、３相準全波駆動の
指令信号を送出する０ モータの回転速度の上昇に伴ってｆ２端子にＦＧ倍信号
供給されるようになり、Ｔクリップ７０ツブ３１７，３
１８，３１９によるカウンタがカウント動作を開始し、
ＮＡＮＤゲート３１４によるカウンタのプリセットが規
則正しく行なわれるようになって、第１０図の時刻【。

から時刻ｔ１の中間点において、Ｓ３端子に印加される
位置検出信号のリーディングエツジが到来したときに信
号線路３７０ｉ、３７０ｘのレベルがともに＠１＃にな
っていたとすると、前記Ｄフリ・ノブフロップ３６７の
出力レベルが“０″に移行し、それ以後は３相全波駆動
の指令信号を送出する。

なお、ＮＡＮＤゲート３６５は前記Ｄフリップフロップ
３６７の出力レベルが′１″で、■端子のレベルが０ｍ
のときにのみｂｋｏ端子のレベルを“０″にするが、こ
れは後述するようにモータが回転している間にＩ端子の
レベルが“ｏｌに移行したときに、速やかに回転を停止
させる目的で用意されたものである。

また、モード切換回路３８０は前記通電モード判別回路
３６０の出力に基いて、ステップ電流発生回路３７０を
構成するＮＡＮＤゲート３２３゜３２４．３２５の出力
信号と、Ｓ３端子、Ｓ３端子、ｎ３端子に供給される順
序回路２００の出力信号を選択してｎ１端子、ｖ１端子
、ｗ１端子に送出する第１の機能と、前記順序回路２０
０から供給される回転方向検出信号に基づいて、Ｕ相の
信号とＷ相の信号を入れ換える第２の機能と、加速方向
判別回路３５０の出力に基づいて、３相分の出力信号の
位相を反転させる第３の機能を有している。

第１の機能は、すでに説明した３相準全波駆動と３相全
波駆動の切り換え、すなわち固定子巻線への通電モード
の切り換えのために必要な機能であり、第２の機能は、
第６図に示された順序回路において、モータの実際の回
転方向に応じてＳ１端子からの位置検出信号とｎ１端子
からの位置検出信号を入れ換えているために、再びモー
ド切換回路３８０において元に戻す目的で用意されてい
るＯ なお、順序回路における位置検出信号の入れ換えによっ
て、第１２図Ａの信号波形のリーディングエツジは、モ
ータの回転方向の正逆に拘らず、常に第１図の識別帯５
のＮ極に着磁された部分とＳ極に着磁された部分の境界
位置を示すことになり、例えば、着磁のばらつきなどに
よって前記識別帯５の無着磁部分の幅が均一でなくなっ
たとしても、３相全波駆動に移行してからはＵ、Ｖ、Ｗ
の各相には均一な幅を有する通電信号が分配されること
になり、また、回転方向の切り換えに際しても通電開始
のタイミングがずれることはない。

モード切換回路３８０の第３の機能は、モータを減速す
る必要が生じたときにｕ１端子、ｖ１端子、　Ｗ　１端
子に送出される信号波形の位相を反転させることによっ
て後述する合成回路３９０によって固定子巻線への通電
方向を反転させ、それによって制動トルクを発生させる
目的で用意されている。

このようにして第８図ならびに第１０図、第１１図に示
された演算増幅器３１０．コンパレータ３２０、基準電
圧源３３０および電流分配回路３４ｏ、加速方向判別回
路３５ｏ２通電モード判別回路３６ｏ、ステップ電流発
生回路３７０は第１２図Ａ、Ｂの信号波形から第１２図
Ｎ、○＋Ｐ＋Ｑ、Ｒ，Ｓの信号波形を作りだして、つぎ
に説明する合成回路３９０に送出している。

なお、第１２図Ｑ、Ｒ，Ｓの信号波形の波高値は第８図
のＥ端子に供給される制御電圧に依存することは、これ
までの説明から明らかであろう。

さて、第１３図は第８図の合成回路３９０と第２図の駆
動回路６００の具体的な構成を示した回路結線図である
。

まず、駆動回路６００は、Ｕ相の下側駆動段６１０、Ｖ
相の上側駆動段６２０　、Ｗ相の上側部よって構成され
、各駆動段は第１のプラス側給電線路Ｖｙから給電され
るとともに、３組のカレントミラー回路の組み合わせか
らなっている。

また、各駆動段のパワートランジスタは十分に広いエミ
ッタ面積を有しており、例えば、Ｕ相の下側駆動段６４
０のパワートランジスタ６４１はカレントミラー回路の
受電トランジスタ６４２の１００〜２００倍のエミ、り
面積を有している。

なお、前記駆動段６４０において、トランジスタ６４３
．６４４はカレントミラー回路のベース電流の供給路を
形成しているが、前記トランジスタ６４４のコレクタは
前記パワートランジスタ６４１のコレクタに直接に接続
されて前記パワートランジスタ６４１が飽和するのを防
止している。

つぎに、合成回路３９０は第１のプラス側給電線路ｖｃ
ｃから給電され、それぞれ第１１図のｕＯ端子、ＶＯ端
子、ＷＯ端子に接続されるｕ２端子。

ｖ２端子、　ｗ　２端子から供給される各相の駆動指令
電流を、それぞれ第１１図のｕ１端子、ｖ１端子、　ｗ
　１端子に接続されるｕ３端子、ｖ３端子。

Ｗ３端子からのタイミング情報に基いて、前記駆動段６
１０〜６６０に分配する機能を有しておシ、これらの回
路もまたカレントミラー回路の組み合わせとスイッチ回
路によって構成されている。

また、ｄｒ２端子には第５図の順序回路のｄｒ１端子か
らの出力信号が供給され、ｓｆ２端子には第１０図の電
流分配回路３４０かもの出力信号が供給されるが、いま
、モータが正方向に回転していてｄｒ２端子には゛０ル
ベルが印加されているものとして動作の概要を説明する
と、モータの起動直後の３相準全波駆動の通電モードで
はＵ２端子、ｖ２端子、ｗ２端子からの供給電流は零と
なり、代わりにｓｉ２端子を介して、トランジスタ３９
２とともにカレントミラー回路を構成するトランジスタ
３９１に電流が流れ、前記トランジスタ３９２の３個の
スプリットコレクタかちトランジスタ９０１．９０２．
９０３に時間とともに変化しない電流が供給される。

一方、ｕ３端子、ｖ３端子、ｗ３ｉ子を介してトランジ
スタ９０４．９０５．９０６．９０７　。

９０８．９０９には第４図Ｆ　、　Ｇ　、　Ｅ　Ｋ示す
レル信号波形と同じ位置検出信号が供給され、各位置検
出信号のレベルの″０″またば１１＃に応じて前記トラ
ンジスタ９０１，９０２，９０３に供給される電流が、
前記上側駆動段６１０〜６３０あるいは前記下側駆動段
６４０〜６６０に分配されるＯ 例えば、ｕ３端子のレベルが１″であるとすると、前記
トランジスタ９０４．９０５はオン状態となり、トラン
ジスタ９１０がオフ状態になって、前記トランジスタ９
０１に供給された電流はトランジスタ９１１．）ランジ
スタ９１２　、　）うンジスタ９１３．）ランジスタ９
１４の順に伝達されてＵ相の上側駆動段６１０を構成す
るトランジスタ６１５に供給され、パワートランジスタ
６１１からＵ端子に電流が供給される。

また、このとｑｖ３ｎ３端子３端子のレベルはｏ＃にな
っており、パワートランジスタ６５１およびパワートラ
ンジスタ６６１が導通して固定子巻線１〜３への通電が
行なわれる。

なお、この場合には前記下側駆動段６５０゜６６０には
固定子巻線２，３からそれぞれ前記上側駆動段６１０の
出力電流の半分の電流しか供給されないため、前記下側
駆動段６５０．６６０を構成するカレントミラー回路に
飽和が生じるが、モータが起動してＦＧ倍信号送出され
ると３相全波駆動に切り換えられるので大きな問題はな
い。

通電モードが３相全波駆動になると、トランジスタ３９
２のコレクタ電流は零になり、代わってｎ２端子、ｖ２
端子、ｎ２端子から第１２図Ｑ。

Ｒ，Ｓに示されるような時間とともに変化する電流が前
記トランジスタ９０１．９０２．９０３に供給されるよ
うになり、また、ｎ３端子、ｖ３端子、ｎ３端子からは
、第１２図Ｎ、Ｏ，Ｐに示される位置検出信号が供給さ
れるので、各相の固定子巻線にはほぼ正弦波状の電流が
流れて３相の全波駆動が行なわれる。

なお、モータが逆方向に回転しているときにはｄｒ２端
子のレベルがＩＩ、ＩＩになって、前記トランジスタ９
０１に供給された電流はトランジスタ９１５．９１６，
９１７ならびにトランジスタ９１８あるいはトランジス
タ９１９を介してＷ相の上側駆動段６３０あるいはＷ相
の下側駆動段６６０に供給され、前記トランジスタ９０
３に供給された電流はトランジスタ９２０．９１２　。

９１３ならびにトランジスタ９１４あるいはトランジス
タ９２１を介してＵ相の上側駆動段６１０あるいはＵ相
の下側駆動段６４０に供給されるように信号伝達経路の
切り換えが行なわれるが、これは先にも説明したように
回転方向の切り換えに伴って順序回路２００において位
置検出信号の入れ換えを行なっているためでちる。

ところで、第１３図のｂｋ２端子は第１１図に示された
通電モード判別回路３６０の第２の出力信号が供給され
るｂｋｏ端子に接続され、そのレベルはモータの停止時
や起動待直前には′Ｏａになっている。

このとき、トランジスタ９２２はオフ状態にあり、トラ
ンジスタ９２３，９２４，９２５がオン状態になって、
下側駆動段６４０．６５０，６６０を構成するトランジ
スタ８４５．６５５．６６５への給電が阻止されるので
、前記下廁駆動段６４ｏ。

６５０．６６０はいずれもオフ状態となっている。

しかしながら、第６図の順序回路２００の論理構成から
も明らかなように、ｎ２．ｓ２．ｚ２端子のいずれかは
そのレベルが１１＃にらるので、上側駆動段６１０．６
２０．６３０のどれかがオン状態となり、第２図の電流
制限抵抗８を介してホールＩＣ６に回転子の静止位置を
検出するために必要な電流が供給される。

さて、モータの起動時にはｂｋ２端子のレベルが“１″
に移行するので前記トランジスタ９２２がオフ状態にな
るが、すぐさま、固定子巻線１〜３には停止時の位置検
出情報に基づいて通電が行なわれ、前記ホールＩｃｅに
は回転位置の検出に必要な電流が供給され続ける。

つぎに、第１４図は第２図の抽出回路６００の具体的な
構成例を示した回路結線口であり、ｎ４端子、ｎ４端子
はそれぞれ第２図の信号線路１００ｎ、１００ｇに接続
され、それぞれには第１５図Ａ、Ｂに示す位置検出信号
が供給される〇前記入力端子ｓ４に供給され・る信号は
、ＮＡＮＤゲート５０１とＮＡＮＤゲート５０２による
第１のＲ３７リツプフロツプ、ＮＡＮ’Ｄゲート５０３
とＮＡＮＤゲート６０４による第２のＲＳフリップ７　
ｔｆｆ　７プ、ＮＡＮＤゲー）５０５とＮＡＮＤゲ−）
５０６による第３のＲＳクリップフロップのリセット信
号として用いられ、前記入力端子ｎ４に供給される信号
は前記第１〜第３のフリップフロップの出力更新信号と
して用いられているりしたがって、第１４図の構成では
前記入力端子ｓ４０レベルがＩＩ　ｏ３１になっている
間に、前記ｎ４端子のレベルが３回変化したときに出力
端子Ｂに出力信号が現われる。

第１４図Ｃ，Ｄ、Ｅはそれぞれ第１４図のＮＡＮＤゲー
ト５０１．５０３．５０５の出力信号波形を示したもの
で、このようにして前記出力端子Ｂからは回転子の一回
転に一度の絶対位置の検出信号が得られる。

さて、第２図に戻ってこれまでに説明した動作の概要を
まとめると次のようになる。

まず、■端子のレベルが′ｏ′になっていて、回転子が
停止している状態においては、Ｕ端子。

■端子、Ｗ端子のうち少なくともひとつは高い電位にあ
り、固定子巻線１〜３のいずれかと電流制限抵抗８を介
してホールＩｃｅに電流が供給されて回転子の静止位置
の検出が行なわれ、前記ホールＩｃｅが前記静止位置に
応じて高電位、中間電位、低電位の出力を発生する。

前記ホールＩｃｅの出力レベルに応じて分配器１００に
よって信号線路ＩＱＯｎ、１０Ｃ）ｓ。

１ｏＯｚのいずれかのレベルが“１ｍにされ、この位置
検出情報は順序回路２００を経由して駆動信号発生回路
３００に供給されるが、■端子のレベルが“０′になっ
ている間は前記順序回路２００は単なるバッファとして
動作し、駆動回路６００から前記固定子巻線１〜３への
給電も行なわれない。

Ｉ端子のレベルが“１′に移行すると、前記駆動回路ｅ
ｏｏは、前記駆動信号発生回路３００に供給された位置
検出情報に基づいて、Ｕ端子、■端子、Ｗ端子のうちい
ずれかの端子から電流を供給し、残りの端子から電流を
吸い込ませて回転子に回転トルクを発生させる。

なお、このときホールＩｃｅが第９図の回転電気角が６
０’　の位置、すなわち識別帯５のＮ極とＳ極の境界部
や、回転電気角が３９００の位置に偶然に停止していた
とすると、いずれの場合にも前記ホールＩｃｅは前記識
別帯５の無着磁部分に対向したときと同じ出力を発生し
、その情報に基づいて固定子巻線１〜３に通電されるの
で、第９図Ｂの特性曲線からもわかるように、回転子は
逆方向の回転トルクを発生することになる。

しかし、ごくわずかたけ回転子が動くことによって正規
の位置検出情報が得られ、それ以後は順序回路２００に
よって位置検出信号の受は付は順序が規制されるため円
滑な回転を持続させることができる。

回転子の回転を開始すると、発電巻線７からのＦＧ倍信
号現われるので、駆動信号発生回路３００は固定子巻線
１〜３への通電モードを３相全波駆動に切９換え、モー
タのトルク特性は第９図Ｃに示した特性曲線の包絡線の
如くなる。

通電モードが３相全波駆動に移行してからも、急激な負
荷変動などによって、ＦＧ倍信号消滅するまでモータの
回転速度が低下すると、通電モード判別回路３６０を構
成するＤフリップフロップ３６７の出力レベルは“１″
に戻るので、通電モードは再び３相準全波躯動となる。

これに対して、通電モードが３相全波駆動になっている
状態で、■端子のレベルが０′に移行した場合には、前
記Ｄフリップフロップ３６７の出力レベルが“０′にあ
る限り、ｂｋｏ端子のレベルは“１′に保持されて固定
子巻線１〜３への通電は続けられる。

このとき、■端子のレベルは“０＃になっているので、
加速方向判別回路３５０の出力レベルは”１″となり、
モード切換回路３８０を構成するＥＸ−ＯＲゲート３８
７，３８８，３°ｅｅｃｒ）出力信号の位相が反転して
前記固定子巻線１〜３への通電方向が逆転し、モータは
急速に減速される。

ヒータの回転速度が零近くになって、ＦＧ倍信号消滅す
ると、前記Ｄ７リツプフロソプ３６７の出力レベルが”
１″に移行するので、ｂｋｏ端子のレベルも“０＃に移
行して前記固定子巻線１〜３への通電は停止する。

また、正逆転の切り換え動作時などにおいて、モータが
逆方向に回転を続けているときに、ＲＥＶ端子から正方
向の指令信号が供給されたとすると、指令された回転方
向と実際の回転方向が一致しないので、第５図のｅｎ１
端子を介して第１０図あるいは第１１図のｏｎ２端子に
は１０“レベルが供給される。

第１０図のｅｎ２端子のレベルがｏ”になると、それま
ではオフ状態であったトランジスタ３１１がオン状態と
なって、Ｅ端子の電位が零近くまで下降したのと同じこ
とになり、演算増幅器３１０は最大出力電流を電流分配
回路３４０に供給する。

一方、第１２図のｅｎ２端子のレベルが０″になると、
加速方向判別回路３５０の出力レベルが”１″に移行す
るので、固定子巻線１〜３への通電方向は逆転し、モー
タは急速に減速する。

モータの回転速度が零を通り越えて、正方向の回転を開
始しだすと第６図のＤフリップフロップ２１５の出力レ
ベルは”０″になり、ｄｒ１端子のレベルがｏ”に移行
するとともにｅｎ１端子のレベルは“１”に移行し、以
後は停止状態からの起動時と同じようにモータは加速さ
れる。

さて、第１図および第８図に示された本発明の直流無整
流子モータでは、第１２図Ｑ、　　Ｒ，Ｓの信号波形か
らも明らかなように、ステップ電流発生回路３７０によ
って任意の駆動電流波形を作りだして駆動回路６００に
供給し、前記駆動回路６０は前記ステップ電流発生回路
３７０の出力電流に比例した電流を固定子巻線１〜３に
供給するので、モータの回転時の振動や騒音を容易に低
減させることができる。

すなわち、第１１図のステップ電流発生回路３７０を構
成するカレントミラー゛回路の電流分配比率を決定する
抵抗３８１，３８２，３８３゜３８４、　３８５．　３
８６の抵抗値を、駆動電流波形の形状を振動や騒音の最
も小さくなる状態に選定しておけば良い。

第１６図は振動や騒音の発生メカニズムを説明するため
に用意したモータのトルク発生部分の断面図であり、第
１６図Ａ、　　Ｈにおいて、１１は永久磁石４が固着さ
れた回転子ヨークであり、１２はその上に固定子巻線１
ａ、１］）が配置された固定子ヨークでちり、矢印の付
された曲線はすべて磁力線を表している。

第１６図Ａに示された回転子と固定子の相対位置におい
ては、固定子巻線１ａ、１ｂと鎖交する磁束の方向が前
記永久磁石４の着磁方向に対して垂直であるので、前記
固定子巻線１ａ、１ｂは着磁方向に平行な向きの力を発
生して、それがモータの回転トルクとなる。

ところが、第１６図Ｂに示された回転子と固定子の相対
位置においては、前記固定子巻線１ａ。

１ｂと鎖交する磁束の方向が前記永久磁石４の着磁方向
に対して平行となり、回転トルクは零になるだけでなく
、前記永久磁石４の着磁方向に対して垂直な向きの力を
発生する。

第１６図Ｂに示された相対位置関係と、固定子巻線１ａ
、１ｂの通電方向では、前記固定子巻線１ａ、１ｂはい
ずれも回転子を持ち上げる反発力を発生し、前記固定子
巻線１ａ、１ｂの通電方向が逆になると１回転子を固定
子に吸引させる吸引力が発生し、これらの反発吸引の繰
り返しがモータの振動の大きな要因となり、振動の発生
に伴って、同時に騒音も発生する。

この、反発力と吸引力の大きさは第１６図Ａの相対位置
において極小となり、第１６図Ｂの相対位置において極
大となるが、これらの中間位置においては、その位置に
応じて徐々に増加あるいは減小していく。

したがって、振動や騒音を小さくするには、回、　転子
の一回転あたりの反発・吸引の変動を小さくすれば良く
、３相の直流無整流子モータであれば電気角で１２００
ずつ異ならせて配置された３組の固定子巻線を有してい
るから、各々の固定子巻線による反発力と吸引力の総和
が回転子の回転によっても殆んど変化しないような駆動
電流波形を作りだせば良い。

具体的には、第１２図Ｑの信号波形において、時刻ｔ。

から時刻ｔ３　までのスロープが振動および騒音に大き
く寄与し、時刻上〇から直機的に電流を増加させた場合
には、時刻ｔ３以前に電流埴が最大になるような電流波
形に設定すると、スロープを急峻にするにしたがって反
発力と吸引力の変動は急激に増大することが計算によっ
て確認されている。

すなわち、１８００通電の３相全波駆動においてモータ
の回転軸方向の力を最小に押さえて振動と騒音を減少さ
せるには、通電開始から６００までの区間と、通電終了
までの６０’の区間のスロープの管理が重要なファクタ
になる。

一方、モータのトルク変動の基本周波数成分を少なくす
るには、第９図Ａのトルク特性と第９図Ｃのトルク特性
を比較すれば明らかなように、個々の固定子巻線につい
て、通電開始から３００までの区間と、通電終了までの
３００の区間を除く区間における通電波形の形状の管理
が重要なファクタになる。

なお、第１２図Ｑ、　　Ｒ，Ｓの信号波形は、動作の説
明の都合上、撮動および騒音に対しては考慮された形状
になっているが、トルク変動に対しては必らずしも最適
な形にはなっていない。

発明の効果 さて、本発明の直流無整流子モータは以上の説明からも
明らかなように、複数の相（実施例においては３相の前
記固定子巻線１〜３を有する直流無整流子モータを示し
たが、その相数は３相に限定されるものではなく、例え
ば、２相の直流無整流子モータであれば、それに適した
駆動電流波形をステップ電流発生回路で作りだせば良い
。）からなる固定子巻線と、前記固定子巻線と対向する
複数の磁極（実施例においては８個の磁極。）を有する
永久磁石４を備えた回転子と、前記回転子の回転位置を
検出して各々が前記固定子巻線の相数によって定まる等
しい電気角の活性区間を有する複数の位置検出信号を発
生する位置検出手段（実施例においては、識別帯５．ホ
ールＩＣ６゜分配器１００によって構成され、電気角で
１２０゜ごとの活性区間を有する３種類の位置検出信号
が信号線路１００！！、１００ｇ、１００ｚに送出され
る。）と、前記回転子が回転したときべ前記位置検出信
号のそれぞれの活性区間を少なくとも３分割するだけの
周波数を有する回転検出信号を発生する回転検出手段（
実施例においては、永久磁石４７発電巻線７．増幅器４
００によって構成された回転検出手段が、前記位置検出
信号の活性区間を８分割する周波数を有する回転検出信
号を発生する。）と、外部から供給される電圧もしくは
電流（実施例では、Ｅ端子には誤差電圧が供給されるも
のとして説明したが、演算増幅器３１０として電流増幅
器を用いれば、入力が電流であっても良い。）に依存し
た駆動指令電流を発生するとともに、起動時には前記複
数の位置検出信号に基づいて前記固定子巻線の通電相を
切り換えるようになし、起動後は特定の位置検出信号（
実施例においては、正転時に信号線路１ｏＯｓに現れる
位置検出信号を用い、逆転時には信号線路１００ｎに現
れる位置検出信号を用いている。）の所定のエツジを基
準にして、前記回転検出信号のエツジが到来するごとに
出力電流を前記駆動指令電流に比例したステップで段階
的に切り換える駆動信号発生回路３００と、前記駆動信
号発生回路の出力電流に比例した電流を前記固定子巻線
に供給する駆動手段（実施例では駆動回路６００゜）を
備えたことを特徴とすｂもので、ディジタル的なメモリ
回路を用いることなしに、前記駆動信号発生回路によっ
て、固定子巻線への通電電流波形の形状を振動や騒音、
さらにはトルク変動が最も小さくなるように設定するこ
とができ、大なる効果を奏する。

また、第８図ならびに第１１図に示した実施例において
は、外部から供給される電圧もしくは電流に依存したト
ルク指令電流を発生する演算増幅器３１０と、位置検出
信号の所定のエツジが到来するごとに特定の値から回転
検出信号のエツジのカウントを開始するカウンタ（第１
１図のＤフリップ７コツプ３１７，３１８，３１９．Ｎ
ＡＮＤゲ−）３２１，３２５によって４ピツトのカウン
タが構成されている。）と、前記演算増幅器からの出力
電流を受電し、あらかじめ定められた分配比率の電流を
出力する複数のトランジスタを有するカレントミラー回
路（第１１図のトランジスタ３７１〜３７８と抵抗３７
９．　３８１〜３８６によって構成されている。）と、
前記カウンタのカウント値に基いて、複数の出力線路（
実施例では第１１図のｕＯ端子、ＶＯ端子、ＷＯ端子に
接続される信号線路が該当する。）に前記トランジスタ
の出力を選択的に送出させるスイッチ回路（第１１図に
おいて、前記カレントミラー回路を構成するトランジス
タと抵抗を除く他のトランジスタと抵抗によって構成さ
れている。）と、前記回転検出信号をもとに通電状態の
切り換えタイミラグイ 比信号に基いた出力電流を送出し、前記通電モード判別
回路が出力を発生してからは前記カレントミラー回路と
前記スイッチ回路による出力電流を送出する合成回路３
９０によって駆動信号発生回路を構成しているので、前
記カレントミラー回路によって各相の駆動電流のばらつ
きを最小限に押さえることができるとともに、ステップ
状に変化する電流波形の発生が容易に行なえ、さらには
、前記通電モード判別回路と前記合成回路の組み合わせ
によって、モータの起動時から定常状態の切り換えが自
動的に行なわれるなど、きわめて大述る効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施するために構成されたモータ部分
の概略図、第２図は本発明の一実施例における直流無整
流子モータのブロック構成図、第３図はホールＩＣの内
部回路結線図、第４図は位置検出信号の処理動作を説明
するための、識別帯の着磁パター／に対応させた信号波
形図、第５図は順序回路の構成例を示した回路結線図、
第６図および第７図は第６図の回路動作を説明するだめ
の信号波形図、第８図は駆動信号発生回路の内部構成を
示したブロック構成図、第９図はモータのトルク特性と
通電切り換えを説明するためのトルク特性図、第１０図
は演算増幅器とコン７（レータおよび基準電圧源、電流
分配回路のより詳細な構成を示した回路結線図、第１１
図は加速方向判別回路２通電モード判別回路、ステップ
電流発生回路、七−ド切換回路のより詳細な構成を示し
た回路結線図、第１２図は第１１図の各部の信号波形図
、第１３図は合成回路と駆動回路の詳細な構成を示した
回路結線図、第１４図は抽出回路の構成例を示した回路
結線図、第１５図は第１４図の要部の信号波形図、第１
６図はモータのトルク発生部分の断面図である。 １．２．３・・・・・・前記固定子巻線、４・・・・・
・永久磁石、５・・・・・・識別帯、６・・・・・・ホ
ールＩＣ，７・・・・・・発電巻線、３００・・・・・
・駆動信号発生回路、３１０・・・・・・演算増幅器、
３６０・・・・・・通電モード判別回路、３７０・・・
・・・ステップ電流発生回路、３９０・・・・・・合成
回路、４００・・・・・・増幅器、６００・・・・・・
駆動回路。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第８
図 第９図 第１４図 第１５図 Ｅ（６θ５） 第一１６図 Ａｌ１

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　複数の相からなる固定子巻線と、前記固定子巻
   線と対向する複数の磁極を有する永久磁石を備えた回転
   子と、前記回転子の回転位置を検出して各々が前記固定
   子巻線の相数によって定まる等しい電気角の活性区間を
   有する複数の位置検出信号を発生する位置検出手段と、
   前記回転子が回転したときに前記位置検出信号のそれぞ
   れの活性区間を少なくとも３分割するだけの周波数を有
   する回転検出信号を発生する回転検出手段と、外部から
   供給される電圧もしくは電流に依存した駆動指令電流を
   発生するとともに、起動時には前記複数の位置検出信号
   に基いて前記固定子巻線の通電相を切り換えるようにな
   し、起動後は特定の位置検出信号の所定のエッジを基準
   にして、前記回転検出信号のエッジが到来するごとに出
   力電流を前記駆動指令電流に比例したステップで段階的
   に切り換える駆動信号発生回路と、前記駆動信号発生回
   路の出力電流に比例した電流を前記固定子巻線に供給す
   る駆動手段を具備してなる直流無整流子モータ。
2. （２）　外部から供給される電圧もしくは電流に依存し
   たトルク指令電流を発生する演算増幅器と、位置検出信
   号の所定のエッジが到来するごとに特定の値から回転検
   出信号のエッジのカウントを開始するカウンタと、前記
   演算増幅器からの出力電流を受電し、あらかじめ定めら
   れた分配比率の電流を出力する複数のトランジスタを有
   するカレントミラー回路と、前記カウンタのカウント値
   に基いて、複数の出力線路に前記トランジスタの出力を
   選択的に送出させるスイッチ回路と、前記回転検出信号
   をもとに通電状態の切り換えタイミングを決定する通電
   モード判別回路と、前記通電モード判別回路が出力を発
   生するまでは複数の位置検出信号に基いた出力電流を送
   出し、前記通電モード判別回路が出力を発生してからは
   前記カレントミラー回路と前記スイッチ回路による出力
   電流を送出する合成回路によって駆動信号発生回路を構
   成してなる特許請求の範囲第１項記載の直流無整流子モ
   ータ。