JPS61120222A - 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 - Google Patents
無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置Info
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- JPS61120222A JPS61120222A JP24182484A JP24182484A JPS61120222A JP S61120222 A JPS61120222 A JP S61120222A JP 24182484 A JP24182484 A JP 24182484A JP 24182484 A JP24182484 A JP 24182484A JP S61120222 A JPS61120222 A JP S61120222A
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
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- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は負荷に可変電圧可変周波数の交流電力を供給す
ると共に循環電流によって無効電力を任意に制御できる
無効電力制御形サイクロコンバータに関するものである
。
ると共に循環電流によって無効電力を任意に制御できる
無効電力制御形サイクロコンバータに関するものである
。
［発明の技術的背ｅｌｌ］
第２図に分割された進相コンデンサ０１〜Ｃ５と並列運
転される従来の無効電力制御形サイクロコンバータの一
例を示す。この場合進相コンデンサＣの分割数は５個の
ときを示している。また３相出力のサイクロコンバータ
の受電端の無効電力をフィードフォワード制御している
。
転される従来の無効電力制御形サイクロコンバータの一
例を示す。この場合進相コンデンサＣの分割数は５個の
ときを示している。また３相出力のサイクロコンバータ
の受電端の無効電力をフィードフォワード制御している
。
第２図において、Ｂｕｓは３相交流ｉｆ源のＷｌｉｌ路
、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５はΔ又はＹ接続された
進相コンデンサ、Ｔ ｒｕ、Ｔ ｒｖ、Ｔ ｒｗはＷａ
トランス、ｃｃ−ｕ、ｃｃ−ｖ、ｃｃ−ｗは循環電流式
サイクロコンバータ本体、Ｕ、Ｖ、Ｗは３相負荷、Ｓ
１．Ｓ ２．Ｓ ３．Ｓ ４．Ｓ ５は進相コンデンサ
０１〜Ｃ５を３相交流電源に接続する投入スイッチであ
る。
、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５はΔ又はＹ接続された
進相コンデンサ、Ｔ ｒｕ、Ｔ ｒｖ、Ｔ ｒｗはＷａ
トランス、ｃｃ−ｕ、ｃｃ−ｖ、ｃｃ−ｗは循環電流式
サイクロコンバータ本体、Ｕ、Ｖ、Ｗは３相負荷、Ｓ
１．Ｓ ２．Ｓ ３．Ｓ ４．Ｓ ５は進相コンデンサ
０１〜Ｃ５を３相交流電源に接続する投入スイッチであ
る。
Ｕ相のサイクロコンバータＣＣ−Ｕは正群コンバータ５
ｓ−ｐ、負群コンバータ５Ｓ−Ｎ及び直流リアクトル１
０１． Ｌ０２から構成されている。
ｓ−ｐ、負群コンバータ５Ｓ−Ｎ及び直流リアクトル１
０１． Ｌ０２から構成されている。
ｃｃ−ｖ、ｃｃ−ｗも同様に構成されている。また、Ｃ
０ＮＴ−ＩＪ、Ｃ０ＮＴ−Ｖ、ＣＯＮＴ−Ｗは各々Ｕ、
Ｖ、Ｗ相のサイクロコンバータの電流制御回路である。
０ＮＴ−ＩＪ、Ｃ０ＮＴ−Ｖ、ＣＯＮＴ−Ｗは各々Ｕ、
Ｖ、Ｗ相のサイクロコンバータの電流制御回路である。
制−回路Ｃ０ＮＴ−Ｕは、演算増幅器に１．に２．に３
、比較器ＣＩ、Ｃ２、加算器Ａ１．Ａ２．Ａ３及び位
相制御回路ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎから構成されティる。Ｃ
０ＮＴ−Ｖ、Ｃ０ＮＴ−Ｗも同様に構成されている。さ
らに正群コンバータ５Ｓ−Ｐの出力ｉ！流Ｉｐυ、負群
コンバータ８８−Ｎの出力電流■、υ及び負荷電流ＩＬ
ｕの各々を検出するために交流器ＣＴｐυ、ＣＴＮｕ。
、比較器ＣＩ、Ｃ２、加算器Ａ１．Ａ２．Ａ３及び位
相制御回路ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎから構成されティる。Ｃ
０ＮＴ−Ｖ、Ｃ０ＮＴ−Ｗも同様に構成されている。さ
らに正群コンバータ５Ｓ−Ｐの出力ｉ！流Ｉｐυ、負群
コンバータ８８−Ｎの出力電流■、υ及び負荷電流ＩＬ
ｕの各々を検出するために交流器ＣＴｐυ、ＣＴＮｕ。
ＣＴｔ、ｕが設置されている。■、Ｗ相も同様である。
Ｕ相のサイクロコンバータＣＣ−ＩＪの電流制御の動作
を例にとって説明する。
を例にとって説明する。
まず、負荷電流制御の動作を説明する。
負荷電流指令ＩＬＬＩ″と実際に流れる負荷電流の検出
１ｍ Ｉ Ｌ Ｕを比較し、その偏差ε２に比例した電
圧をサイクロコンバータから発生するように位相制御回
路ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎを制御する。
１ｍ Ｉ Ｌ Ｕを比較し、その偏差ε２に比例した電
圧をサイクロコンバータから発生するように位相制御回
路ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎを制御する。
ＰＨ−Ｐの出力位相αρＵに対してＰＨ−Ｎの出力位相
α８りは、α８υ−１８０°−αｐりの関係を保つよう
に増幅器に２から反転増幅器に２を介して位相制御回路
ＰＨ−Ｎに入力される。すなわち、正群コンバータ５Ｓ
−Ｐの出力電圧Ｖｐｕと負群コンバータ３８−Ｎの出力
電圧ＶＮＵは負荷端子でつり合った状態で通常の運転が
行われる負荷電流指令ｆＬｕ’を正弦波状に変化させる
とそれに応じて偏差ε２も変化し、負荷に正弦波電流Ｉ
ＬＵが流れるように前記αρ０及びα８υがｌｉｌ制御
される。
α８りは、α８υ−１８０°−αｐりの関係を保つよう
に増幅器に２から反転増幅器に２を介して位相制御回路
ＰＨ−Ｎに入力される。すなわち、正群コンバータ５Ｓ
−Ｐの出力電圧Ｖｐｕと負群コンバータ３８−Ｎの出力
電圧ＶＮＵは負荷端子でつり合った状態で通常の運転が
行われる負荷電流指令ｆＬｕ’を正弦波状に変化させる
とそれに応じて偏差ε２も変化し、負荷に正弦波電流Ｉ
ＬＵが流れるように前記αρ０及びα８υがｌｉｌ制御
される。
次に正群コンバータ５ｓ−ｐの出力電流Ｉρりと負群コ
ンバータ８８−Ｎの出力電流■８υとの１１］ＩＰＮ
−ｕ ＝Ｉｐｕ ＋ＩＮＵをｉ＋ＩＪ Ｉｌｌするため
の動作説明を行なう。
ンバータ８８−Ｎの出力電流■８υとの１１］ＩＰＮ
−ｕ ＝Ｉｐｕ ＋ＩＮＵをｉ＋ＩＪ Ｉｌｌするため
の動作説明を行なう。
加算器Ａ１によって、Ｉｐｕと■８υの和を求め、比較
器Ｃ１によって、和電流指令値■ρ、−％と比較する。
器Ｃ１によって、和電流指令値■ρ、−％と比較する。
その偏差ε１＝ＩＰＮ−ＩＪ“−■ρ８−〇を増幅器に
１によって増幅し、加算器Ａ ２．Ａ ３に入力する。
１によって増幅し、加算器Ａ ２．Ａ ３に入力する。
その結果、前記位相制御回路ＰＨ−Ｐ及びＰＩ−１−Ｎ
への入力ε３．Ｃ４は次式％式％ 故に前記αＮｕ＝１８０”−αｐｕの関係はくずれ、Ｋ
１ ・Ｃ１ト比例した分だけ正群コンバータ５ｓ−ｐの
出力電圧Ｖρυと負群コンバータ８８−Ｎの出力電圧と
が不平衡になる。その差電圧、が直流リアクトルＬｏ、
１及びＬｏ２に印加され、（ｉｐ＋ｚＮ）の値を制御す
る。
への入力ε３．Ｃ４は次式％式％ 故に前記αＮｕ＝１８０”−αｐｕの関係はくずれ、Ｋ
１ ・Ｃ１ト比例した分だけ正群コンバータ５ｓ−ｐの
出力電圧Ｖρυと負群コンバータ８８−Ｎの出力電圧と
が不平衡になる。その差電圧、が直流リアクトルＬｏ、
１及びＬｏ２に印加され、（ｉｐ＋ｚＮ）の値を制御す
る。
ｒｐＮ−ｕ＜ＩｐＮ ｕ’の場合、Ｃ１が正とな’）Ｖ
ｐ Ｕ −ＶＮ ＩＪ ヲ増加すセ、ＩｐＮ ｕ＝１ρ
υ＋ＩＮＵを増加し、ＩｐＮ ｕ＝Ｉρ８−Ｕ′に落ち
着かせる。逆にＩｐＮ−〇＞ Ｉ Ｐ Ｎ−、Ｎとなっ
た場合ε１が負となり、ＶＰＬＩ −ＶＮＬＩ＜Ｏとし
、Ｉｐｓ−ｕ−１ｐｕ＋ｒＮｕを減少させて、やはりＩ
ＰＮ ｕ岬Ｉρ、−Ｕ′に落ち着かせる。結果的には
正群コンバータと負群コンバータの出力電流の和１ｐ
Ｎ−Ｕはその指令値ニ等しくなるように制御される。
ｐ Ｕ −ＶＮ ＩＪ ヲ増加すセ、ＩｐＮ ｕ＝１ρ
υ＋ＩＮＵを増加し、ＩｐＮ ｕ＝Ｉρ８−Ｕ′に落ち
着かせる。逆にＩｐＮ−〇＞ Ｉ Ｐ Ｎ−、Ｎとなっ
た場合ε１が負となり、ＶＰＬＩ −ＶＮＬＩ＜Ｏとし
、Ｉｐｓ−ｕ−１ｐｕ＋ｒＮｕを減少させて、やはりＩ
ＰＮ ｕ岬Ｉρ、−Ｕ′に落ち着かせる。結果的には
正群コンバータと負群コンバータの出力電流の和１ｐ
Ｎ−Ｕはその指令値ニ等しくなるように制御される。
■相及びＷ相のサイクロコンバータ電流制御も同様な動
作を行なう。
作を行なう。
第２図の従来例では受Ｎ＠の無効電力検出は行なってい
ない。その代りに、当該受電端の無効電力があらかじめ
定められた値になるように、負荷電流指令値Ｉｗｕ”、
ＩＬＶ”、ＩＬｗ’及び位相制御回路人力σαＵ、σα
■、σαＷがら演算によって前記各相サイクロコンバー
タの正群及び負群コンバータの出力電流の和ＩｐＮ−〇
−ｒ ｐｕ ＋ＩＮＵ Ｎ Ｉ ｐ
Ｎ −ｖ ５−ＩＰＶ ＋ Ｉ
Ｎ ｖ ＊Ｉｐ Ｎ −Ｗ −Ｉｐ ｖ ＋ Ｉ
Ｎｗの各指令値ＩＰＮ−ＬＪ’ｌ ＩＰＮ Ｖ’ｌ
Ｉｐ、−Ｗ′を求めている。
ない。その代りに、当該受電端の無効電力があらかじめ
定められた値になるように、負荷電流指令値Ｉｗｕ”、
ＩＬＶ”、ＩＬｗ’及び位相制御回路人力σαＵ、σα
■、σαＷがら演算によって前記各相サイクロコンバー
タの正群及び負群コンバータの出力電流の和ＩｐＮ−〇
−ｒ ｐｕ ＋ＩＮＵ Ｎ Ｉ ｐ
Ｎ −ｖ ５−ＩＰＶ ＋ Ｉ
Ｎ ｖ ＊Ｉｐ Ｎ −Ｗ −Ｉｐ ｖ ＋ Ｉ
Ｎｗの各指令値ＩＰＮ−ＬＪ’ｌ ＩＰＮ Ｖ’ｌ
Ｉｐ、−Ｗ′を求めている。
第２図のＲＩＰＮはその和電流指令値の演算回路でその
具体的な構成を第３図に示している。なおＶＲは受電端
の無効電力の値を決める設定器である。
具体的な構成を第３図に示している。なおＶＲは受電端
の無効電力の値を決める設定器である。
第３図において、Ｋ（Ｚｕ、にαｖ、にαＷ。
ＫＭＵ 、ＫＭＶＩ ＫＭＷは演算増幅器、Ｌ〜Ｉｕ
。
。
ＬＭｖ、ＬＭｗはリミッタ回路、ＳＱｕ 、ＳＱＶ。
ＳＱｗは２乗演算回路、５ＱＲｕ 、５ＱＲＶ。
ＳＱＲｗは平方根演算回路、Ｍ ｕ １ 、 Ｍ ｖ
１ 、 Ｍ ｗ １ 。
１ 、 Ｍ ｗ １ 。
Ｍｕ ２．Ｍｖ ２．Ｍｖ２．Ｍｕ ３．Ｍｖ ３．Ｍ
ｙ ３は乗算器、ＤｒＶは割算器、ＡＢＳｕ 、ＡＢＳ
■、ＡＢＳｗは絶対値回路、Ａ０１〜Ａ Ｄ １２には
加算器である入力σαυ、σαＶ、σαＷは第１図の演
算増幅器に２の出力で、位相制御回路ＰＨ−Ｐ及びＰＨ
−Ｎの入力信号の平均値である。すなわち、例えばσα
Ｕは、サイクロコンバータＣＣ−Ｕの出力電圧（Ｖｐ
ｕ ＋ＶＮ ｕ ） ／２に比例した値となり、αＮＵ
＝１８ｏ°−αρ。の関係が成り立つ状態ではσαυＯ
ｅ ＣＯ３αｐ、＝−ｃｏｓα、りとなっている。同様
にσαｖＯ（ＱＱ３αＰｖ＝（ｊＯ３αＮ■、σαｙ
０ｅＣＯ３（ｒｐ ｗ ”＝−ＣＯ３α８ｗが成り立っ
ている。
ｙ ３は乗算器、ＤｒＶは割算器、ＡＢＳｕ 、ＡＢＳ
■、ＡＢＳｗは絶対値回路、Ａ０１〜Ａ Ｄ １２には
加算器である入力σαυ、σαＶ、σαＷは第１図の演
算増幅器に２の出力で、位相制御回路ＰＨ−Ｐ及びＰＨ
−Ｎの入力信号の平均値である。すなわち、例えばσα
Ｕは、サイクロコンバータＣＣ−Ｕの出力電圧（Ｖｐ
ｕ ＋ＶＮ ｕ ） ／２に比例した値となり、αＮＵ
＝１８ｏ°−αρ。の関係が成り立つ状態ではσαυＯ
ｅ ＣＯ３αｐ、＝−ｃｏｓα、りとなっている。同様
にσαｖＯ（ＱＱ３αＰｖ＝（ｊＯ３αＮ■、σαｙ
０ｅＣＯ３（ｒｐ ｗ ”＝−ＣＯ３α８ｗが成り立っ
ている。
従って、第３図においてσαυを増幅器にα０によって
定数倍することによりＣＯＳαりが求められる。リミッ
タ回路ＬＭυは−１＜ｃｏｓ ａ Ｕ＜＋１を満足させ
るために使われ、２乗演算回路ＳＱｕによって、ｃｏｓ
２αりを計算する。加算器ＡＤ１は１−ｃｏｓ”αυ
を計算するもので、次の平方根演算回路ＳＱＲりによっ
て、ｓｉｎαυ−−ＣＯ３αυが求められる。同様にσ
α■から３ｉｎαｖ”ＣＴτ−丁１１四−が、またσα
Ｗｈ％らｓｉｎαｙ！ −ＣＯ３−７コ７１−が求
められる。
定数倍することによりＣＯＳαりが求められる。リミッ
タ回路ＬＭυは−１＜ｃｏｓ ａ Ｕ＜＋１を満足させ
るために使われ、２乗演算回路ＳＱｕによって、ｃｏｓ
２αりを計算する。加算器ＡＤ１は１−ｃｏｓ”αυ
を計算するもので、次の平方根演算回路ＳＱＲりによっ
て、ｓｉｎαυ−−ＣＯ３αυが求められる。同様にσ
α■から３ｉｎαｖ”ＣＴτ−丁１１四−が、またσα
Ｗｈ％らｓｉｎαｙ！ −ＣＯ３−７コ７１−が求
められる。
一方、負荷電流の指令値■、υ”、 ＩＬ Ｖ ’
＊ＩＬｗ’がＲＩＰＮに入力され、次の演算が行なわれ
る。
＊ＩＬｗ’がＲＩＰＮに入力され、次の演算が行なわれ
る。
Ｕ相負荷電流の指令値ＩＬＬＩ’は絶対値回路ＡＢＳｕ
によってその絶対値１ｆＬｕ’ｌとなり乗算器Ｍυ１、
演算増幅器ＫＭＵ及び加算器ＡＤ１０に入力される。演
算増幅器に２υは負荷電流ＩＬＬＪを正規化するもので
、■２を例えばサイクロコンバータの最大出力電流に選
んだ場合、上記１ｒＬｕ′４＋を（１／ＩＭ）倍する。
によってその絶対値１ｆＬｕ’ｌとなり乗算器Ｍυ１、
演算増幅器ＫＭＵ及び加算器ＡＤ１０に入力される。演
算増幅器に２υは負荷電流ＩＬＬＪを正規化するもので
、■２を例えばサイクロコンバータの最大出力電流に選
んだ場合、上記１ｒＬｕ′４＋を（１／ＩＭ）倍する。
そして次の加算器ＡＤ４によってｋｕ−”（１１１ＬＬ
＋’１／１Ｍ）を計算している。ｋＵは乗算器Ｍｕ２゜
Ｍｖ３に入力される。
＋’１／１Ｍ）を計算している。ｋＵは乗算器Ｍｕ２゜
Ｍｖ３に入力される。
ｒＬＶ簑、ＩＬＷ鱒も同様に演算され、ｋｖ−（１ｌ
ＩＬＶ’ ｌ／１Ｍ＞及び、ｋＷ−（１−ｌｆＬｗ’ｌ
／ＩＭ）が求められる。
ＩＬＶ’ ｌ／１Ｍ＞及び、ｋＷ−（１−ｌｆＬｗ’ｌ
／ＩＭ）が求められる。
乗算器Ｍｕ １ 、 Ｍｖ １ 、 Ｍｙ １によって
各々ＩＩＬＵ” １−ｓｉｎα、、 ｌ ＩＬｖ’ １
−ｓｉｎα■及び１１１−ｗ’ｌ ・ｓｉｎαＷが求め
られ、次の加算器ＡＤ７によって ｌ １ｗｕ’ ｌ −５ｉｎ ａｕ＋１１Ｌ、ｖ’ ｌ
。
各々ＩＩＬＵ” １−ｓｉｎα、、 ｌ ＩＬｖ’ １
−ｓｉｎα■及び１１１−ｗ’ｌ ・ｓｉｎαＷが求め
られ、次の加算器ＡＤ７によって ｌ １ｗｕ’ ｌ −５ｉｎ ａｕ＋１１Ｌ、ｖ’ ｌ
。
５ｉｎａｖ＋ｌ ＩＬｌ＃’ ｌ ・ＳｉｎαＷが計算
され、さらに次の加算器ＡＤ３によって、外部の無効電
力設定器ＶＲの出力１ｃａｐ’との差が計算される。
され、さらに次の加算器ＡＤ３によって、外部の無効電
力設定器ＶＲの出力１ｃａｐ’との差が計算される。
ａ−ＩＣａｌ）−（ｌ ＩＬＬＩ ’ １−ｓｉｎα。
＋ＩＩＬＶ’ｌ ・ｓｉｎαＶ＋ＩＩＬＷ’ｌ ・ｓｉ
ｎαＷ） ・・・（ａａは割算器ＤＩＶに
入力される。
ｎαＷ） ・・・（ａａは割算器ＤＩＶに
入力される。
また、乗算器Ｍ ｕ ２．Ｍ ｖ ２．Ｍ ｗ ２によ
って各々ｋ 、 −５ｉｎ ａｕ、に■−５ｉｎ ａ■
、に、 −５ｉｎ ａＷが求められ、次の加算器ＡＤ２
によって ｂ−ｋＵ−ｓｉｎαｕ＋ｋｖ−ｓｉｎαＶ＋ｋｗ−ｓｉ
ｎαｗ ”” （４）が計算され、割算器Ｄ
ＩＶに入力される。
って各々ｋ 、 −５ｉｎ ａｕ、に■−５ｉｎ ａ■
、に、 −５ｉｎ ａＷが求められ、次の加算器ＡＤ２
によって ｂ−ｋＵ−ｓｉｎαｕ＋ｋｖ−ｓｉｎαＶ＋ｋｗ−ｓｉ
ｎαｗ ”” （４）が計算され、割算器Ｄ
ＩＶに入力される。
割算器ＤＩＶによって、［ｏ２’＝ａ／ｂを求め。
次の乗算器Ｍ ｕ ３．ＩＶＩ ｖ ３．Ｍ ｖ ３に
よって、各々ｋｕ−１ｏ２’、ｋｖ−１ｏ２’及びｋＷ
−（ｏ２’が計算される。
よって、各々ｋｕ−１ｏ２’、ｋｖ−１ｏ２’及びｋＷ
−（ｏ２’が計算される。
最後に加算器ＡＤ１０．ＡＤ１１．ＡＤ１２によって次
式で示される各相サイクロコンバータの正群及び負群コ
ンバータの出力電流の和の指令値が出力される。
式で示される各相サイクロコンバータの正群及び負群コ
ンバータの出力電流の和の指令値が出力される。
Ｉｆ）Ｎ ｕ’＝ｌ ＩＬＵ” ｌ＋ｋＵ・１０２′
・・・（５） ＩＰＮ−Ｖ’−Ｉ ＩＬＶ’ Ｉｆｋｖ−ｉｏ２’・・
・（ａ ＩＰＮ ｖ’−ｌ ＩＬＷ’ ｌ＋ｋｗ ｅ ｌｏ２
’・・・（′７） このようにして求められた指令値ＩＰＮ−リ０ＩＰＨＶ
’ｌ ＩｐＮ−ｗ”に応じて、各相サイクロコンバー
タの１ｐＮ−ｕ、ＩｐＮ ｖ及びＩｐＮ−ｗが制御さ
れるので、きわめて追従性の良い制■が期待できる。
・・・（５） ＩＰＮ−Ｖ’−Ｉ ＩＬＶ’ Ｉｆｋｖ−ｉｏ２’・・
・（ａ ＩＰＮ ｖ’−ｌ ＩＬＷ’ ｌ＋ｋｗ ｅ ｌｏ２
’・・・（′７） このようにして求められた指令値ＩＰＮ−リ０ＩＰＨＶ
’ｌ ＩｐＮ−ｗ”に応じて、各相サイクロコンバー
タの１ｐＮ−ｕ、ＩｐＮ ｖ及びＩｐＮ−ｗが制御さ
れるので、きわめて追従性の良い制■が期待できる。
ここで、Ｉ Ｇ）Ｎ ＩＪ”ＩＰＮ Ｕ”、ＩＩ：
ＩＮ Ｖ＝ＩＰＮ Ｖ”ｌ Ｉｐ、４ ｗ＝Ｉｐ
Ｎ Ｗ’に制御されている場合の受電端の無効電力を考
察する３相出力サイクロコンバータの受電端の無効電力
Ｑは、サイクロコンバータの遅れ無効電流Ｉｑ Ｅ Ａ
ＣＴと進相コンデンサの進み無効Ｎ流ｌ ｃａｐとの
差に計数Ｋｏを乗じた値で表わせる。
ＩＮ Ｖ＝ＩＰＮ Ｖ”ｌ Ｉｐ、４ ｗ＝Ｉｐ
Ｎ Ｗ’に制御されている場合の受電端の無効電力を考
察する３相出力サイクロコンバータの受電端の無効電力
Ｑは、サイクロコンバータの遅れ無効電流Ｉｑ Ｅ Ａ
ＣＴと進相コンデンサの進み無効Ｎ流ｌ ｃａｐとの
差に計数Ｋｏを乗じた値で表わせる。
Ｉｑ 、：Ａ ＣＴは次の（８）式のようになる。ただ
し、αＮ Ｕ ”＝ １８０ ” −αＰＬＪ＋ αＮ
ｖ＝ｉｓｏ’−αｐＶ、αＮｗ ＝１８０ ’ −αＰ
Ｗが成り立っているとする。
し、αＮ Ｕ ”＝ １８０ ” −αＰＬＪ＋ αＮ
ｖ＝ｉｓｏ’−αｐＶ、αＮｗ ＝１８０ ’ −αＰ
Ｗが成り立っているとする。
ＩＲＥＡＣＴ−
に１（Ｉｐｕ ＋ＩＮｕ ） ・ｓｉｎαＵ＋に１（Ｉ
ｐｖ ＋ＩＮＶ ） ・ＳｉｎαＶ＋に１（ｌｐ ｗ
＋ ＩＮ ｗ ） ・Ｓｉ００ｗ −（８１上記（Ｉ
ｐｕ＋ＩＮｕ）−ＩｐＮ−ｕは指令値■ρ８−〇〇に等
しく制御され−（ＩＰＶ＋ＩＮＶ）” Ｉｐ Ｎ−Ｖは
指令１１１ｐＮ−ｖ″に等しくＭ御され、（Ｉｐｖ＋１
．４ｖ）−１ｐＮ−ｗは指令値ｔ Ｐ Ｎ −’１１
’に等しく制御されるのであるから（Ｓ〜（７）式の関
係を８）式に代入することにより、受電端の無効電力Ｑ
＝Ｋａ （ｌＲ１：Ａｃｖ ｔｃａｐ ）が求められ
る。ＩＭ Ｅ Ａ ＣＴは次のように変形される。
ｐｖ ＋ＩＮＶ ） ・ＳｉｎαＶ＋に１（ｌｐ ｗ
＋ ＩＮ ｗ ） ・Ｓｉ００ｗ −（８１上記（Ｉ
ｐｕ＋ＩＮｕ）−ＩｐＮ−ｕは指令値■ρ８−〇〇に等
しく制御され−（ＩＰＶ＋ＩＮＶ）” Ｉｐ Ｎ−Ｖは
指令１１１ｐＮ−ｖ″に等しくＭ御され、（Ｉｐｖ＋１
．４ｖ）−１ｐＮ−ｗは指令値ｔ Ｐ Ｎ −’１１
’に等しく制御されるのであるから（Ｓ〜（７）式の関
係を８）式に代入することにより、受電端の無効電力Ｑ
＝Ｋａ （ｌＲ１：Ａｃｖ ｔｃａｐ ）が求められ
る。ＩＭ Ｅ Ａ ＣＴは次のように変形される。
ＩｑｔＡｃｖ＝に１（（ｌ ＩＬυ″１＋ｋ ｇ−１ｏ
２″）・ｓｉｎαｕ ＋ （Ｉ ＩＬＶ’ １＋ｋｖ−
Ｉｏ２’）−３ｉｎαＶ＋（ｌ ＩＬＷ” １＋ｋｗ１
０２″）−３ｉｎ αＷ） ＝ｋｌ（（ｌ ＩＬＩＪ ’ ｌ ・ｓｉｎ α
υ＋ｌ Ｉ＋−ｖ’ ｌ −５ｉｎ αＶ”ｌ
ＩＬｗ” １ 番ｓ＋ｎ αＷ＋ Ｉｏ
２’ −（ｋ 、 −５ｉｎ α ｕ
＋ｋ ■ −５ｉｎ α Ｖ＋ｋｗ−ｓ
ｉｎαｗ）） ’・・■１ｏ２″−ａ／ｂ
で、ｂは（４）式で与えられるから１ｏ２″
（ｋｕ ・ ｓｉｎ α ｕ＋ｋｖ−ｓｉｎ
α Ｖ＋に、−５ｉｎ αｗ）＋ｍａ となる。また（３式の関係を０式に代入することによっ
て ＩＲ）：＾ａ丁＝ｋｌ（ＩＣａＤ’−ａ＋ａ）ｋｌｏ
Ｉ ｃａｐ ” ・（１０）となる。
２″）・ｓｉｎαｕ ＋ （Ｉ ＩＬＶ’ １＋ｋｖ−
Ｉｏ２’）−３ｉｎαＶ＋（ｌ ＩＬＷ” １＋ｋｗ１
０２″）−３ｉｎ αＷ） ＝ｋｌ（（ｌ ＩＬＩＪ ’ ｌ ・ｓｉｎ α
υ＋ｌ Ｉ＋−ｖ’ ｌ −５ｉｎ αＶ”ｌ
ＩＬｗ” １ 番ｓ＋ｎ αＷ＋ Ｉｏ
２’ −（ｋ 、 −５ｉｎ α ｕ
＋ｋ ■ −５ｉｎ α Ｖ＋ｋｗ−ｓ
ｉｎαｗ）） ’・・■１ｏ２″−ａ／ｂ
で、ｂは（４）式で与えられるから１ｏ２″
（ｋｕ ・ ｓｉｎ α ｕ＋ｋｖ−ｓｉｎ
α Ｖ＋に、−５ｉｎ αｗ）＋ｍａ となる。また（３式の関係を０式に代入することによっ
て ＩＲ）：＾ａ丁＝ｋｌ（ＩＣａＤ’−ａ＋ａ）ｋｌｏ
Ｉ ｃａｐ ” ・（１０）となる。
受電端の無効電力Ｑを零にするには、
ＩＲｌ：Ａｃｙ−１ｃａｐ−に１−）ｃａｐ’ ・”
（１１）が成り立つように１ｃａｐ’を設定してやれば
よ０゜上記１１１ｔ［Ｉにおいて、ｋｕ、ｋｖ−ｋｗは
各相サイクロコンバータの循環電流の値を負荷電流の大
きさに応じ配分させる係数である。
（１１）が成り立つように１ｃａｐ’を設定してやれば
よ０゜上記１１１ｔ［Ｉにおいて、ｋｕ、ｋｖ−ｋｗは
各相サイクロコンバータの循環電流の値を負荷電流の大
きさに応じ配分させる係数である。
（５）式のようにＵ相すイクＯコンバータの正群及び負
群のコンバータの出力電流の和ＩＰＮ−リ・＝Ｉｐす＋
■、υが制御された場合 ■ ρ υ ＋ １． リ − ＩＩＬ リ １
＋ ２ ・ ■ ０ υ・・・（１２） の関係から、循環電流Ｉｏｕは次の随に制御されている
と同じである。
群のコンバータの出力電流の和ＩＰＮ−リ・＝Ｉｐす＋
■、υが制御された場合 ■ ρ υ ＋ １． リ − ＩＩＬ リ １
＋ ２ ・ ■ ０ υ・・・（１２） の関係から、循環電流Ｉｏｕは次の随に制御されている
と同じである。
１ｏｕ ＝ （ｋｕ ・Ｉｏ２″）／２ＩＬｕ”−ＩＲ
ｌ−３ｉｊｌωｔと与えた場合、■、ｍ１ｍに選定すれ
ば、ＩＬｕ″が農大値ｌｌ１１になったとき循環電流Ｉ
ｏりは零となり、逆にＩＬＬＩ″＝０になるとＩｏｕ−
１ｏ２″／２の値となる。すなわち負荷電流の絶対値＋
１ＬＬＪＩが大きいときには循ＩｊＩ電流Ｉｏｕの直は
小さく、逆にＩｆＬｕｌが小さいときには、Ｉｏｕの値
は大きくなるように制御される。正群コンバータ３３−
Ｐの出力電流【ρＵあるいは負群コンバータ８８−Ｎの
出力電流ＩＮＵの値は負荷電′流ＩＬＵの正あるいは負
方向の半波値に上記循環電流！０υを加えた値となるが
、上記のように負荷電流ＩＬＬＪの大きざに応じて、循
環電流Ｉｏｕの値を配分することにより、コンバータの
最大電流客員の増大を小さくすることができる。
ｌ−３ｉｊｌωｔと与えた場合、■、ｍ１ｍに選定すれ
ば、ＩＬｕ″が農大値ｌｌ１１になったとき循環電流Ｉ
ｏりは零となり、逆にＩＬＬＩ″＝０になるとＩｏｕ−
１ｏ２″／２の値となる。すなわち負荷電流の絶対値＋
１ＬＬＪＩが大きいときには循ＩｊＩ電流Ｉｏｕの直は
小さく、逆にＩｆＬｕｌが小さいときには、Ｉｏｕの値
は大きくなるように制御される。正群コンバータ３３−
Ｐの出力電流【ρＵあるいは負群コンバータ８８−Ｎの
出力電流ＩＮＵの値は負荷電′流ＩＬＵの正あるいは負
方向の半波値に上記循環電流！０υを加えた値となるが
、上記のように負荷電流ＩＬＬＪの大きざに応じて、循
環電流Ｉｏｕの値を配分することにより、コンバータの
最大電流客員の増大を小さくすることができる。
■相、Ｗ相のサイクロコンバータの循環電流ｒｏｖ及び
ｌｏｗもｋｖ、ｋｗによって同様に配分されている。こ
の場合、各相の負荷電流は各々１２０゛ずつ位相がずれ
ているため同時に循環電流が零又は最大になることはな
く、例えばＩｏｕが小さくなっているときはＩｏｖ又は
ｌｏｗが大きくなって受電端の無効電力Ｑは一定に保持
されている。
ｌｏｗもｋｖ、ｋｗによって同様に配分されている。こ
の場合、各相の負荷電流は各々１２０゛ずつ位相がずれ
ているため同時に循環電流が零又は最大になることはな
く、例えばＩｏｕが小さくなっているときはＩｏｖ又は
ｌｏｗが大きくなって受電端の無効電力Ｑは一定に保持
されている。
各相の循環電流ＩＯす＋ Ｉｏｖ、ｌｏｗを同一値に
して制御させたいときには、正規化定数１Ｍを■に選定
すればよい。具体的には、第３図の演算増幅器Ｋ ＭＵ
＊ Ｋ Ｍ Ｖ ＋ Ｋ ＭＷの利得を零にすればよ
い。
して制御させたいときには、正規化定数１Ｍを■に選定
すればよい。具体的には、第３図の演算増幅器Ｋ ＭＵ
＊ Ｋ Ｍ Ｖ ＋ Ｋ ＭＷの利得を零にすればよ
い。
［背景技術の問題点］
以上のように無効電力制御の制御応答を上げるためにフ
ィードフォワード制御を用いた従来の無効電力制御形サ
イクロコンバータは、受電端の基本波力率を１に保つ状
態で、制御応答の速い無効電力制御ができるが、受電端
に分割して設置された進相コンデンサの投入時に大きな
問題点があるすなわち（１１）式が常に満足しなければ
受電端の無効電力Ｑを零にすることができない。従って
分割された進相コンデンサを順序投入した場合１、進相
コンデンサ側に流れる電流１ ｃａｐは進相コンデンサ
の投入個数に比例して変化する。そのために（１１）式
が満足しなくなり、受電端の基本波力率を１にすること
ができないという欠点があった［発明の目的コ 本発明は以上に鑑みてなされたもので、受Ｎ端に分割し
て設置された無効電力制御形サイクロコンバニタ装置に
おいて分割された進相コンデンサを投入する毎に（１１
）式を満足させるように無効電力設定値１ｅａｐ’を自
動的に設定するようにした無効電力制御形サイクロコン
バータ装置を提供することを目的としている。
ィードフォワード制御を用いた従来の無効電力制御形サ
イクロコンバータは、受電端の基本波力率を１に保つ状
態で、制御応答の速い無効電力制御ができるが、受電端
に分割して設置された進相コンデンサの投入時に大きな
問題点があるすなわち（１１）式が常に満足しなければ
受電端の無効電力Ｑを零にすることができない。従って
分割された進相コンデンサを順序投入した場合１、進相
コンデンサ側に流れる電流１ ｃａｐは進相コンデンサ
の投入個数に比例して変化する。そのために（１１）式
が満足しなくなり、受電端の基本波力率を１にすること
ができないという欠点があった［発明の目的コ 本発明は以上に鑑みてなされたもので、受Ｎ端に分割し
て設置された無効電力制御形サイクロコンバニタ装置に
おいて分割された進相コンデンサを投入する毎に（１１
）式を満足させるように無効電力設定値１ｅａｐ’を自
動的に設定するようにした無効電力制御形サイクロコン
バータ装置を提供することを目的としている。
［発明の概要］
本発明は受ｉ！端部に進相コンデンサを分割して設置し
た無効電力制御形サイクロコンバータにおいて各進相コ
ンデンサを投入した場合に流れる三相交流電流を検出し
、その検出値を無効電力設定値）ｃａｐ’として与える
ようにした無効電力制御形サイクロコンバータ装置であ
る。
た無効電力制御形サイクロコンバータにおいて各進相コ
ンデンサを投入した場合に流れる三相交流電流を検出し
、その検出値を無効電力設定値）ｃａｐ’として与える
ようにした無効電力制御形サイクロコンバータ装置であ
る。
［発明の実施例コ
第１図は本発明の無効電力料陣形サイクロコンバータの
一実施例の要部のみを示すブロック図である。ただし実
施例においても進相コンデンサの分割数は５ＩＩ！で示
した。
一実施例の要部のみを示すブロック図である。ただし実
施例においても進相コンデンサの分割数は５ＩＩ！で示
した。
第２図の従来例と異なる点は無効電力設定器ＶＲの代り
に、進相コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４゜Ｃ５を投
入した際に流れる電流を検出する変流器ＣＴｒ 、ＣＴ
ｓ 、ＣＴｔと絶対値回路ＡＢＳｒ 。
に、進相コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４゜Ｃ５を投
入した際に流れる電流を検出する変流器ＣＴｒ 、ＣＴ
ｓ 、ＣＴｔと絶対値回路ＡＢＳｒ 。
ＡＢＳｓ、ＡＢＳｔ及び加算器ＡＤ１３と増幅器ＫＣを
設けたことである。その他、サイクロ本体の回路構成及
び制御動ＩＹは第２図の従来例と同じなので省略する。
設けたことである。その他、サイクロ本体の回路構成及
び制御動ＩＹは第２図の従来例と同じなので省略する。
次に本発明の詳細な説明する。回路は進相コンデンサＣ
１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５を投入した際に流れる電流
を検出する変流器ＣＴｒ 、ＣＴｓ 、ＣＴｔとこの検
出値を入力とする絶対値回路ＡＢＳｒ 。
１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５を投入した際に流れる電流
を検出する変流器ＣＴｒ 、ＣＴｓ 、ＣＴｔとこの検
出値を入力とする絶対値回路ＡＢＳｒ 。
ＡＢＳｓ 、ＡＢＳｔと、この出力値１１ｒｃ１゜１１
ｓｃｌ 、 ｌ ＩｔＣＩを加算器ＡＤ１３で加算す
る。
ｓｃｌ 、 ｌ ＩｔＣＩを加算器ＡＤ１３で加算す
る。
この加算器ＡＤ１３の出力値Ｉ Ｉｒｃｌ ＋ ｌ ｌ
５ｃｌ ＋１１ｔｃｌは、増幅器Ａｌ１１りを介して無
効電力設定値１ｅａｐ’として和電流指令値の演算回路
ＲＩＰＮに与えられる。
５ｃｌ ＋１１ｔｃｌは、増幅器Ａｌ１１りを介して無
効電力設定値１ｅａｐ’として和電流指令値の演算回路
ＲＩＰＮに与えられる。
以上のようにこの回路は変流器ＣＴｒ 、ＣＴＳ。
ＣＴｔの検出電圧値を三相全波整流を行う回路と同じ構
成をしている。
成をしている。
次に分割した進相コンデンサを投入した場合の動作につ
いて説明する。ただし分割された進相コンデンサＣＩ、
Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の容量は同じとする。
いて説明する。ただし分割された進相コンデンサＣＩ、
Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５の容量は同じとする。
第１図において、最初進相コンデンサＣ１をスイッチＳ
１で投入すると、進相コンデンサＣ１には電流ＩＣ１が
流れ、同様に変流器ＣＴ側にも同じ値の′ｐｌ流■ｃａ
ｐが流れる。この場合電流ｉｃｌ。
１で投入すると、進相コンデンサＣ１には電流ＩＣ１が
流れ、同様に変流器ＣＴ側にも同じ値の′ｐｌ流■ｃａ
ｐが流れる。この場合電流ｉｃｌ。
ｌ ｃａｐは線路ｒ、 ｓ、 ｔを流れる電流を呼ぶこ
とにする。
とにする。
整流器回路を構成する加算器Ａ Ｄ １３は電流ｌ ｃ
ａｐに比例した直流レベルの信号１ｄｃが出力する。こ
の出力値ｉｄｃは増幅器１ｎｌ）でＫＯ−Ｊｄｃ−［Ｃ
ａｐ″−Ｉ Ｃａｔ）となり、前記（１１）式を満足し
無効電力設定１ｍ Ｉ Ｃａ１ｌ ’として和電流指令
値の演算回路ＲＩＰＮに与えられる。
ａｐに比例した直流レベルの信号１ｄｃが出力する。こ
の出力値ｉｄｃは増幅器１ｎｌ）でＫＯ−Ｊｄｃ−［Ｃ
ａｐ″−Ｉ Ｃａｔ）となり、前記（１１）式を満足し
無効電力設定１ｍ Ｉ Ｃａ１ｌ ’として和電流指令
値の演算回路ＲＩＰＮに与えられる。
従って受電端の無効電力は零になり、基本力率は１に保
持することができる。
持することができる。
次に上記の状態で進相コンデンサＣ２を投入した場合を
考える。
考える。
コンデンサＣ２を投入すると２１ｃａｏ ＝ Ｉｃｌ＋
［Ｃ２となり、増幅器Ａ Ｄ １３の出力は２・ＫＣ・
Ｉｔｉｃとなる。従って（１１）式は ２−Ｋｃ −ＩｄＣ−２−ｒｃａｐ ”−２−ｌＣａ１
ｌとなって満足する。
［Ｃ２となり、増幅器Ａ Ｄ １３の出力は２・ＫＣ・
Ｉｔｉｃとなる。従って（１１）式は ２−Ｋｃ −ＩｄＣ−２−ｒｃａｐ ”−２−ｌＣａ１
ｌとなって満足する。
以上のように分割された進相コンデンサＣＩ。
Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ，５の投入■数にかかわらずに常
に入力基本波力率を１に制御できる。
に入力基本波力率を１に制御できる。
上記・は分割された進相コンデンサの電流を検出して無
効電力設定値１ｃａｇ”を自動的にｌＩ＋ＩＩ Ｉｌｌ
させる場合ついて説明したが、進相コンデンサの投入ス
イッチＳＷの動作に同期して可変する無効電力設定器Ｖ
Ｒを用いてもよい。
効電力設定値１ｃａｇ”を自動的にｌＩ＋ＩＩ Ｉｌｌ
させる場合ついて説明したが、進相コンデンサの投入ス
イッチＳＷの動作に同期して可変する無効電力設定器Ｖ
Ｒを用いてもよい。
［発明の効果］
以上のように本発明は受電端部に進相コンデンサを分割
して設置した無効電力制御形サイクロコンバータにおい
て、各進相コンデンサを投入した場合に流れる電流値を
検出し、その検出値から無効電力設定値を与えることに
よって進相コンデンサの投入個数に関係なく、自動的に
入力基本波力率を１にできる理想的な無効電力制御形サ
イクロコンバータ装置を提供することができる。
して設置した無効電力制御形サイクロコンバータにおい
て、各進相コンデンサを投入した場合に流れる電流値を
検出し、その検出値から無効電力設定値を与えることに
よって進相コンデンサの投入個数に関係なく、自動的に
入力基本波力率を１にできる理想的な無効電力制御形サ
イクロコンバータ装置を提供することができる。
第１図は本発明の要部の一実施例を示したブロック図、
第２図は従来の無効電力制御形サイクロコンバータの構
成図、第３図は第２図における無効電力設定値を決める
和電流指令値の演算回路の詳細回路図である。 Ｃ１〜Ｃ５・・・進相コンデンサ、ＲＩＰＮ・・・和電
流指令値演算回路、Ａ１−Ａ３・・・加算器、ＰＨ−Ｐ
、ＰＨ−Ｎ・・・位相制御器、５ｓ−ｐ・・・正群コン
バータ、５Ｓ−Ｎ・・・負群コンバータ、Ｔｒ・・・ト
ランス、＄１〜Ｓ５・・・投入スイッチ、Ｕ、Ｖ、Ｗ・
・・負荷、ｃｃ−ｕ、ｃｃ−ｖ、ｃｃ−ｗ・・・サイク
ロコンバータ、Ｃ０ＮＴ−Ｌｌ、ＣＰＮＴ−Ｖ、Ｃ０Ｎ
Ｔ −Ｗ ・・・電流制御回路、ＡＢＳｒ 、ＡＢＳ
ｓ 。 ＡＢＳｔ・・・絶対値回路。
第２図は従来の無効電力制御形サイクロコンバータの構
成図、第３図は第２図における無効電力設定値を決める
和電流指令値の演算回路の詳細回路図である。 Ｃ１〜Ｃ５・・・進相コンデンサ、ＲＩＰＮ・・・和電
流指令値演算回路、Ａ１−Ａ３・・・加算器、ＰＨ−Ｐ
、ＰＨ−Ｎ・・・位相制御器、５ｓ−ｐ・・・正群コン
バータ、５Ｓ−Ｎ・・・負群コンバータ、Ｔｒ・・・ト
ランス、＄１〜Ｓ５・・・投入スイッチ、Ｕ、Ｖ、Ｗ・
・・負荷、ｃｃ−ｕ、ｃｃ−ｖ、ｃｃ−ｗ・・・サイク
ロコンバータ、Ｃ０ＮＴ−Ｌｌ、ＣＰＮＴ−Ｖ、Ｃ０Ｎ
Ｔ −Ｗ ・・・電流制御回路、ＡＢＳｒ 、ＡＢＳ
ｓ 。 ＡＢＳｔ・・・絶対値回路。
Claims (1)
- 負荷に可変電圧可変周波数の交流電力を供給すると共に
循環電流によって遅れ無効電力を任意に制御できるサイ
クロコンバータを分割された進相コンデンサと並列に運
転して受電端力率を改善する無効電力制御形サイクロコ
ンバータ装置において、上記無効電力制御をフィードフ
ォワード制御で行なう場合、その無効電力設定値を分割
された進相コンデンサを投入した際に流れるコンデンサ
電流値より演算して与える手段を備えたことを特徴とす
る無効電力制御形サイクロコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59241824A JPH0753034B2 (ja) | 1984-11-16 | 1984-11-16 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59241824A JPH0753034B2 (ja) | 1984-11-16 | 1984-11-16 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61120222A true JPS61120222A (ja) | 1986-06-07 |
| JPH0753034B2 JPH0753034B2 (ja) | 1995-06-05 |
Family
ID=17080037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59241824A Expired - Lifetime JPH0753034B2 (ja) | 1984-11-16 | 1984-11-16 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0753034B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60223474A (ja) * | 1984-04-18 | 1985-11-07 | Toshiba Corp | 無効電力制御形サイクロコンバ−タの起動方法 |
-
1984
- 1984-11-16 JP JP59241824A patent/JPH0753034B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60223474A (ja) * | 1984-04-18 | 1985-11-07 | Toshiba Corp | 無効電力制御形サイクロコンバ−タの起動方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0753034B2 (ja) | 1995-06-05 |
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