JPS61212933A - 電子光学的トランスジユーサ - Google Patents
電子光学的トランスジユーサInfo
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- JPS61212933A JPS61212933A JP61055210A JP5521086A JPS61212933A JP S61212933 A JPS61212933 A JP S61212933A JP 61055210 A JP61055210 A JP 61055210A JP 5521086 A JP5521086 A JP 5521086A JP S61212933 A JPS61212933 A JP S61212933A
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- amplifier
- electro
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of DC offset
- H04L25/065—Binary decisions
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3084—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in receivers or transmitters for electromagnetic waves other than radiowaves, e.g. lightwaves
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
- H04B10/6931—Automatic gain control of the preamplifier
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電子光学的トランスジューサに関するものであ
る。本発明は特に高出力デジタルデータの光伝送路の端
末装置として使用される。
る。本発明は特に高出力デジタルデータの光伝送路の端
末装置として使用される。
該トランスジューサはＰＩＮ型ダイオードのような電子
光学的ピックアップ装置を公知の方法で使用し、光伝送
路の端末で光学的信号を受信しかつこれらの光学的信号
を電気信号に変換し増幅する。
光学的ピックアップ装置を公知の方法で使用し、光伝送
路の端末で光学的信号を受信しかつこれらの光学的信号
を電気信号に変換し増幅する。
しかし、光学的信号が遠隔地より送られかつ高出力情報
のデジ′タルデータである場合、光学的信号を効果的に
処理出来る型のトランスジューサを提供するには種々の
問題がある。
のデジ′タルデータである場合、光学的信号を効果的に
処理出来る型のトランスジューサを提供するには種々の
問題がある。
まず、デジタル型光学路から受信する光信号には種々の
特徴がある。その一つは受信した光信号が非常に弱いこ
とであり、該信号は例えば、ＰＩＮ型ダイオードにより
変換された後では、静止値Ｏとピーク値Ｉを転換する約
１ｕ＾の電流に相当する。
特徴がある。その一つは受信した光信号が非常に弱いこ
とであり、該信号は例えば、ＰＩＮ型ダイオードにより
変換された後では、静止値Ｏとピーク値Ｉを転換する約
１ｕ＾の電流に相当する。
この電子光学的トランスジューサは受信した信号をかな
り大きく増幅し、電圧的１００ｍＶの使用可能な信号を
発信しなければならない。それ故、従来の方法が利用さ
れたならば、この電子光学的トランスジューサには同し
大きさの伝達インピーダンスを得るためには約１００に
Ωのフィードバック抵抗を備えた増幅器を用意しなけれ
ばならない。
り大きく増幅し、電圧的１００ｍＶの使用可能な信号を
発信しなければならない。それ故、従来の方法が利用さ
れたならば、この電子光学的トランスジューサには同し
大きさの伝達インピーダンスを得るためには約１００に
Ωのフィードバック抵抗を備えた増幅器を用意しなけれ
ばならない。
しかし、受信した光信号の他の特徴はこの信号が占有す
る周波数帯域が非常に広いことであり、高出力に接続さ
れて５０ Ｍ １１ ｚ以上になり得る。数ピコファラ
ドのＰＩＮ型ダイオードの固有の容量のためこの増幅器
がこの帯域を通すには、その入力インピーダンスが小さ
くなければならない。したがって、その電圧利得は大き
く少なくとも２００に等しいことが必要である。これに
よって増幅器の利得および静止点の安定性の問題が生じ
る。一方、通過帯域の広さによって伝達インピーダンス
を規定するためにフィードバックとしてＬｏｏｋΩの単
一抵抗を使用することが出来なくなる。含まれている浮
遊容量によってその高周波インピーダンスは低くなる。
る周波数帯域が非常に広いことであり、高出力に接続さ
れて５０ Ｍ １１ ｚ以上になり得る。数ピコファラ
ドのＰＩＮ型ダイオードの固有の容量のためこの増幅器
がこの帯域を通すには、その入力インピーダンスが小さ
くなければならない。したがって、その電圧利得は大き
く少なくとも２００に等しいことが必要である。これに
よって増幅器の利得および静止点の安定性の問題が生じ
る。一方、通過帯域の広さによって伝達インピーダンス
を規定するためにフィードバックとしてＬｏｏｋΩの単
一抵抗を使用することが出来なくなる。含まれている浮
遊容量によってその高周波インピーダンスは低くなる。
一般に、増幅器の利得および静止点を安定させるために
はフィードバックによって前記増幅器の出力信号の平均
値を固定設定値に自動制御しておくことで解決すること
が出来る。しかし、この方法では低域フィルタを使用し
なければならず、このため、トランスジューサの応答時
間が長くなり、受信した光信号が間欠型搬送波の場合特
に不具合を生ずる。この不具合を取り除くために、本発
明によると増幅器の出力信号のピークレベルを検出し、
かつ、この信号を使用して前記増幅器のフィードバック
回路に作用させる手段が備えられる。
はフィードバックによって前記増幅器の出力信号の平均
値を固定設定値に自動制御しておくことで解決すること
が出来る。しかし、この方法では低域フィルタを使用し
なければならず、このため、トランスジューサの応答時
間が長くなり、受信した光信号が間欠型搬送波の場合特
に不具合を生ずる。この不具合を取り除くために、本発
明によると増幅器の出力信号のピークレベルを検出し、
かつ、この信号を使用して前記増幅器のフィードバック
回路に作用させる手段が備えられる。
同しく、本発明によれば、通過帯域を狭くしないて増幅
を大きくするためには、比較的小さいフィードバック抵
抗を用いてこの抵抗に該増幅器の出力電圧の一部をかけ
ることによって解決することが出来る。この出力電圧の
一部は前記増幅器の出力信号のピーク信号から有利に得
ることが出来る。
を大きくするためには、比較的小さいフィードバック抵
抗を用いてこの抵抗に該増幅器の出力電圧の一部をかけ
ることによって解決することが出来る。この出力電圧の
一部は前記増幅器の出力信号のピーク信号から有利に得
ることが出来る。
また、トランスジューサの出力信号は受信した光信号の
忠実な画像を構成していなければならない、なぜなら、
この情報はその転換時間内の状態に抱束されているから
である。
忠実な画像を構成していなければならない、なぜなら、
この情報はその転換時間内の状態に抱束されているから
である。
従来の実施例では、トランスジューサの出力信号は前記
増幅器の出力信号を基準電圧と比較する事によって得ら
れる。しかし、温度が変動すると該増幅器の出力信号の
大きさが変わり、該信号の静止点のドリフトか変わり、
結果としてトランスジューサの出力信号の位相歪を生し
転換した情報を混乱させる。
増幅器の出力信号を基準電圧と比較する事によって得ら
れる。しかし、温度が変動すると該増幅器の出力信号の
大きさが変わり、該信号の静止点のドリフトか変わり、
結果としてトランスジューサの出力信号の位相歪を生し
転換した情報を混乱させる。
この不具合を除去するために本発明のトランスジユーザ
は基準電圧が該増幅器の出力信号の平均値の函数となる
しきい値の自動制御装置を備えている。
は基準電圧が該増幅器の出力信号の平均値の函数となる
しきい値の自動制御装置を備えている。
つまり、本発明は通過帯域の非常に広い増幅が可能で利
得を安定させ、がっ、この増幅器のドリフトを補正する
ための手段と組み合わせた増幅器を備えている電子光学
的トランスジューサを提供するものである。
得を安定させ、がっ、この増幅器のドリフトを補正する
ための手段と組み合わせた増幅器を備えている電子光学
的トランスジューサを提供するものである。
さらに、本発明の目的は受信した光信号に応答する電流
を発生ずるＰＩＮ型ダイオードと、増幅器の入力に接続
されてこの増幅器に組み込まれた抵抗型フィードバック
回路と、該増幅器の出力信号のピークレベルをに応答す
るこのフィードバック回路の安定化手段と、該増幅器の
出力信号に応答して出力信号を供給する自動しきい値制
御装置を備えている電子光学的トランスジューサを提供
するにある。
を発生ずるＰＩＮ型ダイオードと、増幅器の入力に接続
されてこの増幅器に組み込まれた抵抗型フィードバック
回路と、該増幅器の出力信号のピークレベルをに応答す
るこのフィードバック回路の安定化手段と、該増幅器の
出力信号に応答して出力信号を供給する自動しきい値制
御装置を備えている電子光学的トランスジューサを提供
するにある。
本発明の電子光学的トランジューサの実施例によれば、
該安定化手段は該増幅器出力信号がらピークレベルを発
生させるための高ピーク検出器と、一方の入力に該ピー
クレベルをまた他方の入＝７＝ 力に基準信号を受信する差動増幅器とを備えており、前
記差動増幅器の出力は前記フィードバックの安定化信号
を供給する。
該安定化手段は該増幅器出力信号がらピークレベルを発
生させるための高ピーク検出器と、一方の入力に該ピー
クレベルをまた他方の入＝７＝ 力に基準信号を受信する差動増幅器とを備えており、前
記差動増幅器の出力は前記フィードバックの安定化信号
を供給する。
補足的特徴によれば、この安定化手段は前記安定化信号
を前記フィードバック回路に供給する安定化信号の電圧
レベルのシフト手段を備え、前記ジフトした安定化信号
の電圧レベル転換手段を備え、この転換手段はジフトし
た安定化信号を供給し、この安定化信号は前記増幅器の
入力に電圧の平均値に等しい平均値を有する。
を前記フィードバック回路に供給する安定化信号の電圧
レベルのシフト手段を備え、前記ジフトした安定化信号
の電圧レベル転換手段を備え、この転換手段はジフトし
た安定化信号を供給し、この安定化信号は前記増幅器の
入力に電圧の平均値に等しい平均値を有する。
補足的特徴によれば、レベル転換手段は一方の端子か差
動増幅器の出力に接続された抵抗と前記抵抗に流れる電
流をこの抵抗の電圧降下が所望のジフトした電圧値と等
しくなるように制御する自動制御手段とを備えている。
動増幅器の出力に接続された抵抗と前記抵抗に流れる電
流をこの抵抗の電圧降下が所望のジフトした電圧値と等
しくなるように制御する自動制御手段とを備えている。
本発明の電子光学的トランスジューサの特徴によれば、
フィードバック回路は三叉結合した三つの抵抗からなり
、その端子は前記増幅器の入力、前記増幅器の出力およ
び前記安定化手段の出力にそれぞれ接続されている。
フィードバック回路は三叉結合した三つの抵抗からなり
、その端子は前記増幅器の入力、前記増幅器の出力およ
び前記安定化手段の出力にそれぞれ接続されている。
＝８＝
前記電子光学的トランスジューサの特徴によれば、反転
増幅器の入力段は共通エミッタに接続された抵抗であり
、後段は共通コレクタに接続されたトランジスタ、共通
ヘースに接続されたトランジスタを備えるトランジスタ
対である。出力段は共通コレクタ回路である。
増幅器の入力段は共通エミッタに接続された抵抗であり
、後段は共通コレクタに接続されたトランジスタ、共通
ヘースに接続されたトランジスタを備えるトランジスタ
対である。出力段は共通コレクタ回路である。
本発明の電子光学的トランスジューサの特徴によれば、
自動しきい値制御装置は電圧信号の平均値を表ず信号を
発生ずるフィルタ手段と前記ダイオードから供給される
電流の映像信号を発生する比較器を備えている。
自動しきい値制御装置は電圧信号の平均値を表ず信号を
発生ずるフィルタ手段と前記ダイオードから供給される
電流の映像信号を発生する比較器を備えている。
他の特徴によれば、本発明の電子光学的トランスジュー
サは更に該ピークレベルおよび平均値を受信し、かつ、
前記増幅器の入力に搬送波の有ることを示す表示信号を
発生するもう一つの比較器と前記表示信号および前記電
流の映像信号を受信するコンディショナとを備えている
。
サは更に該ピークレベルおよび平均値を受信し、かつ、
前記増幅器の入力に搬送波の有ることを示す表示信号を
発生するもう一つの比較器と前記表示信号および前記電
流の映像信号を受信するコンディショナとを備えている
。
他の特徴によれば、該コンディショナは前記表示信号が
搬送波の有ることを示す論理状態にあるときには出力信
号を発生する論理ゲートである。
搬送波の有ることを示す論理状態にあるときには出力信
号を発生する論理ゲートである。
本発明の特徴および効果については添付図面を参照しな
がら非限定的実施例を説明することにより明確になるで
あろう。
がら非限定的実施例を説明することにより明確になるで
あろう。
第１図は本発明の自動しきい値制御装置を備える電子光
学的トランジューサの略図である。このトランスジュー
サは光信号を受信しかつ電流ｉを発生ずるＰＩＮ型タイ
オート２、反転増幅器４、伝達インピータンスス型抵抗
を備えるフィードバック回路６、増幅器の静止点の安定
化手段８および温度ドリフトを補正する自動しきい値制
御装置１０を備えている。
学的トランジューサの略図である。このトランスジュー
サは光信号を受信しかつ電流ｉを発生ずるＰＩＮ型タイ
オート２、反転増幅器４、伝達インピータンスス型抵抗
を備えるフィードバック回路６、増幅器の静止点の安定
化手段８および温度ドリフトを補正する自動しきい値制
御装置１０を備えている。
該ダイオード２は受信した光信号に対応する電流ｉを発
生する。この電流のピーク値Ｉは非常に低いレベルにあ
り、約１ｕ＾程度である。この電流は増幅器４により電
圧ｖｓに変換される。この増幅器に接続したフィードバ
ック回路６は伝達インピーダンスを規定している。この
伝達インピーダンスは一般に高く、増幅器の出力電圧ｖ
ｓは例えは１００ｎ＋Ｖ程度である。
生する。この電流のピーク値Ｉは非常に低いレベルにあ
り、約１ｕ＾程度である。この電流は増幅器４により電
圧ｖｓに変換される。この増幅器に接続したフィードバ
ック回路６は伝達インピーダンスを規定している。この
伝達インピーダンスは一般に高く、増幅器の出力電圧ｖ
ｓは例えは１００ｎ＋Ｖ程度である。
従来の実施例ては、該増幅器の静止点は連続するフィー
ドバックにより安定が得られる。信号ｖｓの平均値Ｖｌ
ｌｌは固定設定値に自動制御されている。
ドバックにより安定が得られる。信号ｖｓの平均値Ｖｌ
ｌｌは固定設定値に自動制御されている。
信号Ｖｌｌｌは低域フィルタの信号ｖｓを処理して得ら
れ、例えば応答時間Ｔｆを有している。第２１〕図はか
かる装置が第２ａ図に示す入力信号ｉに応答する応答信
号ｖｓを示す。搬送波が設定されると、信号９ｓは時間
Ｔｆの開側用することが出来ない。
れ、例えば応答時間Ｔｆを有している。第２１〕図はか
かる装置が第２ａ図に示す入力信号ｉに応答する応答信
号ｖｓを示す。搬送波が設定されると、信号９ｓは時間
Ｔｆの開側用することが出来ない。
第２ａ図は増幅器の入力信号ｉに於いて、安定レベルが
低ピークのレベルであり、搬送波の有無に関係なく０に
等しい。それ故、増幅器４に於ける反転のため信号ｖｓ
の高ピークを安定レベルに維持しなければならない。
低ピークのレベルであり、搬送波の有無に関係なく０に
等しい。それ故、増幅器４に於ける反転のため信号ｖｓ
の高ピークを安定レベルに維持しなければならない。
本発明のトランスジューサでは、手段８により規定され
る連続フィードバックにより安定する。
る連続フィードバックにより安定する。
第１図から第４図は安定化手段８を示ず。該安定化手段
は信号ｖｃを発生ずる信号ｖｓの高ピーク検出器と、こ
の信号ｖｃおよび連続基準電圧との差に比例する信号ｖ
Ｄを発生する差動増幅器とを備えている。レベル転換器
で処理されると、信号ｖＤをフィードドパツク回路６の
入力９に加える。第２ｃ図は第２ａ図に示す入力信号に
対するかかる装置の応答信号ｖｓを示す。本発明の安定
化手段８により、間欠搬送波として作用する光学的連結
に於いて、即ち′″バス″型環境に於いてこの電子光学
的トランスジューサが使用可能となる。自動しきい値制
御装置１０はその人力て信号ｖｓ、ｖｃを受信する。こ
の装置１０は受信した光信号の映像信号Ｒ３Ｄと搬送波
の存在を示す表示信号ＣＳを発信する。
は信号ｖｃを発生ずる信号ｖｓの高ピーク検出器と、こ
の信号ｖｃおよび連続基準電圧との差に比例する信号ｖ
Ｄを発生する差動増幅器とを備えている。レベル転換器
で処理されると、信号ｖＤをフィードドパツク回路６の
入力９に加える。第２ｃ図は第２ａ図に示す入力信号に
対するかかる装置の応答信号ｖｓを示す。本発明の安定
化手段８により、間欠搬送波として作用する光学的連結
に於いて、即ち′″バス″型環境に於いてこの電子光学
的トランスジューサが使用可能となる。自動しきい値制
御装置１０はその人力て信号ｖｓ、ｖｃを受信する。こ
の装置１０は受信した光信号の映像信号Ｒ３Ｄと搬送波
の存在を示す表示信号ＣＳを発信する。
受信した光信号内にある情報はその転換時間の状態に関
連しているので信号Ｒ３［）は非常に少ない位相歪で転
換状態を間違いなく回復する。
連しているので信号Ｒ３［）は非常に少ない位相歪で転
換状態を間違いなく回復する。
従来の実施例では映像信号ＲＳＤは一方てはその入力で
信号ｖｓを、他方では連続基準電圧を入力する比較器か
ら発生する。信号ｖｓの転換は必ずしも短くはなく、位
相歪はｖｓの大きさおよびこの信号の基準電圧、特に変
動温度に対する靜＋ｈレベルのドリフトを生じる。
信号ｖｓを、他方では連続基準電圧を入力する比較器か
ら発生する。信号ｖｓの転換は必ずしも短くはなく、位
相歪はｖｓの大きさおよびこの信号の基準電圧、特に変
動温度に対する靜＋ｈレベルのドリフトを生じる。
これら歪の原因は本発明の自動しきい値制御装置により
小さくなる。フィルタ手段はｖｓの平均値信号Ｖｌ１１
を発信し、信号Ｖｌ１１は連続基準電圧に比較器の入力
の一つで置換される。この比較器は信号ＶＳとその平均
値とを比較する。使用した移送コードが″連続分力を持
たない型″°であれば、非常に効果的に補償される。結
果は前記トランスジューサの力学に感応し、信号Ｒ５Ｄ
で測定される位相歪が特に温度の作用で大きく減少する
。
小さくなる。フィルタ手段はｖｓの平均値信号Ｖｌ１１
を発信し、信号Ｖｌ１１は連続基準電圧に比較器の入力
の一つで置換される。この比較器は信号ＶＳとその平均
値とを比較する。使用した移送コードが″連続分力を持
たない型″°であれば、非常に効果的に補償される。結
果は前記トランスジューサの力学に感応し、信号Ｒ５Ｄ
で測定される位相歪が特に温度の作用で大きく減少する
。
補償については、搬送波はしきい値差動装置により検出
され、ピーク値を同し信号ｖｓの平均値Ｖｌｌｌとを比
較し、かつ搬送波の存在を示す信号ＣＳを発信する。
され、ピーク値を同し信号ｖｓの平均値Ｖｌｌｌとを比
較し、かつ搬送波の存在を示す信号ＣＳを発信する。
第３図はフィードバック回路６の結線状態を示す概略図
である。この図面に於いてＰＩＮ型タイオード２は、電
気的に見て電流源１２およびインピーダンス１４からな
る等価回路として表されている。このインピーダンスの
容量は数ピコファラッドまで下げられている。同しく、
反転増幅器４は入力インピーダンス１６および電圧源１
８により電気的な等価回路として表されている。
である。この図面に於いてＰＩＮ型タイオード２は、電
気的に見て電流源１２およびインピーダンス１４からな
る等価回路として表されている。このインピーダンスの
容量は数ピコファラッドまで下げられている。同しく、
反転増幅器４は入力インピーダンス１６および電圧源１
８により電気的な等価回路として表されている。
インピーダンス１４の値は、前記増幅器の入力点に於け
るインピーダンス１４の抵抗成分が、前記ダイオードの
インピーダンス１４、前記増幅器の入力インピーダンス
１６、該フィードバック回路６の抵抗からなり、数百分
の１オーム以下であって、増幅器４の周波数応答が高く
なるようにされる。一方、大きな振幅の信号ｖｓを得た
い時には、該増幅器のフィードバック内の伝達インピー
タンスか約１００キロオームてなければならない。所望
の通過帯域を考慮すると、同し大きさのフィードバック
抵抗を直接用いることはできない。フィードバック回路
は約１０にΩの抵抗２０を備え、電圧ｖｓの一部をこの
抵抗に与えなからその効果を高める。
るインピーダンス１４の抵抗成分が、前記ダイオードの
インピーダンス１４、前記増幅器の入力インピーダンス
１６、該フィードバック回路６の抵抗からなり、数百分
の１オーム以下であって、増幅器４の周波数応答が高く
なるようにされる。一方、大きな振幅の信号ｖｓを得た
い時には、該増幅器のフィードバック内の伝達インピー
タンスか約１００キロオームてなければならない。所望
の通過帯域を考慮すると、同し大きさのフィードバック
抵抗を直接用いることはできない。フィードバック回路
は約１０にΩの抵抗２０を備え、電圧ｖｓの一部をこの
抵抗に与えなからその効果を高める。
出願人は例えば抵抗２０．Ｚ２，２４がそれぞれ７．５
にΩ、８にΩ、６１０にΩのフィードバック回路を作成
した。
にΩ、８にΩ、６１０にΩのフィードバック回路を作成
した。
それより生じた伝達インピーダンスは１１５．５にΩで
あった。
あった。
増幅器４よりの電流ｉは非常に低く、この増幅器の入力
ノイズを制限することは重要である。そのため、共通エ
ミッタ回路に於いて該増幅器の入力段の抵抗を用いるこ
とか有利である。更にノイズを小さくするために安定化
手段８より発信するフィードバックの信号は、フィード
バック回路６の無作動点に、即ち抵抗２４の端子９に対
してＶＥＥに近いレベルで与えられるのが好ましい。ま
た、該増幅器を確実に安定させるためには、その後段は
トランジスタ対からなるのが好ましく各対の第一トラン
ジスタはは共通コレクタに接続され、その第二のトラン
ジスタは共通ベースに接続されている。
ノイズを制限することは重要である。そのため、共通エ
ミッタ回路に於いて該増幅器の入力段の抵抗を用いるこ
とか有利である。更にノイズを小さくするために安定化
手段８より発信するフィードバックの信号は、フィード
バック回路６の無作動点に、即ち抵抗２４の端子９に対
してＶＥＥに近いレベルで与えられるのが好ましい。ま
た、該増幅器を確実に安定させるためには、その後段は
トランジスタ対からなるのが好ましく各対の第一トラン
ジスタはは共通コレクタに接続され、その第二のトラン
ジスタは共通ベースに接続されている。
これら回路の入力インピーダンスは高い周波数に見合っ
たものでこれらの段の通過帯域は広く例えば、これらの
トランジスタはＲＴＣのＢＦＲ９０型のＦｔ＝５Ｇ）ｌ
ｚクラスであり、ノイズは低い。上記の記載から、かか
る増幅器は当業者により実現できるものであり、これ以
上の説明は不要である。
たものでこれらの段の通過帯域は広く例えば、これらの
トランジスタはＲＴＣのＢＦＲ９０型のＦｔ＝５Ｇ）ｌ
ｚクラスであり、ノイズは低い。上記の記載から、かか
る増幅器は当業者により実現できるものであり、これ以
上の説明は不要である。
伝達インピータンスを備えた増幅装置の特徴が説明され
たので、次に安定化手段および自動しきい値制御装置の
作成方法について第４図を参照しながら説明する。
たので、次に安定化手段および自動しきい値制御装置の
作成方法について第４図を参照しながら説明する。
安定化手段８は主に差動増幅器２６、ダイオード２８、
コンデンサ３２からなる高ピーク検出器からなる。差動
増幅器２６はその非反転入力で増幅器４から発信する信
号ｖｓを、またその反転入力にダイオード２８により充
電されるコンデンサ３２から発生ずる信号ｖｃをそれぞ
れ受は収る。該ダイオード２８は増幅器２６の出力に接
続されている。信号ｖｃを差動増幅器３４の非反転入力
に加え、その反転入力は基準電圧Ｖｒｅｆを受は収る。
コンデンサ３２からなる高ピーク検出器からなる。差動
増幅器２６はその非反転入力で増幅器４から発信する信
号ｖｓを、またその反転入力にダイオード２８により充
電されるコンデンサ３２から発生ずる信号ｖｃをそれぞ
れ受は収る。該ダイオード２８は増幅器２６の出力に接
続されている。信号ｖｃを差動増幅器３４の非反転入力
に加え、その反転入力は基準電圧Ｖｒｅｆを受は収る。
この電圧はブリッジ抵抗３６により発生する。差動増幅
器３４より発生する信号ＶＤをレベル転換器６４の入力
に加え、その出力をフィードバック回路２４の抵抗の端
子９に加える。
器３４より発生する信号ＶＤをレベル転換器６４の入力
に加え、その出力をフィードバック回路２４の抵抗の端
子９に加える。
次に、レベル転換器６４について第５図を参照して説明
する。
する。
ＥＣＬ技術の実施例に於いて、例えば外部電源は電圧Ｖ
ＣＣ＝ Ｏ■、ＶＣＣ−−５，２ｖを供給する。
ＣＣ＝ Ｏ■、ＶＣＣ−−５，２ｖを供給する。
この回路は集積化された安定化電源ＶＢＢおよびＶＣ３
ヲ備え、ＶＣＣ，ＶＥＥニ対し”（７（れぞれ−１，３
，Ｖおよび＋１．３ｖの電圧を発生させる。
ヲ備え、ＶＣＣ，ＶＥＥニ対し”（７（れぞれ−１，３
，Ｖおよび＋１．３ｖの電圧を発生させる。
実施例に於いて、増幅器３４は出力信号ｖＤがＶＢＢ＝
−１，３ｖに近い平均電位ＶＤになるようにされる。
−１，３ｖに近い平均電位ＶＤになるようにされる。
信号ｖＤをフィードバック回路６の入力９に加える。Ｐ
ＩＮ型タイオード２か正しい極性となるように、増幅器
４の入力１〜ランジスタのエミッタはＶＥＥに接続され
、ＶＢＥＩがエミッタベース極性の電圧である場合、接
続点９に於ける平均電位はＶＥＥ＋ＶＢＥＩ近くである
。それ故、信号ｖＤをＶＤ＝ １．３Ｖから、ＶＤＴ＝
ＶＥＥ＋ＶＢＥ１４：転換り、 ＶＢＥＩがＶ ＣＣ−
Ｖ Ｅ Ｅ カｌ−）独立しないようにしなければなら
ない。
ＩＮ型タイオード２か正しい極性となるように、増幅器
４の入力１〜ランジスタのエミッタはＶＥＥに接続され
、ＶＢＥＩがエミッタベース極性の電圧である場合、接
続点９に於ける平均電位はＶＥＥ＋ＶＢＥＩ近くである
。それ故、信号ｖＤをＶＤ＝ １．３Ｖから、ＶＤＴ＝
ＶＥＥ＋ＶＢＥ１４：転換り、 ＶＢＥＩがＶ ＣＣ−
Ｖ Ｅ Ｅ カｌ−）独立しないようにしなければなら
ない。
従来の実施例では、この型の転換はＰＮＰ型トランジス
タによりなされるが本発明の電子光学的トランスジュー
サはＮＰＮ型トランジスタのみを使用出来る回路を備え
ている。
タによりなされるが本発明の電子光学的トランスジュー
サはＮＰＮ型トランジスタのみを使用出来る回路を備え
ている。
実際、抵抗２４を第５図に示すブリッジと置換する。こ
のブリッジの作動点はＶＤＴ＝ ＶＥＥ＋ １．３Ｖの
平均レベルに転換されたｖＤを受ける。ここで転換はＶ
Ｄ−ＶＤＴ＝ＶＢＢ−ＶＣＳテ示される。
のブリッジの作動点はＶＤＴ＝ ＶＥＥ＋ １．３Ｖの
平均レベルに転換されたｖＤを受ける。ここで転換はＶ
Ｄ−ＶＤＴ＝ＶＢＢ−ＶＣＳテ示される。
このために、二つの抵抗６６および６８の端子でＶＢＢ
−ＶＣ３に等しい電位差が生しる。
−ＶＣ３に等しい電位差が生しる。
以上を実現するために、第５図に示す回路は二つの抵抗
７０．７２を備え、そのエミッタは互いに電流源に接続
されている。第一のトランジスタ７０のベース７１は電
圧ｖＣ８が供給されており、そのコレク夕はｖＣＣが供
給される。第二のトランジスタ７２は抵抗を介してＶＣ
Ｃに接続されかつ第三のトランジスタ７４のベースに接
続されたコレクタを有している。
７０．７２を備え、そのエミッタは互いに電流源に接続
されている。第一のトランジスタ７０のベース７１は電
圧ｖＣ８が供給されており、そのコレク夕はｖＣＣが供
給される。第二のトランジスタ７２は抵抗を介してＶＣ
Ｃに接続されかつ第三のトランジスタ７４のベースに接
続されたコレクタを有している。
第二のトランジスタ７２のベース７７は抵抗６６を介し
て電圧ＶＢＢが供給されており、また第四のトランジス
タ７６のコレクタにも接続されている。そのエミッタは
抵抗を介してＶＥＥに接続されている。第三の［・ラン
ジスタフ４のコレクタはＶＣＣか供給されるのに対し、
そのエミッタは抵抗を介し゛Ｃ第四のトランジスタ７６
のエミッタに接続され、また別の抵抗を介して第五のト
ランジスタ７８のエミッタに接続されており、第五のト
ランジスタ７８のベースは電圧ｖＣ８が供給され、その
エミッタは抵抗を通ってＶＥＥに接続されている。トラ
ンジスタ７８のコレクタ７９は抵抗６８を介して増幅器
３４の出力に接続されている。
て電圧ＶＢＢが供給されており、また第四のトランジス
タ７６のコレクタにも接続されている。そのエミッタは
抵抗を介してＶＥＥに接続されている。第三の［・ラン
ジスタフ４のコレクタはＶＣＣか供給されるのに対し、
そのエミッタは抵抗を介し゛Ｃ第四のトランジスタ７６
のエミッタに接続され、また別の抵抗を介して第五のト
ランジスタ７８のエミッタに接続されており、第五のト
ランジスタ７８のベースは電圧ｖＣ８が供給され、その
エミッタは抵抗を通ってＶＥＥに接続されている。トラ
ンジスタ７８のコレクタ７９は抵抗６８を介して増幅器
３４の出力に接続されている。
トランジスタ７０．７２．７４．７６からなる回路は７
１．７７゛Ｃ示ず電位がＶＣ８に等しくなるようにする
。結果として、抵抗６６に電流１６６を生しる。
１．７７゛Ｃ示ず電位がＶＣ８に等しくなるようにする
。結果として、抵抗６６に電流１６６を生しる。
トランジスタ７４．７６．７８からなる回路の対称性に
よって、前記電流は抵抗６日を流れる電流Ｉ６８に等し
い。
よって、前記電流は抵抗６日を流れる電流Ｉ６８に等し
い。
抵抗６６．６８か等しいとずれは、接続点７９の電位は
ＶＢＢ−ＶＣ３から転換された電位ｖＤである。
ＶＢＢ−ＶＣ３から転換された電位ｖＤである。
該回路を完成するために、トランジスタ７８のコレクタ
７９に接続されているベースを有する第６のトランジス
タ８０は電圧ＶＣＣが供給されたコレクタと、一方は電
流源に接続され他方は第９のトランジスタ８２のエミッ
タに接続されたエミッタとを有する。トランジスタ８２
のコレクタは第８のトランジスタ８４のベースに接続さ
れ、また抵抗を通ってＶＣＣに接続されている。第８の
トランジスタ８４のコレクタは電圧νＣＣが供給されて
いるのに対し、そのエミッタ８５はトランジスタ８２の
ベースとフィードバック回路２４の抵抗の端子９とにそ
れぞれ接続されている。トランジスタ８０．８２．８４
からなる回路は接続点７９．８５の電位が等しくなるよ
うに構成されている。
７９に接続されているベースを有する第６のトランジス
タ８０は電圧ＶＣＣが供給されたコレクタと、一方は電
流源に接続され他方は第９のトランジスタ８２のエミッ
タに接続されたエミッタとを有する。トランジスタ８２
のコレクタは第８のトランジスタ８４のベースに接続さ
れ、また抵抗を通ってＶＣＣに接続されている。第８の
トランジスタ８４のコレクタは電圧νＣＣが供給されて
いるのに対し、そのエミッタ８５はトランジスタ８２の
ベースとフィードバック回路２４の抵抗の端子９とにそ
れぞれ接続されている。トランジスタ８０．８２．８４
からなる回路は接続点７９．８５の電位が等しくなるよ
うに構成されている。
接続点８５でシフトした信号ｖＤは平均電位ＶＤＴ＝
ＶＤ−（ＶＢＢ−ＶＣ５）として現れる。
ＶＤ−（ＶＢＢ−ＶＣ５）として現れる。
自動しきい値制御装置１０について第４図を参照して説
明する。この装置は主に平均信号ｖａｎを発生ずるフィ
ルタ手段３８、信号ｖｓおよびＶＩｎを入力で受信する
差動増幅器４０、搬送波検出器４２、コンディショナ４
４からなる。
明する。この装置は主に平均信号ｖａｎを発生ずるフィ
ルタ手段３８、信号ｖｓおよびＶＩｎを入力で受信する
差動増幅器４０、搬送波検出器４２、コンディショナ４
４からなる。
フィルタ手段３８は、抵抗４６、コンデンサ４８、抵抗
５０、およびコンデンサ５２から構成さｉｔた二つの低
域フィルタからなる。この段は増幅器４がら発生ずる信
号を入力で受は取り、信号Ｖｓの平均値に等しい信号Ｖ
ＴＩＩを発信する。この信号ｖｍは差動増幅器により使
用され、搬送波検出器４２により使用される。 差動
増幅器４０に於いてバランス抵抗５４をとうして受信し
た信号ｖｓと差動増幅器に於ける信号Ｖｌｌｌを比較す
ることによって発信した信号の干渉値を忠実に再生する
ことができる。この手段で得た転換は最小位相歪を導入
するたけてあり、これによって高性能の連結が可能にな
る。
５０、およびコンデンサ５２から構成さｉｔた二つの低
域フィルタからなる。この段は増幅器４がら発生ずる信
号を入力で受は取り、信号Ｖｓの平均値に等しい信号Ｖ
ＴＩＩを発信する。この信号ｖｍは差動増幅器により使
用され、搬送波検出器４２により使用される。 差動
増幅器４０に於いてバランス抵抗５４をとうして受信し
た信号ｖｓと差動増幅器に於ける信号Ｖｌｌｌを比較す
ることによって発信した信号の干渉値を忠実に再生する
ことができる。この手段で得た転換は最小位相歪を導入
するたけてあり、これによって高性能の連結が可能にな
る。
信号Ｖｌｎを差動増幅器５６の反転入力と平均値Ｖｌｎ
に自動制御されているしきい値制御システムの制御手段
６１にも加える。前記システムは搬送波検出器４２のエ
レメントである。この増幅器５６の非反転−２０＝ 人力はバランス抵抗５７を通ってピーク信号ｖｅを受信
する。信号ｖ１ｏを信号ｖｃと比較することによって温
度ドリフトをカバーすることができ、この温度ドリフト
は信号ｖｓに対して約１００ ｍ Ｖの振幅を有するよ
うに極めて高くされ、搬送波の検出が信号ｖａｎと固定
電圧とを比較することによってなされる。
に自動制御されているしきい値制御システムの制御手段
６１にも加える。前記システムは搬送波検出器４２のエ
レメントである。この増幅器５６の非反転−２０＝ 人力はバランス抵抗５７を通ってピーク信号ｖｅを受信
する。信号ｖ１ｏを信号ｖｃと比較することによって温
度ドリフトをカバーすることができ、この温度ドリフト
は信号ｖｓに対して約１００ ｍ Ｖの振幅を有するよ
うに極めて高くされ、搬送波の検出が信号ｖａｎと固定
電圧とを比較することによってなされる。
差動増幅器５６より発生した信号を抵抗５８および平均
値Ｖｌｎになるように自動制御される電流源６゜を経由
してのしきい値の導入をしたあと、差動増幅器６２の非
反転入力に入力される。自動しきい値制御手段（第４図
）は差動回路の二つのトランジスタ９０．９１からなり
、電流源を構成している。トランジスタ９１のコレクタ
電流は差動増幅器６２の非反転入力のしきい値を決定す
るものであって、トランジスタ９０のベースに入力され
る平均値ｖａｎに比例している。基準電圧ＶＢＢはトラ
ンジスタ９１のベースに入力される。この自動制御によ
って、低レベルでも高レベルでも、搬送波を良く検出す
ることが出来る。差動増幅器６２から発信する信号Ｃ８
は、その高または低の状態によって搬送波の有無を示し
てぃる。
値Ｖｌｎになるように自動制御される電流源６゜を経由
してのしきい値の導入をしたあと、差動増幅器６２の非
反転入力に入力される。自動しきい値制御手段（第４図
）は差動回路の二つのトランジスタ９０．９１からなり
、電流源を構成している。トランジスタ９１のコレクタ
電流は差動増幅器６２の非反転入力のしきい値を決定す
るものであって、トランジスタ９０のベースに入力され
る平均値ｖａｎに比例している。基準電圧ＶＢＢはトラ
ンジスタ９１のベースに入力される。この自動制御によ
って、低レベルでも高レベルでも、搬送波を良く検出す
ることが出来る。差動増幅器６２から発信する信号Ｃ８
は、その高または低の状態によって搬送波の有無を示し
てぃる。
また、この信号Ｃ８は、差動増幅器４０によって生しる
信号の条件付けのために用いられて、搬送波がないとき
には信号Ｒ５Ｄがその静止レベルに留とまるようにされ
る。
信号の条件付けのために用いられて、搬送波がないとき
には信号Ｒ５Ｄがその静止レベルに留とまるようにされ
る。
第１図は本発明の電子光学的トランジューサの慨略図、
第２ａ、２Ｊ２ｃ図はそれぞれＰＩＮ型ダイオードから
発生ずる電流信号ｉ、安定化した平均値Ｖｓを有する従
来型のトランジューサの応答信号Ｖ８、および、本発明
によるトランジューサの応答信号Ｖｓの波形図、第３図
は伝達インピーダンス型のタイオード、増幅器、そのフ
ィードバック回路の慨略図、第４図は、本発明の電子光
学的トランジューサの実施例の概略図、第５図は、本発
明の安定化手段の一部をなずレベル転換手段の実施例の
概略図である。 ２、、、、、、、、、、ＰＩＮ型タ イイート、４、、
、、、、、、、、反転増幅器、 ６、、、、、、、、、、フィードバック回路、８、、、
、、、、、、、安定化手段、 １０、、、、、、、、、自動しきい値制御装置。
第２ａ、２Ｊ２ｃ図はそれぞれＰＩＮ型ダイオードから
発生ずる電流信号ｉ、安定化した平均値Ｖｓを有する従
来型のトランジューサの応答信号Ｖ８、および、本発明
によるトランジューサの応答信号Ｖｓの波形図、第３図
は伝達インピーダンス型のタイオード、増幅器、そのフ
ィードバック回路の慨略図、第４図は、本発明の電子光
学的トランジューサの実施例の概略図、第５図は、本発
明の安定化手段の一部をなずレベル転換手段の実施例の
概略図である。 ２、、、、、、、、、、ＰＩＮ型タ イイート、４、、
、、、、、、、、反転増幅器、 ６、、、、、、、、、、フィードバック回路、８、、、
、、、、、、、安定化手段、 １０、、、、、、、、、自動しきい値制御装置。
Claims (10)
- （１）受信した光信号に応答して電流を発生しかつ増幅
器の入力側に接続されたＰＩＮ型ダイオードと、前記増
幅器に接続された抵抗を備えた伝達インピーダンス型の
フィードバック回路とを備えた電子光学的トランスジュ
ーサに於いて、前記電子光学的トランスジューサは前記
増幅器の出力信号のピークレベルに応答する前記フィー
ドバック回路の安定化手段と前記増幅器の出力信号に応
答して出力信号ＲＳＤを供給する自動しきい値制御装置
とを備えていることを特徴とする電子光学的トランスジ
ューサ。 - （２）前記安定化手段は前記増幅器の出力信号からピー
クレベルを発生させるための高ピーク検出器と、一方の
入力から前記ピークレベルをまた他方の入力から基準信
号を受信する差動増幅器とを備え、前記差動増幅器の出
力は前記フィードバック回路の安定化信号を供給するこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の電子光学
的トランスジューサ。 - （３）前記安定化手段は前記安定化信号の電圧レベル転
換手段を備え、前記転換手段は前記フィードバック回路
に前記増幅器の入力に於ける電圧の平均値に等しい平均
値を有するシフトした安定化信号を供給することを特徴
とする特許請求の範囲第２項に記載の電子光学的トラン
スジューサ。 - （４）前記レベル転換手段はその一方の端子に前記差動
増幅器の出力に接続した抵抗と、前記抵抗の電圧降下が
所望のシフトした電圧値と等しくなるように前記抵抗を
流れる電流の自動電流制御手段とを備えていることを特
徴とする特許請求の範囲第３項に記載の電子光学的トラ
ンスジューサ。 - （５）前記自動制御手段はＮＰＮ型トランジスタを備え
た回路により構成されていることを特徴とする特許請求
の範囲第４項に記載の電子光学的トランスジューサ。 - （６）前記フィードバック回路は三叉結合の三つの抵抗
からなり、前記抵抗の端子は前記増幅器の入力、前記増
幅器の出力および前記安定化手段の出力にそれぞれ接続
されていることを特徴とする特許請求の範囲第１項から
第５項のいずれかに記載の電子光学的トランスジューサ
。 - （７）反転増幅器の入力段は共通エミッタに接続された
トランジスタであること、後段は共通コレクタに接続さ
れたトランジスタからなるトランジスタ対であることお
よび出力段は共通コレクタを有する回路であることを特
徴とする特許請求の範囲第１項から第６項のいずれかに
記載の電子光学的トランスジューサ。 - （８）前記自動しきい値制御装置は電圧信号の平均値を
表す信号を発信するためのフィルタ手段と前記信号を受
信しかつ前記ダイオードが供給する電流ｉの映像信号を
発信する比較器とを備えていることを特徴とする特許請
求の範囲第１項から第７項のいずれかに記載の電子光学
的トランスジューサ。 - （９）前記電子光学的トランスジューサはさらに前記ピ
ークレベルｖｃと平均値ｖｍを受け取りかつ前記増幅器
の入力に搬送波のあることを表示する表示信号を発信す
るもう一つの比較器と前記表示信号と電流ｉの映像信号
を受信するコンディショナとを備えていることを特徴と
する特許請求の範囲第８項に記載の電子光学的トランス
ジューサ。 - （１０）前記コンディショナは論理ゲートであって、前
記表示信号が搬送波のあることを示す論理状態にある場
合、出力信号を発信することを特徴とする特許請求の範
囲第９項に記載の電子光学的トランスジューサ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8503745 | 1985-03-14 | ||
| FR8503745A FR2579045B1 (fr) | 1985-03-14 | 1985-03-14 | Transducteur optoelectronique |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61212933A true JPS61212933A (ja) | 1986-09-20 |
Family
ID=9317179
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61055210A Pending JPS61212933A (ja) | 1985-03-14 | 1986-03-14 | 電子光学的トランスジユーサ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4714828A (ja) |
| JP (1) | JPS61212933A (ja) |
| FR (1) | FR2579045B1 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5371763A (en) * | 1992-11-13 | 1994-12-06 | At&T Corp. | Packet mode digital data receiver |
| CA2106439A1 (en) * | 1992-11-13 | 1994-05-14 | Yusuke Ota | Burst mode digital data receiver |
| JP3115739B2 (ja) * | 1993-01-27 | 2000-12-11 | シャープ株式会社 | パルス光受信回路 |
| US5442321A (en) * | 1993-07-08 | 1995-08-15 | Anadigics, Inc. | Automatic transimpedance control amplifier |
| JP2636758B2 (ja) * | 1994-12-01 | 1997-07-30 | 日本電気株式会社 | バーストモードディジタル受信器 |
| US5801867A (en) * | 1996-03-20 | 1998-09-01 | Ericsson Raynet | DC-coupled receiver for shared optical system |
| JP3947865B2 (ja) * | 2000-03-06 | 2007-07-25 | 富士通株式会社 | 前置増幅器 |
| US7215883B1 (en) | 2003-01-24 | 2007-05-08 | Jds Uniphase Corporation | Methods for determining the performance, status, and advanced failure of optical communication channels |
| US7002131B1 (en) | 2003-01-24 | 2006-02-21 | Jds Uniphase Corporation | Methods, systems and apparatus for measuring average received optical power |
| US7305190B2 (en) * | 2003-05-06 | 2007-12-04 | Vitesse Semiconductor Corporation | Optical dispersion correction in transimpedance amplifiers |
Citations (1)
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|---|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|---|
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| JPS5690634A (en) * | 1979-12-25 | 1981-07-22 | Fujitsu Ltd | Automatic equalization system of photodetector |
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| JPS6041497B2 (ja) * | 1980-05-06 | 1985-09-17 | 日本電気株式会社 | 光信号受信装置 |
| JPS5711550A (en) * | 1980-06-26 | 1982-01-21 | Fujitsu Ltd | Negative feedback amplifier for optical reception |
| US4429218A (en) * | 1981-05-11 | 1984-01-31 | Xerox Corporation | Scanning beam detector |
| JPS5884551A (ja) * | 1981-11-16 | 1983-05-20 | Nec Corp | 光受信回路 |
-
1985
- 1985-03-14 FR FR8503745A patent/FR2579045B1/fr not_active Expired
-
1986
- 1986-03-14 JP JP61055210A patent/JPS61212933A/ja active Pending
- 1986-03-14 US US06/839,719 patent/US4714828A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55113383A (en) * | 1979-02-22 | 1980-09-01 | Fujitsu Ltd | Light receiving circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4714828A (en) | 1987-12-22 |
| FR2579045B1 (fr) | 1988-03-04 |
| FR2579045A1 (fr) | 1986-09-19 |
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