JPS6127979B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、交流線路における電力状態を制御す
る方式に関するものである。

交流電力線に接続されている負荷が断続的に変
化すると、高調波成分が発生する恐れがある。こ
の種の高調波成分は勿論有害なものであるから除
去することが望ましい。

また逆相分の低減又は除去が要求されることが
ある。高調波成分、及び逆相分等の好ましくない
電力成分を除去又は低減するために、種々の方法
が既に提案されているが、これ等を高速で制御す
ることが困難であつた。

そこで、本発明の目的は、三相交流回路におけ
る好ましくない電力成分を高速で低減又は除去す
ることができる電力制御方式を提供することにあ
る。

上前目的を達成するための本願の第１番目の発
明は、三相電力線に接続される変圧器１次巻線
と、該１次巻線に電磁結合された変圧器２次巻線
と、該変圧器２次巻線に接続された三相サイリス
タ制御整流回路と、該サイリスタ制御整流回路の
一対の直流出力線間に接続されたリアクトルと、
前記電力線に接続された負荷又は該負荷が接続さ
れた電力線における高調波電流の位相角φ_５を示
す信号と振幅△α_５を示す信号とを出力する高調
波電流検出回路と、前記電力線における電源周波
数のｎ倍（但しｎは２以上の整数）の周波数信号
を発生するｎ倍周波数信号発生器と、前記高調波
電流検出回路から得られる高調波電流の位相角φ
_５を示す信号と前記振幅△α_５を示す信号と、前
記ｎ倍の周波数信号とに基づいて△α_５ cos
（ｎωｔ＋φ_５）に対応する高調波成分制御用角
度信号α_M5を演算で求める高調波成分制御用角度
信号演算回路と、前記サイリスタ制御整流回路を
制御するためにゲート信号を発生するゲート信号
発生回路と、前記高調波成分制御用角度信号α_M5
で前記ゲート信号を位相変調した信号を形成し、
前記サイリスタ制御整流回路に供給する位相変調
回路とを具備していることを特徴とする電力制御
方式に係わるものである。

上記発明によれば、高調波成分制御用角度信号
α_M5を演算し、このα_M5でゲート信号を位相変調
するという比較的簡単な手段により、高調波成分
の調整が可能になる。従つて、三相交流回路にお
ける高調波成分を低減又は除去するための制御を
高速且つ容易に行うことができる。

本願の第２番目の発明は、逆相分制御用角度信
号α_Mも形成し、このα_Mと高調波成分制御用角度
信号α_M5とを加算し、この加算信号α_M＋α_M5で
ゲート信号の位相を変調し、サイリスタ制御整流
回路に供給するものである。この発明によれば、
三相交流回路における高調波成分と逆相分との両
方を高速且つ容易に制御することが出来る。

以下、図面を参照して本発明の実施例について
述べる。

本発明の実施例に係わる電力制御装置が設けら
れた電力供給回路を示す第１図においては、３相
電力線１，２，３にアーク炉のようなフリツカ発
生源となる誘導性負荷４が接続されている。この
誘導性負荷４が接断されれば、電圧フリツカ、高
調波成分、逆相分が生じる。そこで、この種のフ
リツカ、高調波成分、逆相分を制御するために、
電力線１，２，３に３相変圧器１次巻線５が接続
され、このデルタ結線の１次巻線５に電磁結合さ
れてスター結線の第１及び第２の２次巻線６，７
が設けられている。

第１の２次巻線６に接続された第１のサイリス
タ制御整流回路８は、６個のサイリスタS₁，S₂，
S₃，S₄，S₅，S₆を３相ブリツジ接続することによ
つて構成され、第２の２次巻線６に接続された第
２のサイリスタ制御整流回路９は６個のサイリス
タS₇，S₈，S₉，S₁₀，S₁₁，S₁₂を３相ブリツジ接
続することによつて構成されている。そして、こ
の第１及び第２のサイリスタ制御整流回路８，９
は縦続接続され、この直流出力回路にリアクトル
Ｌが接続されている。

この実施例の装置では、２組のサイリスタ制御
整流回路８，９を非対称制御することによつて遅
れ電流も高速制御するので、この装置は電力線
１，２，３にコンデンサC₁，C₂，C₃から成る固
定の電力コンデンサ回路１０を接続して遅れ負荷
４を含む電力線１，２，３を進み状態にし、電力
線１，２，３における進み電流の変化をリアクト
ルＬを含む回路の遅れ電流によつて補償するよう
に構成されている。

負荷４の電流を検出するための電流検出器１
１，１２，１３及び電力線１，２，３の電圧を検
出するための電圧検出線１４が接続された無効電
流検出回路１５は、負荷４の無効電流を検出する
公知の回路である。

第１及び第２のサイリスタ制御整流回路８，９
の夫々のサイリスタのゲートに制御角α_１及びα
_２の制御信号を供給するためのサイリスタゲート
信号発生回路１６は、無効電流検出回路１５で検
出された無効電流に基づいてこの無効電流の変動
を補償するようなサイリスタの制御角を演算回路
で決定し、夫々のサイリスタにゲート信号を供給
する回路である。尚図面では各段のサイリスタ制
御整流回路８，９に対して一本の線でゲート信号
を供給するように説明的に示されているが、勿論
夫々のサイリスタに対して独立にゲート回路が設
けられている。また第１及び第２のサイリスタ制
御整流回路８，９におけるサイリスタS₁〜S₆及び
サイリスタS₇〜S₁₂は一般の３相ブリツジ制御整
流器と同様な順番で導通される。

この装置においては、高調波成分及び逆相分の
制御を行うために、ゲート信号発生回路１６と各
段のサイリスタ制御整流回路８，９との間に位相
変調器として働く第１及び第２のゲート信号移相
器１７，１８が接続されている。この第１のゲー
ト信号移相器１７は、制御角α_１をα_１＋α_M＋
α_M5に移相するものであり、第２のゲート信号移
相器１８は、制御角α_２をα_２＋α_M＋α_M5に移
相するものである。上記のα_M5は高調波成分を制
御するための位相角であり、α_Mは逆相分を制御
するための位相角である。そしてα_M5は高調波成
分の変化に応じて変化し、α_Mは逆相分の変化に
応じて変化する。

高調波成分制御信号を得るために、電流検出器
１１，１２，１３に結合されて高調波電流検出回
路２３が設けられている。

またこの実施例では高調波のうちの第５高調波
成分を低減するため、電力線１，２，３における
電源周波数ｆの４倍の周波数信号であるcos ４ω
ｔ（但しω＝２πｆ）を発生する４倍周波数信号
発生器２４が設けられている。この４倍周波数信
号発生器２４から得られるcos4ωｔで変化する信
号は、高調波成分位相変調器として働く高調波成
分位相器２５に送られ、高調波電流検出回路２３
で検出された高調波成分の位相角φ_５で変調さ
れ、cos（４ωｔ＋φ_５）の位相信号となる。移
相器２１から得られるcos（４ωｔ＋φ_５）の信
号は、高調波成分乗算器２６に送られ、ここで高
調波電流の振幅△α_５と乗算される。この結果、
乗算器２６の出力段には、α_M5＝△α₅cos（４ω
ｔ＋φ_５）の信号が得られる。この信号は加算器
２７を介して第１及び第２のゲート信号移相器１
７，１８に送られ、高調波成分の制御に利用され
る。

次に、α_M5＝△α₅cos（４ωｔ＋φ_５）によつ
て高調波成分を制御することが可能な理由につい
て述べる。第２図に示す如く三相交流電源に一段
の多相サイリスタ制御整流回路３０を接続し、こ
の出力にリアクトルＬを接続した回路における３
相電圧Va、Vb、Vcは次式で表わされる。

Va＝Em sinωｔ Vb＝Em sin（ωｔ−２／３π） Vc＝Em sin（ωｔ−４／３π） 但しEmは電圧の最大値である。

また３相入力回路における各相の第５高調波電
流ｉ_a5、ｉ_b5、ｉ_c5は次式で表わされる。

ｉ_a5＝Im₅sin（５ωｔ＋φ_５） ｉ_b5＝Im₅sin（５ωｔ−２／３π＋φ_５） ｉ_c5＝Im₅sin（５ωｔ−４／３＋φ_５） 但しIm₅は第５高調波電流の最大値、φ_５は第
５高調波電流の初期位相角である。

また高調波成分の交流側入力電力の瞬時値P₅は
次式で表わされる。

P₅＝Vaia₅＋Vbib₅＋Vcic₅＝２／３EmIm₅cos（４ωｔ＋φ_５） ………(1) 従つて、直流側において第５高調波成分に関係
する電圧ｅ_L5は、電流Ｉ_Lを一定にすると次式で
表わされる。

ｅ_L5＝３／２ＥｍＩｍ_５／Ｉ_Ｌcos（４ωｔ＋φ_５）
………(2) このため、第５高調波成分を制御するためにｅ
_L5を制御すればよい。

ところで、サイリスタ制御整流回路３０の出力
電圧e′_Lは制御角（点弧角）をαとすると、次式
で表わされる。

e′_L＝Ed₀cosα ………(3) 但しＥ_d0はサイリスタの制御角が零の時の出力
電圧である。

そして、αとe′_Lとの関係曲線を求めると第３
図となる。ここで、第３図に示す如くサイリスタ
制御整流回路３０における制御角α_０を中心にし
て△α_５だけ４ωの角周波数で変調すると、出力
電圧は次式となる。

e′_L＝Ed₀cosα_０−Ed₀sinα_０・△α₅cos（４ωｔ＋φ） ………(4) 以上、第２図に示す一段のサイリスタ制御整流
回路について述べたが、第１図に示す如く２段の
サイリスタ制御整流回路８，９を設け、第１のサ
イリスタ制御整流回路８をα_１＋α_M5（但しα_M5
は△α₅cos（４ωｔ＋φ_５）である）の制御角で
制御し、第２のサイリスタ制御整流回路９をα_２
＋α_M5の制御角で制御したとすれば、第１図のリ
アクトルＬに供給される出力電圧ｅ_L5は次式で表
わされる。

ｅ_L5≒Ed₀（cosα_１＋cosα_２）−Ed₀（sinα_１＋sinα_２）・△α₅cos（４ωｔ＋φ_５） ………(5) この(5)式の第２項は、(2)式に対応し、このよう
な電圧成分を△α_５で変化させることによつて第
５高調波電流Im₅が変化することを示している。
即ち(2)式と(5)式の第２項とから、次の式が得られ
る。

２／３ＥｍＩｍ_５／Ｉ_Ｌ＝−Ed₀（sinα_１＋sinα_２）
・△α_５ Im₅＝−２／３Ｅｄ_０／ＥｍＩ_L（sinα_１＋sinα_２）△
α_５…… …(6) 従つて△α_５を制御することによつて第５高調
波電流が変化する。

本装置では、無効分及び高調波成分と同時に逆
相分を制御するために、電流検出器１１，１２，
１３に結合されて逆相分電流検出器１９が設けら
れている。この逆相分電流検出回路１９は、３個
の電流検出器１１，１２，１３で検出された３相
電流Ｉ_A、Ｉ_B、Ｉ_Cに基づいて、逆相電流I₂を次
式のように演算して求める回路である。I₂＝１／３ （Ｉ_A＋a²I_B＋aIc）（但しａはε^j〓〓＝−１／２＋ｊ
√３／２ である） 逆相分制御信号を作るために設けられた２倍周
波数信号発生器２０は、電力線１，２，３におけ
る電源周波数ｆの２倍の周波数信号をcos2ωｔ
（但しω＝２πｆ）の状態で発生するものであ
る。この信号発生器２０から得られるcos2ωｔで
変化する信号は、位相変調器として逆相分移相器
２１に送られ、逆相分電流検出回路１９で検出さ
れた逆相分電流の位相角φで変調され、cos（２
ωｔ＋φ）の位相信号となる。移相器２１から得
られるcos（２ωｔ＋φ）の信号は、逆相分乗算
器２２に送られ、ここで逆相分電流の振幅△αと
乗算される。この結果、乗算器２２の出力にはα
_M＝△αcos（２ωｔ＋φ）の信号が得られる。こ
のα_Mは前述した如く第１及び第２のゲート信号
移相器１７，１８に送られ、この信号に相当する
角度だけ制御角が移相され、α_１＋α_M及びα_２
＋α_Mの制御角が決定される。

次に、α_M＝△αcos（２ωｔ＋φ）によつて逆
相電流を制御することが可能な理由について述べ
る。第２図に示す如く三相交流電源に一段の多相
サイリスタ制御整流回路３０を接続し、この出力
にリアクトルＬを接続した回路における３相電圧
Va、Vb、Vcは次式で表わされる。

Va＝Em sinωｔ Vb＝Em sin（ωｔ−２／３π） Vc＝Em sin（ωｔ−４／３π） 但しEmは電圧の最大値である。

また３相入力回路における各相の逆相分電流ｉ
_a、ｉ_b、ｉ_cは次式で表わされる。

ｉ_a＝Im sin（ωｔ＋φ） ｉ_b＝Im sin（ωｔ＋２／３π＋φ） ｉ_c＝Im sin（ωｔ＋４／３π＋φ） 但しImは逆相分電流の最大値、φは逆相分の
初期位相角である。

また逆相分の交流側入力の瞬時値Pbは次式で
表わされる。

Pb＝Vaia＋Vbib＋Vcic ＝−３／２EmIm cos（２ωｔ＋φ） ………(7) 従つて、直流側において逆相分に関係する電圧
ｅ_Lは、電流Ｉ_Lを一定にすると次式で表わされ
る。

ｅ_L＝−３／２ＥｍＩｍ／Ｉ_Ｌcos（２ωｔ＋φ）
……… (8) このため、逆相分を制御するためにｅ_Lを制御
すればよい。

ところで、サイリスタ制御整流回路３０の出力
電圧e′_Lは制御角（点弧角）をαとすると、高調
波成分に関係した説明の場合と同様に次式で表わ
される。

e′_L＝Ed₀cosα ………(9) 但しEd₀はサイリスタの制御角が零の時の出力
電圧である。

そして、αとe′_Lとの関係曲線を求めると第３
図となる。ここで、第３図に示す如くサイリスタ
制御整流回路３０における制御角α_０を中心にし
て△αだけ２ωの角周波数で変調すると、出力電
圧は次式となる。

e′_L＝Ed₀cosα_０−Ed₀sinα_０・△αcos（２ωｔ＋φ） ………(10) 以上は、第２図に示す一段のサイリスタ制御整
流回路について述べたが、第１図に示す如く２段
のサイリスタ制御整流回路８，９を設け、第１の
サイリスタ制御整流回路８をα_１＋α_Mの制御角
で制御し、第２のサイリスタ制御整流回路９をα
_２＋α_Mの制御角で制御したとすれば、第１図の
リアクトルＬに供給される出力電圧ｅ_Lは次式で
表わされる。

ｅ_L≒Ed₀（cosα_１＋cosα_２）−Ed₀（sinα_１＋sinα_２）・△α₅cos（２ωｔ＋φ） ………(11) この(11)式の第２項は、(8)式に対応し、このよう
な電圧成分を△αで変化させることによつて基本
波逆相分電流Imが変化することを示している。
即ち(8)式と(11)式の第２項とから、次の式が得られ
る。

−３／２ＥｍＩｍ／Ｉ_Ｌ＝−Ed₀（sinα_１＋sinα_２）
△α Im＝２／３Ｅｄ_０／ＥｍＩ_L（sinα_１＋sinα_２）・△
α……… (12) 従つて△αを制御することによつて逆相分電流
が変化する。

本実施例の装置では共通のサイリスタ制御整流
回路８，９によつて第５高調波成分及び逆相分を
制御するため、乗算器２２の出力と乗算器２６の
出力とが加算器２７で加算され、α_M＋α_M5の信
号が形成され、これがゲート信号移相器１７，１
８に供給されている。従つて、ゲート信号発生回
路１６から供給されるゲート信号の制御角角α_１
及びα_２を中心にしてα_M＋α_M5の移相が行わ
れ、サイリスタ制御整流回路８，９は、結局、α
_１＋α_M＋α_M5及びα_２＋α_M＋α_M5で制御され
る。

第１図に示す回路は、α_M5によつて第５高調波
電流、またα_Mによつて逆相分を調整することが
可能であると共に、α_１とα_２によつて無効分を
制御することが可能なように構成されている。即
ち、リアクトルＬに流れる直流電流の平均値及び
変圧器１次巻線入力側の有効電流を一定に保つた
状態でα_１及びα_２を制御することによつて無効
分を調整するように構成されている。更に詳細に
はcosα_１＋cosα_２を一定に保ちつつsinα_１＋
sinα_２を変化させるように構成されている。

以下、この無効分制御を更に詳しく説明する。

第１の回路において、リアクトルＬ、サイリス
タ、電源回路等の内部抵抗をＲ、変圧器の巻数比
をｎ、変圧器２次巻線６及び７の一相の電圧を
E₂、直流電圧の平均値をEd、第１のサイリスタ
制御整流回路８の制御角をα_１、第２のサイリス
タ制御整流回路９の制御角をα_２とすれば、電流
の重なりを無視してリアクトルＬに流れる直流電
流Idを次式で示すことが出来る。

Id＝Ｅｄ／Ｒ＝Ｅｄ_０／Ｒ（cosα_１＋cosα_２）
……… （13） 但し、Ed₀＝３√６／πE₂ また変圧器１次巻線５の入力電流の基本波有効
電流Ip及び基本波無効電流Iqを次式で示すことが
出来る。

Ip＝kId（cosα_１＋cosα_２）
………（14） Iq＝kId（sinα_１＋sinα_２）
………（15） 但し、ｋ＝６ｎ／π そこで、本実施例の装置では、（13）式に示す
直流電流Id及び（14）式に示す変圧器入力側の有
効電流Ipを一定に保つた状態で（sinα_１＋sinα
_２）を変化させて無効電流Iqを変化させる。即ち
サイリスタゲート信号発生回路１６によつて上述
の条件を満足するように制御角α_１及びα_２を調
整する。これにより、リアクトルＬを含む直流回
路の時定数と無関係に無効電流Iqを変えることが
出来るので、高い応答速度が得られる。

次に制御方法を更に詳しく説明する。２組のサ
イリスタ制御整流回路６，７を自然転流の条件の
もとで、上述の如く（cosα_１＋cosα_２）を一定
に保つて（sinα_１＋sinα_２）を変化させるため
には、例えば第４図に示すようにθ＝０よりαだ
け遅れた角とθ＝πよりαだけ進んだ角とを基準
にとり、第１のサイリスタ制御整流回路６の制御
角α_１をα_１＝αとし、第２のサイリスタ制御整
流回路７の制御角α_２をα_２＝π−（α＋δ）と
して多段縦続接続サイリスタ制御整流回路を非対
称制御運転する。従つて、cosα_１＋cosα_２＝
cosα−cos（α＋δ）＞０となり、δによつてId
の大きさが決まる。またsinα_１＋sinα_２＝sin
α＋sin（α＋δ）＞０はαを０〜π／２の範囲で変え ることによつて最小値から最大値まで変化する。
この時、αの移動に伴なつてδを適当に変化調整
すればαの全範囲で（cosα_１＋cosα_２）即ちId
を一定に保つことが出来る。そして、αの移動に
基づく無効電流Iqの変化は直流回路の時定数と無
関係であるから、高い応答速度が得られる。

今、制御特性を求めるために、（13）式より、 I′d＝Id／（Ed₀／Ｒ）＝cosα−cos（α＋δ） ………（16） と定義すると、Idを一定に保つδは、 δ＝cos^-1（cosα−I′d）−α ………（17） で与えられる。更に I′p＝Ip／ｋ（Ed₀／Ｒ）＝I′d² ………（18） I′q＝Iq／ｋ（Ed₀／Ｒ） ＝−I′d〔sinα＋sin（α＋δ）〕 ………（19） として、I′dを一定に保つて角度αに対するＩｑ′／Ｉ
′ｄ＝ Ｉｄ／ｋＩｄ及び力率及びＩ′ｐ／Ｉ′ｄ＝Ｉｐ／ｋＩ
ｄ＝I′dを求めると第５図 となる。この第５図において、曲線ａはI′dを
0.14に保つてαを変化させた場合の無効分Iq／
kIdの変化を示し、同様に曲線ｂはI′dを0.1、曲
線ｃはI′dを0.06、曲線ｄはI′dを0.02に保つてα
を変化させた場合の無効分Iq／kIdの変化を示
す。また曲線ｅはI′dを0.14、曲線ｆはI′dを0.1、
曲線ｇはI′dを0.06、曲線ｈはI′dを0.02に保つて
αを変化させた場合の力率の変化を示す。また直
線ｉ，ｊ，ｋ，ｌは、αの変化によつて一定に保
たれる有効分Ip／kId＝I′dを示す。この第５図か
ら明らかなように、有効分を一定に保つて無効分
即ち無効電流のみを変えることが出来る。

第６図はcosα_１＋cosα_２を一定にするための
サイリスタのゲート制御角の一定方法を示すもの
である。この図から明らかなようにcosωｔの曲
線とａ＋ｋの直線３１との交点の角度をα_１と
し、cosωｔの曲線と−ａ＋ｋの直線３２との交
点の角度をα_２とすれば、cosα_１＝ａ＋ｋ、cos
α_２＝−ａ＋ｋとなり、結局cosα_１−cosα_２＝
2kとなる。従つてｋを一定にしてａを変化すれ
ばcosα_１＋cosα_２を一定に保つてsinα_１＋sin
α_２を変化させることが可能になる。このためサ
イリスタゲート信号発生回路（16）に演算回路を
設けて上述の条件を満足するα_１及びα_２を決定
し、これをサイリスタS₁〜S₁₂に供給する。

変圧器１次巻線100V、２次電圧50＋50V（巻線
抵抗0.32＋0.32Ω）、容量1kVAの変圧器と、
120mH（0.44Ω）のリアクトルＬとを使用して約
1.7kVAの装置を作り、第図の方式でId＝6A、Id
＝4A、Id＝2A、になるように夫々ｋを決定し、
Idを一定に保ちながらａを変化させて入力電流及
び力率を求めたところ、第７図に示す如く入力電
流は曲線A₁，A₂，A₃となり、また変圧器入力側
の力率は曲線B₁，B₂，B₃となつた。またこの装
置でId＝4Aにおいてａをステツプ状に変化させ
て入力電流及び無効電流のステツプ応答を求めた
ところ数分の１サイクルで応答した。また第１図
に示す負荷４としてフリツカ発生源を接続して電
力線１，２，３の無効電流を一定に保つようにサ
イリスタS₁〜S₁₂を制御したところ、高い応答特
性で良好にフリツカの防止が出来た。即ち、第１
図の回路では負荷４がオフになると、コンデンサ
回路１０の進み電流で電圧過保償状態になろうと
するが、これを打ち消すようにサイリスタ制御整
流回路８，９によつて無効電流Iqが供給され、電
圧変動（フリツカ）が良好に防止される。

以上、本発明の実施例について述べたが、本発
明は上述の実施例に限定されるものではなく、本
発明の技術的思想から逸脱することなく、更に変
形可能なものである。例えば、種々の高調波成分
を独立又は組合で制御することが可能である。

また移相器２１，２５を乗算器２２，２６の後
段に移してもよい。また無効分を制御する必要が
ない場合には、第１図の回路における無効電流検
出回路１５を省いて、ゲー信号発生回路１６から
は、固定された制御角α_１，α_２のゲート信号を
発生させ、これをα_１＋α_M＋α_M5及びα_２＋α_M
＋α_M5としてサイリスタのゲートに供給してもよ
い。

また逆相分の制御が不要な場合には、α_１＋α
_M5及びα_２＋α_M5でサイリスタのゲートを制御し
てもよい。また電流検出器１１，１２，１３を電
力線１，２，３に結合させ、ここで検出される逆
相分、高調波成分、及び無効分が零になるように
制御してもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わる電力制御装置
を示す回路図、第２図は高調波成分及び逆相分制
御の原理を説明するための多相サイリスタ制御装
置の回路図、第３図は第２図の回路における制御
角αと出力電圧e′_Lとの関係を示すグラフ、第４
図はα_１とβ_２との関係を説明するためのsin曲
線及びcos曲線を示す波形図、第５図は第４図に
おけるαを変化した場合の無効分、有効分、及び
力率の変化を示すグラフ、第６図はcosα_１＋cos
α_２を一定にする方法を説明するためのcos曲線
を示す波形図、第７図は第６図におけるａを変化
させた場合の入力電流及び力率の変化を示すグラ
フである。 尚図面に用いられている符号において、５は変
圧器１次巻線、６は第１の２次巻線、７は第２の
２次巻線、８は第１のサイリスタ制御整流回路、
９は第２のサイリスタ制御整流回路、１０はコン
デンサ回路、Ｌはリアクトル、１６はサイリスタ
ゲート信号発生回路、１７，１８は移相器、２３
は高調波電流検出回路、２４は４倍周波数信号発
生器、２５は移相器、２６は乗算器である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 三相電力線に接続される変圧器１次巻線と、
   該１次巻線に電磁結合された変圧器２次巻線と、
   該変圧器２次巻線に接続された三相サイリスタ制
   御整流回路と、 該サイリスタ制御整流回路の一対の直流出力線
   間に接続されたリアクトルと、 前記電力線に接続された負荷又は該負荷が接続
   された電力線における高調波電流の位相角φ_５を
   示す信号と振幅△α_５を示す信号とを出力する高
   調波電流検出回路と、 前記電力線における電源周波数のｎ倍（但しｎ
   は２以上の整数）の周波数信号を発生するｎ倍周
   波数信号発生器と、 前記高調波電流検出回路から得られる高調波電
   流の位相角φ_５を示す信号と前記振幅△α_５を示
   す信号と前記ｎ倍の周波数信号とに基づいて△α
   ₅cos（ｎωｔ＋φ_５）に対応する高調波成分制御
   用角度信号α_M5を演算で求める高調波成分制御用
   角度信号演算回路と、 前記サイリスタ制御整流回路を制御するために
   ゲート信号を発生するゲート信号発生回路と、 前記高調波成分制御用角度信号α_M5で前記ゲー
   ト信号を位相変調した信号を形成し、前記サイリ
   スタ制御整流回路に供給する位相変調回路と、 を具備していることを特徴とする電力制御方式。 ２ 三相電力線に接続される変圧器１次巻線と、
   該１次巻線に電磁結合された変圧器２次巻線と、
   該変圧器２次巻線に接続された三相サイリスタ制
   御整流回路と、 該サイリスタ制御整流回路の一対の直流出力線
   間に接続されたリアクトルと、 前記電力線に接続された負荷又は該負荷が接続
   された電力線における高調波電流の位相角φ_５を
   示す信号と振幅△α_５を示す信号とを出力する高
   調波電流検出回路と、 前記電力線における電源周波数のｎ倍（但しｎ
   は２以上の整数）の周波数信号を発生するｎ倍周
   波数信号発生器と、 前記高調波電流検出回路から得られる高調波電
   流の位相角φ_５を示す信号と前記振幅△α_５を示
   す信号と前記ｎ倍の周波数信号とに基づいて△α
   ₅cos（ｎωｔ＋φ_５）に対応する高調波成分制御
   用角度信号α_M5を演算で求める高調波成分制御用
   角度信号演算回路と、 前記サイリスタ制御整流回路を制御するために
   ゲート信号を発生するゲート信号発生回路と、 前記電力線に接続された負荷又は該負荷が接続
   された電力線における逆相分電流の位相角φを示
   す信号と振幅△αを示す信号とを出力する逆相分
   検出回路と、 前記電力線における電源周波数の２倍の周波数
   信号を発生する２倍周波数信号発生器と、 前記逆相分検出回路から得られる逆相分電流の
   位相角φを示す信号と前記振幅△αを示す信号と
   前記２倍の周波数信号とに基づいて△α cos
   （２ωｔ＋φ）に対応する逆相分制御用角度信号
   α_Mを演算で求める逆相分制御用角度信号演算回
   路と、 前記高調波成分制御用角度信号α_M5と前記逆相
   分制御用角度信号α_Mとの加算信号α_M5＋α_Mを得
   るための加算器と、 前記加算信号α_M5＋α_Mで前記ゲート信号を位
   相変調した信号を形成し、前記サイリスタ制御整
   流回路に供給する位相変調回路と、 を具備していることを特徴とする電力制御方式。