JPS6169372A - シングルエンド型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
シングルエンド型ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPS6169372A JPS6169372A JP19066884A JP19066884A JPS6169372A JP S6169372 A JPS6169372 A JP S6169372A JP 19066884 A JP19066884 A JP 19066884A JP 19066884 A JP19066884 A JP 19066884A JP S6169372 A JPS6169372 A JP S6169372A
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- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 claims description 10
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明ハシングルエンド型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し
、特に外部駆動型に属するシングルエンドＷ ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関するものである。
、特に外部駆動型に属するシングルエンドＷ ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関するものである。
第１図は従来の上記のような外部駆動型に属するシング
ルエンド型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示した図
である。第１図において、端子５１の正側端子からは図
に示されるような極性で直流入力電圧Ｅｉが入力され、
また端子５２が外部駆動のパルス電圧ｖ０により励振さ
れる。この・ぐルス電圧ｖ１に応答してスイッチング素
子としてのトランジスタＱ１が導逆状態となる場合は、
電流１□はトランスＴ１の一次巻線の内の第１の巻線Ｔ
ｌ（ＡＸ）およびトランジスタＱ１を貫通して端子５１
の負側端子から直流入力電源の負側に流入する。この時
点において、トランスＴ１の一次巻線のうちの第２の巻
数Ｔ Ｉ （Ａ２）に起電力が誘起される。この起電力
によりダイオードＤ１のカソードとアノードとの間に加
わる電圧Ｖ２は、第１と第２の一次巻線ＴＩ（ＡＩ）と
ＴＩ（Ａ２）との巻数が等しければ、大略２倍の電圧と
なる。前記パルス電圧ｖ１が終１トすると、トランジス
タＱ１を流れる電流１１は零となる。そしてトランスＴ
１の一次巻線の励磁電流が零となるまでの時間、ダイオ
ードＤ１が導通状態となる。トランスＴ１の一次巻線Ｔ
Ｉ（Ａ１）およびＴＩ（Ａ２）における誘起起電力によ
う、トランジスタＱ１のコレクタとエミッタとの間に加
わる電圧■１は零から大略２ＥｉＯ値に上昇する。この
状態はトランジスタＱ１の′ 導通時間を若干下廻る
程度の時間継続する。しかる後初期の状態すなわち、前
記電圧ｖ１およびｖ２が直流入力電圧Ｅ１に等しい状態
に復帰する。以下外部駆動パルス電圧Ｖ、により端子５
２が励振され。
ルエンド型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示した図
である。第１図において、端子５１の正側端子からは図
に示されるような極性で直流入力電圧Ｅｉが入力され、
また端子５２が外部駆動のパルス電圧ｖ０により励振さ
れる。この・ぐルス電圧ｖ１に応答してスイッチング素
子としてのトランジスタＱ１が導逆状態となる場合は、
電流１□はトランスＴ１の一次巻線の内の第１の巻線Ｔ
ｌ（ＡＸ）およびトランジスタＱ１を貫通して端子５１
の負側端子から直流入力電源の負側に流入する。この時
点において、トランスＴ１の一次巻線のうちの第２の巻
数Ｔ Ｉ （Ａ２）に起電力が誘起される。この起電力
によりダイオードＤ１のカソードとアノードとの間に加
わる電圧Ｖ２は、第１と第２の一次巻線ＴＩ（ＡＩ）と
ＴＩ（Ａ２）との巻数が等しければ、大略２倍の電圧と
なる。前記パルス電圧ｖ１が終１トすると、トランジス
タＱ１を流れる電流１１は零となる。そしてトランスＴ
１の一次巻線の励磁電流が零となるまでの時間、ダイオ
ードＤ１が導通状態となる。トランスＴ１の一次巻線Ｔ
Ｉ（Ａ１）およびＴＩ（Ａ２）における誘起起電力によ
う、トランジスタＱ１のコレクタとエミッタとの間に加
わる電圧■１は零から大略２ＥｉＯ値に上昇する。この
状態はトランジスタＱ１の′ 導通時間を若干下廻る
程度の時間継続する。しかる後初期の状態すなわち、前
記電圧ｖ１およびｖ２が直流入力電圧Ｅ１に等しい状態
に復帰する。以下外部駆動パルス電圧Ｖ、により端子５
２が励振され。
前述の動作経過が繰返される。
第２図は上記のような動作経過における外部駆動の／？
ルス電圧ｖ１．トランジスタＱ１を流れる電流１１．ト
ランジスタＱ１のコレクタとエミッタ間の電圧（Ｃ−Ｅ
電圧） ｖｌおよびダイオードＤ１のカソードとアノー
ドとの間の電圧（Ａ−Ｃ電圧）■２等の動作波形を示す
図である。第２図において、トランジスタＱ１のコレク
タとエミッタとの間の電圧ｖ１およびダイオードＤ１の
カソードとアノードとの間の電圧ｖ２についてみると、
前者においてトランジスタＱ１を流れる電流ｉ、が終止
する時点および後者において電流１１が始動する時点に
おいていずれも電圧２Ｅｉ’ｉオーバーするスパイク状
電圧を生じる。このスパイク状電圧はスイッチング時に
主にトランスＴ１の第１および第２の一次巻線ＴＩ（Ａ
□）とＴＩ（Ａ２）の漏れインダクタンスによって生じ
る導電雑音に起因する。この導電雑音のレベルは、電圧
２Ｅｊに比し極めて大きなレベルとなり、スイッチング
素子としてのトランジスタＱ１を電圧破壊する恐れがあ
る。
ルス電圧ｖ１．トランジスタＱ１を流れる電流１１．ト
ランジスタＱ１のコレクタとエミッタ間の電圧（Ｃ−Ｅ
電圧） ｖｌおよびダイオードＤ１のカソードとアノー
ドとの間の電圧（Ａ−Ｃ電圧）■２等の動作波形を示す
図である。第２図において、トランジスタＱ１のコレク
タとエミッタとの間の電圧ｖ１およびダイオードＤ１の
カソードとアノードとの間の電圧ｖ２についてみると、
前者においてトランジスタＱ１を流れる電流ｉ、が終止
する時点および後者において電流１１が始動する時点に
おいていずれも電圧２Ｅｉ’ｉオーバーするスパイク状
電圧を生じる。このスパイク状電圧はスイッチング時に
主にトランスＴ１の第１および第２の一次巻線ＴＩ（Ａ
□）とＴＩ（Ａ２）の漏れインダクタンスによって生じ
る導電雑音に起因する。この導電雑音のレベルは、電圧
２Ｅｊに比し極めて大きなレベルとなり、スイッチング
素子としてのトランジスタＱ１を電圧破壊する恐れがあ
る。
上記の電圧破壊の防止対策として前記導電雑音の吸収回
路が構成されている。この回路は第１図れている。第２
図の電圧ｖ１の波形図に示される前記スパイク状電圧は
、前記吸収回路を用いて前記導電雑音を抑制した結果に
おいて生じている残留電圧を示している。しかしこの残
留電圧を更に小さくしようとすると、吸収回路を形成す
る抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の各インピーダンスを小さ
くする必要があるが、結果的に吸収回路にスイッチング
動作時相光のパルス電流が流入又は流出し。
路が構成されている。この回路は第１図れている。第２
図の電圧ｖ１の波形図に示される前記スパイク状電圧は
、前記吸収回路を用いて前記導電雑音を抑制した結果に
おいて生じている残留電圧を示している。しかしこの残
留電圧を更に小さくしようとすると、吸収回路を形成す
る抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の各インピーダンスを小さ
くする必要があるが、結果的に吸収回路にスイッチング
動作時相光のパルス電流が流入又は流出し。
抵抗Ｒ１において熱損失を生じる。ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作周波数が高い場合には、この吸収回路における
損失の比重は増加し、 ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を
著しく劣化させる。
タの動作周波数が高い場合には、この吸収回路における
損失の比重は増加し、 ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を
著しく劣化させる。
なおトランジスタＱ１によるスイッチング動作により、
トランスＴ１の二次巻線Ｔ １ （Ｂ） ｉ介して交流
電圧が発生され、アノードが二次巻線Ｔ １ （Ｂ）の
正極側および負極側に個々に接続されカソードを共通に
したダイオード５およびダイオード６と。
トランスＴ１の二次巻線Ｔ １ （Ｂ） ｉ介して交流
電圧が発生され、アノードが二次巻線Ｔ １ （Ｂ）の
正極側および負極側に個々に接続されカソードを共通に
したダイオード５およびダイオード６と。
チョークコイルＬ１と、コンデンサＣ２とから成る整流
回路１１により、端子５３を介して直流電圧ＰＩＴｈ出
力することは良く知られている。
回路１１により、端子５３を介して直流電圧ＰＩＴｈ出
力することは良く知られている。
以上の説明から分るように、従来のシングルエンド型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング動作時に
発生する導電雑音によるスイッチング素子の電圧破壊防
止用として抵抗とコンデンサとを含む吸収回路を直接ス
イッチングされる箇所に用いているため、吸収回路にお
ける損失が増大し、 ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を劣
化させるという欠点がある。
Ｃ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング動作時に
発生する導電雑音によるスイッチング素子の電圧破壊防
止用として抵抗とコンデンサとを含む吸収回路を直接ス
イッチングされる箇所に用いているため、吸収回路にお
ける損失が増大し、 ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を劣
化させるという欠点がある。
〔発明の目的〕
したがって本発明の目的は、上記欠点を除去し。
挿入損失の小さい導電雑音吸収機能を付与して。
スイッチング素子の電圧破壊を防止し、外部への伝導及
び輻射ノイズを低減し、かつ効率の良いＤＣ−ＤＣコン
バータを提供することにある。
び輻射ノイズを低減し、かつ効率の良いＤＣ−ＤＣコン
バータを提供することにある。
以下余日
〔発明の構成〕
本発明によれば、直流入力電圧全外部駆動・ぐルスで励
振されるトランジスタ回路とトランスとを用いて交流電
圧に変え、この交流電圧を整流回路により直流電圧に変
えて出力する外部駆動型のシングルエンド型ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、該ＤＣ−ＤＣコンバータの前記直
流入力電圧を受ける端子から前記交流電圧を発生するま
での回路構成が、一端を前記端子の負側端子に接続する
前記トランジスタ回路と、正極側を前記端子の正側端子
に接続し負極側を前記トランジスタ回路の他端に接続す
る前記トランスの第１の一次巻線と、抵抗とコンデンサ
を直列に接続して成９．一端を前記第１の一次巻線の負
極側に接続したスパイク状電圧吸収回路と、正極側を前
記トランジスタ回路の一端に接続し負極側を前記スパイ
ク状電圧吸収回に接続しカソーする前記第１の一次巻線
の正極側に接続するダイオードとを有していることを特
徴トーｆ’ルシングルエンド型ＤＣ−ＤＣコンパ−タカ
得られる。
振されるトランジスタ回路とトランスとを用いて交流電
圧に変え、この交流電圧を整流回路により直流電圧に変
えて出力する外部駆動型のシングルエンド型ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、該ＤＣ−ＤＣコンバータの前記直
流入力電圧を受ける端子から前記交流電圧を発生するま
での回路構成が、一端を前記端子の負側端子に接続する
前記トランジスタ回路と、正極側を前記端子の正側端子
に接続し負極側を前記トランジスタ回路の他端に接続す
る前記トランスの第１の一次巻線と、抵抗とコンデンサ
を直列に接続して成９．一端を前記第１の一次巻線の負
極側に接続したスパイク状電圧吸収回路と、正極側を前
記トランジスタ回路の一端に接続し負極側を前記スパイ
ク状電圧吸収回に接続しカソーする前記第１の一次巻線
の正極側に接続するダイオードとを有していることを特
徴トーｆ’ルシングルエンド型ＤＣ−ＤＣコンパ−タカ
得られる。
第３図は本発明の一実施例の回路構成をあられした図で
ある。第３図において、第１の一次巻線Ｔ ２ （Ａ１
）および第２の一次巻線Ｔ２（Ａ２）を含むトランスＴ
２．スイッチング素子として作用するトランジスタＱ２
．コンデンサＣ３，抵抗Ｒ２゜ダイオードＤ４．および
ダイオードＤ５．Ｄ６と。
ある。第３図において、第１の一次巻線Ｔ ２ （Ａ１
）および第２の一次巻線Ｔ２（Ａ２）を含むトランスＴ
２．スイッチング素子として作用するトランジスタＱ２
．コンデンサＣ３，抵抗Ｒ２゜ダイオードＤ４．および
ダイオードＤ５．Ｄ６と。
チョークコイルＬ１と、コンデンサＣ４とを有する整流
回路１２Ｊ諦備えている。
回路１２Ｊ諦備えている。
次にこの実施例の動作について詳細に説明する。
端子５４から図に示される極性で直流電圧Ｅ１が入力さ
れる。また端子５５が外部駆動のパルヌ電圧ｖ２により
励振される。この励振により、スイッチング素子として
のトランジスタＱ２が導電状態となる場合には、電流１
□はトランスＴ２の一次巻線の内の第１の巻線Ｔ２（Ａ
１）およびトランジスタＱ２を通電して直流入力電源の
負側に流入する。
れる。また端子５５が外部駆動のパルヌ電圧ｖ２により
励振される。この励振により、スイッチング素子として
のトランジスタＱ２が導電状態となる場合には、電流１
□はトランスＴ２の一次巻線の内の第１の巻線Ｔ２（Ａ
１）およびトランジスタＱ２を通電して直流入力電源の
負側に流入する。
この時点において、トランスＴ２の一次巻線の中の第２
の一次巻線Ｔ２（Ａ２）に誘起される起電力によりアー
次巻線ＴＩ（Ａ□）とＴＩ（Ａ２）の巻線数が等しけれ
ば、ダイオードＤ４のカソードとアノードとの間に加わ
る電圧（Ｃ−Ａ電圧）Ｖ４は。
の一次巻線Ｔ２（Ａ２）に誘起される起電力によりアー
次巻線ＴＩ（Ａ□）とＴＩ（Ａ２）の巻線数が等しけれ
ば、ダイオードＤ４のカソードとアノードとの間に加わ
る電圧（Ｃ−Ａ電圧）Ｖ４は。
前記電圧Ｅ０の大略２倍の値となる。前記・ぐルス電圧
ｖ２が終止すると、トランジスタＱ２’ｒ流れる電流１
２は零となる。しかし、トランスＴ２の一次巻線の励磁
電流が零となる迄の時間二次巻線Ｔ２（Ａ１）およびＴ
２（Ａ２）における誘起起電力によ、！ｌｌｌ、トラン
ジスタＱ２のコレクタとエミッタとの間に加わる電圧（
Ｃ−Ｅ電圧）ｖ３は零から大略２Ｅｉの値に上昇する。
ｖ２が終止すると、トランジスタＱ２’ｒ流れる電流１
２は零となる。しかし、トランスＴ２の一次巻線の励磁
電流が零となる迄の時間二次巻線Ｔ２（Ａ１）およびＴ
２（Ａ２）における誘起起電力によ、！ｌｌｌ、トラン
ジスタＱ２のコレクタとエミッタとの間に加わる電圧（
Ｃ−Ｅ電圧）ｖ３は零から大略２Ｅｉの値に上昇する。
またダイオードＤ４のカソードとアノードとの間に加わ
る電圧■４は電圧値２Ｅｉから零に低下する。この状態
が特定の時間継続した後、初期の状態、すなわち、前記
電圧■３およびｖ４が電圧Ｅｉに等しい状態に復帰する
。以下外部駆動の／やルス電圧ｖ２により、端子５５が
周期的に励振されて前述の動作経過が繰り返される。
る電圧■４は電圧値２Ｅｉから零に低下する。この状態
が特定の時間継続した後、初期の状態、すなわち、前記
電圧■３およびｖ４が電圧Ｅｉに等しい状態に復帰する
。以下外部駆動の／やルス電圧ｖ２により、端子５５が
周期的に励振されて前述の動作経過が繰り返される。
第４図は上記のような動作経過における外部駆動（Ｄ
Ａ’ 、１１／ス電圧ｖ２．トランジスタＱ２を流れる
電流１２トランジスタＱ２のコレクタとエミッタとの間
の電圧Ｖ３．およびダイオードＤ４のカソードとアノー
ドとの間の電圧ｖ４の動作波形図である。
Ａ’ 、１１／ス電圧ｖ２．トランジスタＱ２を流れる
電流１２トランジスタＱ２のコレクタとエミッタとの間
の電圧Ｖ３．およびダイオードＤ４のカソードとアノー
ドとの間の電圧ｖ４の動作波形図である。
この波形図において、トランジスタＱ２のコレクタとエ
ミッタとの間の電圧Ｖ３について見ると。
ミッタとの間の電圧Ｖ３について見ると。
電流１２が終止する時点において、前記従来例の場合と
同様に導電雑音が発生する条件が介在する。
同様に導電雑音が発生する条件が介在する。
しかし々からこの実施例においては、第１の一次巻線Ｔ
２ （Ａｔ ）とトランジスタＱ２のコレクタとの接
続点と、第２の一次巻線Ｔ２（Ａ、２）とダイオードＤ
４のアノードとの接続点との間には所定容量のコンデン
サＣ３と低抵抗Ｒ２とから成る直列回路が接続されてい
る。この直列回路によや前記スイッチング動作時に発生
する導電雑音はほとんど吸収されてしまい、第４図に示
されるようにスパイク状電圧はほとんど生じない。コン
デンサＣ３に直列に接続されている抵抗Ｒ，２は、コン
デンサＣ３と前記−次巻線Ｔ Ｉ （Ａ＋ ）とＴｌ（
Ａ２）との間に存在する漏れインダクタンスと、前記直
流入力電源とで形成される直列共振回路のダンパー用と
して作用するが、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ２とからＡる
前記直列回路における電荷の移動は、前記漏れインダク
タンスによるものだけであるので。
２ （Ａｔ ）とトランジスタＱ２のコレクタとの接
続点と、第２の一次巻線Ｔ２（Ａ、２）とダイオードＤ
４のアノードとの接続点との間には所定容量のコンデン
サＣ３と低抵抗Ｒ２とから成る直列回路が接続されてい
る。この直列回路によや前記スイッチング動作時に発生
する導電雑音はほとんど吸収されてしまい、第４図に示
されるようにスパイク状電圧はほとんど生じない。コン
デンサＣ３に直列に接続されている抵抗Ｒ，２は、コン
デンサＣ３と前記−次巻線Ｔ Ｉ （Ａ＋ ）とＴｌ（
Ａ２）との間に存在する漏れインダクタンスと、前記直
流入力電源とで形成される直列共振回路のダンパー用と
して作用するが、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ２とからＡる
前記直列回路における電荷の移動は、前記漏れインダク
タンスによるものだけであるので。
前記抵抗Ｒ２の値は２回路特性に合わせて、小さい値に
設定出来る。したがってこの部分での損失は非常に小さ
い。
設定出来る。したがってこの部分での損失は非常に小さ
い。
なお前述のように、−次側における外部駆動ノ’？ルス
電圧によるスイッチング動作により、トランスＴ２’ｚ
介して２次側に交流電圧が発生し、整流回路１２により
所定の直流電圧Ｐ２が端子５６を介して出力されるとと
は従来と同様である。
電圧によるスイッチング動作により、トランスＴ２’ｚ
介して２次側に交流電圧が発生し、整流回路１２により
所定の直流電圧Ｐ２が端子５６を介して出力されるとと
は従来と同様である。
以上の説明から明らかなように、本発明によるシングル
エンド型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては。
エンド型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては。
−次側におけるスイッチング動作を通じて発生する供給
電圧の２倍を越える導電雑音をほぼ吸収してスイッチン
グ素子の電圧破壊を防止し、外部へ′□ の伝導及
び輻射ノイズを低減するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作周波数が高い場合の変換効率を向上できろとい
う効果がある。
電圧の２倍を越える導電雑音をほぼ吸収してスイッチン
グ素子の電圧破壊を防止し、外部へ′□ の伝導及
び輻射ノイズを低減するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作周波数が高い場合の変換効率を向上できろとい
う効果がある。
第１図は従来のシングルエンド型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の構成の一例を示す回路図、第２図は第１図の回路の各
部の波形図、第３図は本発明の一実施例の構成を示す回
路図、第４図は第３図の回路の各部の波形図である。 記号の説明：１１．１２は整流回路、５１〜５６は端子
、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサ、ＤＩ〜Ｄ６はダイオード、
Ｌｌ、Ｌ２はチョークコイル、Ｑｌ。 Ｑ２はトランジスタ、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、Ｔ１゜Ｔ２は
トランス、ＴＩ（Ａ、）、ＴＩ（Ａ２）は第１゜第２の
一次巻線、 Ｔ １ （Ｂ）は二次巻線＋ ｖｌ ＋ｖ
２は駆動パルス電圧、Ｖｌ、Ｖ３はトランジスタＱｌ。 Ｑ２のコレクタエミッタ間電圧、Ｖ２．Ｖ４はダイオー
ドＤＩ、Ｄ４のアノードカソード間電圧全それぞれ示し
ている。 Ｓ −３ミ ５
の構成の一例を示す回路図、第２図は第１図の回路の各
部の波形図、第３図は本発明の一実施例の構成を示す回
路図、第４図は第３図の回路の各部の波形図である。 記号の説明：１１．１２は整流回路、５１〜５６は端子
、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサ、ＤＩ〜Ｄ６はダイオード、
Ｌｌ、Ｌ２はチョークコイル、Ｑｌ。 Ｑ２はトランジスタ、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、Ｔ１゜Ｔ２は
トランス、ＴＩ（Ａ、）、ＴＩ（Ａ２）は第１゜第２の
一次巻線、 Ｔ １ （Ｂ）は二次巻線＋ ｖｌ ＋ｖ
２は駆動パルス電圧、Ｖｌ、Ｖ３はトランジスタＱｌ。 Ｑ２のコレクタエミッタ間電圧、Ｖ２．Ｖ４はダイオー
ドＤＩ、Ｄ４のアノードカソード間電圧全それぞれ示し
ている。 Ｓ −３ミ ５
Claims (1)
- １、直流入力電圧を外部駆動パルスで励振されるトラン
ジスタ回路とトランスとを用いて交流電圧に変え、この
交流電圧を整流回路により直流電圧に変えて出力する外
部駆動型のシングルエンド型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、該ＤＣ−ＤＣコンバータの前記直流入力電圧を受
ける端子から前記交流電圧を発生するまでの回路構成が
、一端を前記端子の負側端子に接続する前記トランジス
タ回路と、正極側を前記端子の正側端子に接続し負極側
を前記トランジスタ回路の他端に接続する前記トランス
の第１の一次巻線と、抵抗とコンデンサを直列に接続し
て成り、一端を前記第１の一次巻線の負極側に接続した
スパイク状電圧吸収回路と、正極側を前記トランジスタ
回路の一端に接続し負極側を前記スパイク状電圧吸収回
路の他端に接続する前記トランスの第２の一次巻線と、
アノード側を前記第２の一次巻線の負極側に接続しカソ
ード側を前記第１の一次巻線の正極側に接続するダイオ
ードとを有していることを特徴とするシングルエンド型
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19066884A JPS6169372A (ja) | 1984-09-13 | 1984-09-13 | シングルエンド型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19066884A JPS6169372A (ja) | 1984-09-13 | 1984-09-13 | シングルエンド型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6169372A true JPS6169372A (ja) | 1986-04-09 |
Family
ID=16261906
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19066884A Pending JPS6169372A (ja) | 1984-09-13 | 1984-09-13 | シングルエンド型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6169372A (ja) |
-
1984
- 1984-09-13 JP JP19066884A patent/JPS6169372A/ja active Pending
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