JPS62136111A - Ａｍ変調の検波回路 - Google Patents
Ａｍ変調の検波回路Info
- Publication number
- JPS62136111A JPS62136111A JP27737185A JP27737185A JPS62136111A JP S62136111 A JPS62136111 A JP S62136111A JP 27737185 A JP27737185 A JP 27737185A JP 27737185 A JP27737185 A JP 27737185A JP S62136111 A JPS62136111 A JP S62136111A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- trs
- current
- collector
- transistors
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims abstract description 22
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 9
- 230000003334 potential effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 239000007788 liquid Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ、産業上の利用分野
本発明はＩＣ化に適するＡＭ変調の両波整流検波回路に
関する。
関する。
Ｂ０発明の概要
第１図に示す回路において、トランジスタ ＱｌとＱ２
から成る差動増幅器のコレクタ電流をそれぞれトランジ
スタ Ｑ３と Ｑ８、トランジスタＱ４と Ｑ７から成
るカレントミラーにより移しかえ、さらにトランジスタ
Ｑ７のコレクタ電流をトランジスタ Ｑ５と Ｑ６か
ら成るカレントミラーで移しかえ、トランジスタ Ｑ６
のコレクタとトランジスタ Ｑ８のコレクタを接続し、
さらにトランジスタ Ｃ２のベースと接続して、トラン
ジスタ Ｃ６と Ｃ８のコレクタ電流の授受によってト
ランジスタ Ｃ２のベース電位をコンデンサＣ１を使用
して信号成分（ＡＣ成分）を除去し、直流成分（ＤＣ成
分）で制御して、トランジスタ Ｑｌと Ｃ２のオフセ
ットによるコレクタ電流の不整合を合せる。さらに、ト
ランジスタＱ１と Ｃ２から成る差動増幅器のコレクタ
電流をそれぞれトランジスタ Ｃ３と Ｑ＋ｏ、トラン
ジスタ Ｃ４と Ｑ９のカレントミラーにより移しかえ
、トランジスタ Ｑ９と Ｑｌｏのコレクタにそれぞれ
等しい抵抗Ｒ１３と Ｒ１４を接続して、トランジスタ
Ｑｌｌ と Ｑ Ｉ ２のベース電位を決定し、１−
ランジスタ Ｑｌｌと Ｑ １２のエミッタを共通にし
て、それとアースの間にコンデンサＣ２および抵抗Ｒ１
５を並列に接続し、それから両波検波出力を取り出す。
から成る差動増幅器のコレクタ電流をそれぞれトランジ
スタ Ｑ３と Ｑ８、トランジスタＱ４と Ｑ７から成
るカレントミラーにより移しかえ、さらにトランジスタ
Ｑ７のコレクタ電流をトランジスタ Ｑ５と Ｑ６か
ら成るカレントミラーで移しかえ、トランジスタ Ｑ６
のコレクタとトランジスタ Ｑ８のコレクタを接続し、
さらにトランジスタ Ｃ２のベースと接続して、トラン
ジスタ Ｃ６と Ｃ８のコレクタ電流の授受によってト
ランジスタ Ｃ２のベース電位をコンデンサＣ１を使用
して信号成分（ＡＣ成分）を除去し、直流成分（ＤＣ成
分）で制御して、トランジスタ Ｑｌと Ｃ２のオフセ
ットによるコレクタ電流の不整合を合せる。さらに、ト
ランジスタＱ１と Ｃ２から成る差動増幅器のコレクタ
電流をそれぞれトランジスタ Ｃ３と Ｑ＋ｏ、トラン
ジスタ Ｃ４と Ｑ９のカレントミラーにより移しかえ
、トランジスタ Ｑ９と Ｑｌｏのコレクタにそれぞれ
等しい抵抗Ｒ１３と Ｒ１４を接続して、トランジスタ
Ｑｌｌ と Ｑ Ｉ ２のベース電位を決定し、１−
ランジスタ Ｑｌｌと Ｑ １２のエミッタを共通にし
て、それとアースの間にコンデンサＣ２および抵抗Ｒ１
５を並列に接続し、それから両波検波出力を取り出す。
Ｃ１従来の技術
第３図はＩＣ化に適する従来のＡＭ変調の検波回路の１
例を示す。ここで、トランジスタのベース電圧オフセラ
１−は約３ ｍＶとし、トランジスタの ｈ６は十分大
きいものとする。図中、１はＩＦ入力端子、２は検波出
力端子、Ｅｌはベースバイアス電源である。トランジス
タ Ｑｌと Ｃ２からなる差動増幅器のトランジスタ
ＱｌのベースにＩＦ倍信号入力されると、互いに逆相の
コレクタ出力をトランジスタ Ｑｌｔ と ０１２のベ
ースに送り、そこで両波整流してコンデンサＣ２で平滑
して両波検波出力が得られる。
例を示す。ここで、トランジスタのベース電圧オフセラ
１−は約３ ｍＶとし、トランジスタの ｈ６は十分大
きいものとする。図中、１はＩＦ入力端子、２は検波出
力端子、Ｅｌはベースバイアス電源である。トランジス
タ Ｑｌと Ｃ２からなる差動増幅器のトランジスタ
ＱｌのベースにＩＦ倍信号入力されると、互いに逆相の
コレクタ出力をトランジスタ Ｑｌｔ と ０１２のベ
ースに送り、そこで両波整流してコンデンサＣ２で平滑
して両波検波出力が得られる。
トランジスタ Ｑｌ−Ｃ２の ＶＢＨのずれ（オフセッ
ト電圧）がトランジスタ Ｑｌと Ｃ２のコレクタ電流
の不整合となるが、この方式ではコレクタ電流の不整合
でトランジスタ Ｑｌｌ とＱ １２のベース電位もず
れてしまう。ここでＲ３＝Ｒ４である。
ト電圧）がトランジスタ Ｑｌと Ｃ２のコレクタ電流
の不整合となるが、この方式ではコレクタ電流の不整合
でトランジスタ Ｑｌｌ とＱ １２のベース電位もず
れてしまう。ここでＲ３＝Ｒ４である。
いま、定電流源に工の電流が流れているとする。
この時、トランジスタ Ｑｌと Ｃ２のコレクタ電流を
１１＋１２とする。トランジスタ Ｑｌ、Ｃ２のオフセ
ットがなければ、 ｒ１＝ Ｉ２＝ Ｉ／２ の関係が成立する。しかし、実際には同一のコレクタ電
流とした時のトランジスタ間のベース電圧の差、すなわ
ちベースオフセット電圧が生じる。
１１＋１２とする。トランジスタ Ｑｌ、Ｃ２のオフセ
ットがなければ、 ｒ１＝ Ｉ２＝ Ｉ／２ の関係が成立する。しかし、実際には同一のコレクタ電
流とした時のトランジスタ間のベース電圧の差、すなわ
ちベースオフセット電圧が生じる。
この時、ベースオフセット電圧は次式で示される。
１１ ／ ｌ５ｔ
Ｉｓｔ：トランジスタ Ｑｌのコレクタ飽和電流Ｉｓ２
：トランジスタ Ｃ２のコレクタ飽和電流ΔＶｅｇ ：
ベースオフセット電圧 Ｖｒ： ｋＴ／ｑ （約２６ｍＶ、 Ｔ ＝３００ Ｋ
）ｑ： 電荷 ｋ ： ボルツマン定数 Ｔ： 絶対温度 この関係式から、第１図においてトランジスタＱ１と
Ｃ２のベース電位はＥｌで等しい使い方をしているため
、トランジスタ Ｑｌと Ｃ２にベースオフセット電圧
が約３ ｍＶある場合、トランジスタ Ｑｌと Ｃ２の
コレクタ電流■１ とＩ２が約１２％の不整合となる。
：トランジスタ Ｃ２のコレクタ飽和電流ΔＶｅｇ ：
ベースオフセット電圧 Ｖｒ： ｋＴ／ｑ （約２６ｍＶ、 Ｔ ＝３００ Ｋ
）ｑ： 電荷 ｋ ： ボルツマン定数 Ｔ： 絶対温度 この関係式から、第１図においてトランジスタＱ１と
Ｃ２のベース電位はＥｌで等しい使い方をしているため
、トランジスタ Ｑｌと Ｃ２にベースオフセット電圧
が約３ ｍＶある場合、トランジスタ Ｑｌと Ｃ２の
コレクタ電流■１ とＩ２が約１２％の不整合となる。
Ｄ０発明が解決しようとする問題点
この結果、これらの電流と抵抗Ｒ３，Ｒ４でトランジス
タ Ｑ１１１Ｑ１２のベース電位が決るけれども、ベー
ス電位が約１２％ずれてしまう。
タ Ｑ１１１Ｑ１２のベース電位が決るけれども、ベー
ス電位が約１２％ずれてしまう。
今、無変調のＩＦ倍信号入力されたとすると。
出力端子２に第４図に示す波形が得られる。この場合、
せっかく両波整流で検波しているのに、アンバランスな
整流波形のために忠実な検波をすることができないこと
になる。
せっかく両波整流で検波しているのに、アンバランスな
整流波形のために忠実な検波をすることができないこと
になる。
オフセットを吸収する方法として、トランジスタ Ｑｌ
、Ｃ２のエミッタに抵抗を入れることが考えられるが、
この場合、差動増幅器の増幅度が低下してしまう。
、Ｃ２のエミッタに抵抗を入れることが考えられるが、
この場合、差動増幅器の増幅度が低下してしまう。
本発明の目的は、エミッタに抵抗を含まず、高い増幅度
を持ち、しかもアンバランスのない、冒頭に述べた種類
のＡＭ変調の検波回路を提供することである。
を持ち、しかもアンバランスのない、冒頭に述べた種類
のＡＭ変調の検波回路を提供することである。
Ｅ１問題点を解決するための手段
上記目的を達成するために、本発明によるＡＭ変調の検
波回路は、エミッタが互いに接続されている第１および
第２のトランジスタから成り、第１のトランジスタのベ
ースに信号が入力される差動増幅器と、エミッタが互い
に接続されている第３および第４のトランジスタから成
り、それらのエミッタから信号が取り出される整流手段
と、上記第１のトランジスタのコレクタ電流と略同じ価
の電流を発生させる第１および第２の電流発生部を有す
る第１の電流発生手段と、上記第２のトランジスタのコ
レクタ電流と略同じ価の電流を発生させる第３および第
４の電流発生部を有する第２の電流発生手段と、ほぼ同
じ価の電流を発生させる上記第３の電流発生部に接続さ
れる第５の電流発生部、および上記第１の電流発生部に
接続される第６の電流発生部を有する第３の電流発生手
段と、上記第１と第６の電流発生部の接続部信号のＤＣ
成分で上記第２のトランジスタのベース電位を制御する
手段と、上記第１および第２の電流発生手段をそれぞれ
上記第３および第４のトランジスタのベースに接続する
手段とを含むことを要旨とする。
波回路は、エミッタが互いに接続されている第１および
第２のトランジスタから成り、第１のトランジスタのベ
ースに信号が入力される差動増幅器と、エミッタが互い
に接続されている第３および第４のトランジスタから成
り、それらのエミッタから信号が取り出される整流手段
と、上記第１のトランジスタのコレクタ電流と略同じ価
の電流を発生させる第１および第２の電流発生部を有す
る第１の電流発生手段と、上記第２のトランジスタのコ
レクタ電流と略同じ価の電流を発生させる第３および第
４の電流発生部を有する第２の電流発生手段と、ほぼ同
じ価の電流を発生させる上記第３の電流発生部に接続さ
れる第５の電流発生部、および上記第１の電流発生部に
接続される第６の電流発生部を有する第３の電流発生手
段と、上記第１と第６の電流発生部の接続部信号のＤＣ
成分で上記第２のトランジスタのベース電位を制御する
手段と、上記第１および第２の電流発生手段をそれぞれ
上記第３および第４のトランジスタのベースに接続する
手段とを含むことを要旨とする。
Ｆ１作用
本発明によるＡＭ変調の検波回路では、差動増幅器を形
成している二つのトランジスタのオフセットによるコレ
クタ電流の不整合を揃えることによって両波検波の基準
電圧を揃え、この基準電圧を基にバランスのとれた両波
検波の波形を作り、忠実な検波を行なう。
成している二つのトランジスタのオフセットによるコレ
クタ電流の不整合を揃えることによって両波検波の基準
電圧を揃え、この基準電圧を基にバランスのとれた両波
検波の波形を作り、忠実な検波を行なう。
Ｇ、実施例
以下に１図面を参照しながら、実施例を用いて本発明を
一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず、本発明
の枠を越えることなしにいろいろな変形や改良があり得
ることは勿論である。
一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず、本発明
の枠を越えることなしにいろいろな変形や改良があり得
ることは勿論である。
第１図は本発明によるＡＭ変調の検波回路の回路図で、
図中、第３図と共通する引用番号は第３図におけるもの
と同じか、またはそれに対応する部分を表わす。
図中、第３図と共通する引用番号は第３図におけるもの
と同じか、またはそれに対応する部分を表わす。
トランジスタ Ｑ、と Ｑｌから成る差動増幅器のトラ
ンジスタ ＱｌのベースにＩＦ倍信号入力されると、ト
ランジスタ Ｑｌのコレクタに 工。
ンジスタ ＱｌのベースにＩＦ倍信号入力されると、ト
ランジスタ Ｑｌのコレクタに 工。
の電流が流れ、これをトランジスタ Ｑ３と Ｑ ａ
＋Ｑｓｏのカレントミラーによってそれぞれトランジス
タ Ｑ８のコレクタ電流工、Ｊおよびトランジスタ Ｑ
ＩＯのコレクタ電流工１″に移しかえる。
＋Ｑｓｏのカレントミラーによってそれぞれトランジス
タ Ｑ８のコレクタ電流工、Ｊおよびトランジスタ Ｑ
ＩＯのコレクタ電流工１″に移しかえる。
もう一方のトランジスタ Ｑｌのコレクタには１１と逆
相の電流Ｉ２が流れ、これを同様にトランジスタ Ｑ４
と Ｑｌ、Ｑ９のカレントミラーによってそれぞれトラ
ンジスタ Ｑｌのコレクタ電流工２′およびトランジス
タ Ｑ９のコレクタ電流Ｉ２″に移しかえる。つぎにト
ランジスタ Ｑｌのコレクタ電流工２１をトランジスタ
Ｑ５と Ｑ６のカレントミラーによってトランジスタ
Ｑ６のコレクタ電流工２１１１ に移しかえる。こ
の時トランジスタＱ６のコレクタとトランジスタ Ｑ８
のコレクタが接続され、この接続点とトランジスタ Ｑ
ｌとＱｌから成る差動増幅器のトランジスタ Ｑｌのベ
ースをコンデンサＣ１で接地して接続する。
相の電流Ｉ２が流れ、これを同様にトランジスタ Ｑ４
と Ｑｌ、Ｑ９のカレントミラーによってそれぞれトラ
ンジスタ Ｑｌのコレクタ電流工２′およびトランジス
タ Ｑ９のコレクタ電流Ｉ２″に移しかえる。つぎにト
ランジスタ Ｑｌのコレクタ電流工２１をトランジスタ
Ｑ５と Ｑ６のカレントミラーによってトランジスタ
Ｑ６のコレクタ電流工２１１１ に移しかえる。こ
の時トランジスタＱ６のコレクタとトランジスタ Ｑ８
のコレクタが接続され、この接続点とトランジスタ Ｑ
ｌとＱｌから成る差動増幅器のトランジスタ Ｑｌのベ
ースをコンデンサＣ１で接地して接続する。
この時のトランジスタ Ｑｌのベース電流を１３とする
。
。
ここでまずカレントミラーの電流精度について説明して
おく。第１図のトランジスタ Ｑ３と Ｑ８のカレント
ミラーおいて、Ｒ５” ＲＪＩ ” ＲＩＧ として、
トランジスタ Ｑ３のエミッタ抵抗Ｒ５の端子電圧を約
１ｖ、トランジスタ Ｑ３と Ｑ８のＶＢ［ｌのずれが
約３ ｍＶとすると、トランジスタＱ３とＱ８のコレク
タ電流のずれは約０．３％となる。前述したトランジス
タ Ｑｌ、Ｑｌのオフセットによるコレクタ電流の不整
合が約１２％であったことから、カレントミラーによる
電流の不整合は無視して考えられる。同様に、エミッタ
抵抗Ｒ，＝ Ｒ７＝ Ｒ９とし、Ｒｅの端子電圧を約Ｉ
Ｖ、またＲ１１ ：Ｒ１２とし、Ｒ１１の端子電圧を約
ＩＶとすれば、 １、 ＝ Ｉ、’ ＝ Ｉ、” ■２＝Ｉ２′＝Ｉ２″＝１２〃′ と考えられる。
おく。第１図のトランジスタ Ｑ３と Ｑ８のカレント
ミラーおいて、Ｒ５” ＲＪＩ ” ＲＩＧ として、
トランジスタ Ｑ３のエミッタ抵抗Ｒ５の端子電圧を約
１ｖ、トランジスタ Ｑ３と Ｑ８のＶＢ［ｌのずれが
約３ ｍＶとすると、トランジスタＱ３とＱ８のコレク
タ電流のずれは約０．３％となる。前述したトランジス
タ Ｑｌ、Ｑｌのオフセットによるコレクタ電流の不整
合が約１２％であったことから、カレントミラーによる
電流の不整合は無視して考えられる。同様に、エミッタ
抵抗Ｒ，＝ Ｒ７＝ Ｒ９とし、Ｒｅの端子電圧を約Ｉ
Ｖ、またＲ１１ ：Ｒ１２とし、Ｒ１１の端子電圧を約
ＩＶとすれば、 １、 ＝ Ｉ、’ ＝ Ｉ、” ■２＝Ｉ２′＝Ｉ２″＝１２〃′ と考えられる。
トランジスタのオフセットによるコレクタ電流の不整合
を合せる動作について説明する。第１図において、トラ
ンジスタ Ｑ６のコレクタ電流工２”′とトランジスタ
Ｑ８のコレクタ電流工、ｌとトランジスタ Ｑｌのベ
ース電流Ｉ３との授受について ■２ｍ＋ Ｉ３ ＝ Ｉ、’ であるがＩ３は、ｈＦＥが非常に大きいものとしたから
、Ｉ２”′に対し無視できる。よってＩ２”１＝■１′ の関係が成立するものとして考える。またカレントミラ
ーによる電流の不整合は無視できるので次の関係が成立
する。
を合せる動作について説明する。第１図において、トラ
ンジスタ Ｑ６のコレクタ電流工２”′とトランジスタ
Ｑ８のコレクタ電流工、ｌとトランジスタ Ｑｌのベ
ース電流Ｉ３との授受について ■２ｍ＋ Ｉ３ ＝ Ｉ、’ であるがＩ３は、ｈＦＥが非常に大きいものとしたから
、Ｉ２”′に対し無視できる。よってＩ２”１＝■１′ の関係が成立するものとして考える。またカレントミラ
ーによる電流の不整合は無視できるので次の関係が成立
する。
Ｉ２＝ １１
今、トランジスタ Ｑｌと Ｑｌのオフセットにより、
コレクタ電流 工１が Ｉ２より小さくなったとすると
、トランジスタ Ｑｌのベース電位が上がり、Ｉ２が小
さくなり、工、と等しくなる。この時ＡＣ成分はコンデ
ンサＣ１で落され、ＤＣ成分を帰還させ、制御する動作
となる。逆に、工１が１２より大きくなったとすると、
トランジスタＱ２のベース電位が下がり、Ｉ２が大きく
なり。
コレクタ電流 工１が Ｉ２より小さくなったとすると
、トランジスタ Ｑｌのベース電位が上がり、Ｉ２が小
さくなり、工、と等しくなる。この時ＡＣ成分はコンデ
ンサＣ１で落され、ＤＣ成分を帰還させ、制御する動作
となる。逆に、工１が１２より大きくなったとすると、
トランジスタＱ２のベース電位が下がり、Ｉ２が大きく
なり。
■、と等しくなるという、同じ＜ＤＣ帰還制御動作とな
る。これらの動作によりＶＢｇオフセットによるコレク
タ電流の不整合が合わさることになる。
る。これらの動作によりＶＢｇオフセットによるコレク
タ電流の不整合が合わさることになる。
第２図は第１図に示す装置を使って得られる両波整流波
形を示す。
形を示す。
Ｈ９発明の詳細
な説明した通り５本発明によれば、トランジスタのオフ
セットによるコレクタ電流の不整合を合せることができ
る。トランジスタ Ｑｌと Ｑｌから成る差動増幅器の
増幅度が大きいため、ＩＦ信号入力レベルの小さいもの
も扱うことができ、第１図のトランジスタ Ｑ ｓ ｔ
と Ｑ １２のベース電位が揃うことによって、この
トランジスタ Ｑ １＋とＱｌ２での両波整流波形もバ
ランスのよいものとなり、これをコンデンサＣ２で平滑
すれば、第２図のような検波波形が得られ、キャリア成
分を減少させることができ、また平滑コンデンサＣ２の
容量を小さくできるから、高い変調周波数を忠実に検波
することができるという利点が得られる。
セットによるコレクタ電流の不整合を合せることができ
る。トランジスタ Ｑｌと Ｑｌから成る差動増幅器の
増幅度が大きいため、ＩＦ信号入力レベルの小さいもの
も扱うことができ、第１図のトランジスタ Ｑ ｓ ｔ
と Ｑ １２のベース電位が揃うことによって、この
トランジスタ Ｑ １＋とＱｌ２での両波整流波形もバ
ランスのよいものとなり、これをコンデンサＣ２で平滑
すれば、第２図のような検波波形が得られ、キャリア成
分を減少させることができ、また平滑コンデンサＣ２の
容量を小さくできるから、高い変調周波数を忠実に検波
することができるという利点が得られる。
第１図は本発明によるＡＭ変調の検波回路の回路図、第
２図は第１図に示す装置を使って得られる両波整流波形
を示す図、第３図は従来のＡＭ変調の検波回路の回路図
、第４図は第３図に示す装置を使って得られる両波整流
波形を示す図である。 １・・・・・・・・・ＩＦ入力端子、２・・・・・・・
・・検波出力端子、３・・・・・・・・・定電流源、Ｅ
ｌ・・団・・・・ベースバイアス電源。 特許出願人 クラリオン株式会社 代理人 弁理士 永１）武三部 “。 第３図 従来のＡＭ交謂枝５皮回路 第４図 従来の出力液形口
２図は第１図に示す装置を使って得られる両波整流波形
を示す図、第３図は従来のＡＭ変調の検波回路の回路図
、第４図は第３図に示す装置を使って得られる両波整流
波形を示す図である。 １・・・・・・・・・ＩＦ入力端子、２・・・・・・・
・・検波出力端子、３・・・・・・・・・定電流源、Ｅ
ｌ・・団・・・・ベースバイアス電源。 特許出願人 クラリオン株式会社 代理人 弁理士 永１）武三部 “。 第３図 従来のＡＭ交謂枝５皮回路 第４図 従来の出力液形口
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （ａ）エミッタが互いに接続されている第１および第２
のトランジスタから成り、第１のトランジスタのベース
に信号が入力される差動増幅器、（ｂ）エミッタが互い
に接続されている第３および第４のトランジスタから成
り、それらのエミッタから信号が取り出される整流手段
、 （ｃ）上記第１のトランジスタのコレクタ電流と略同じ
価の電流を発生させる第１および第２の電流発生部を有
する第１の電流発生手段、 （ｄ）上記第２のトランジスタのコレクタ電流と略同じ
価の電流を発生させる第３および第４の電流発生部を有
する第２の電流発生手段、 （ｅ）ほぼ同じ価の電流を発生させる上記第３の電流発
生部に接続される第５の電流発生部、および上記第１の
電流発生部に接続される第６の電流発生部を有する第３
の電流発生手段、 （ｆ）上記第１と第６の電流発生部の接続部信号のＤＣ
成分で上記第２のトランジスタのベース電位を制御する
手段、および （ｇ）上記第１および第２の電流発生手段をそれぞれ上
記第３および第４のトランジスタのベースに接続する手
段 を含むことを特徴とするＡＭ変調の検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27737185A JPS62136111A (ja) | 1985-12-09 | 1985-12-09 | Ａｍ変調の検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27737185A JPS62136111A (ja) | 1985-12-09 | 1985-12-09 | Ａｍ変調の検波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62136111A true JPS62136111A (ja) | 1987-06-19 |
Family
ID=17582588
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27737185A Pending JPS62136111A (ja) | 1985-12-09 | 1985-12-09 | Ａｍ変調の検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62136111A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58202603A (ja) * | 1982-04-28 | 1983-11-25 | Toko Inc | 両波検波回路 |
-
1985
- 1985-12-09 JP JP27737185A patent/JPS62136111A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58202603A (ja) * | 1982-04-28 | 1983-11-25 | Toko Inc | 両波検波回路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4941080A (en) | Full wave rectifier circuit | |
| JPS5995621A (ja) | 基準電圧回路 | |
| JP2657948B2 (ja) | 可制御電流源装置 | |
| JPS5927185B2 (ja) | 演算整流装置 | |
| JPS6359197B2 (ja) | ||
| JPS633353B2 (ja) | ||
| JP2629380B2 (ja) | Ａｇｃ回路 | |
| JPH032676A (ja) | 全波整流回路 | |
| JPH0533105Y2 (ja) | ||
| JPS61140210A (ja) | 信号処理回路 | |
| US3017107A (en) | Quarter-square multiplier and correlator | |
| JP3022594B2 (ja) | 調整可能な遅延を有する遅延回路 | |
| JPS5922597Y2 (ja) | かけ算回路 | |
| JPS6019372Y2 (ja) | 温度補償回路 | |
| JPH0416010A (ja) | Ａｇｃ回路 | |
| JPH0349463Y2 (ja) | ||
| JPS58225358A (ja) | 絶対値回路 | |
| JPS605622Y2 (ja) | 増幅器のバイアス回路 | |
| JPS5914856Y2 (ja) | 対数変換装置 | |
| JPS62110307A (ja) | 可変利得回路 | |
| JPH0718176Y2 (ja) | 整流回路 | |
| JPH0122288Y2 (ja) | ||
| JP2581388B2 (ja) | データ反転回路 | |
| JPS62125415A (ja) | 定電流駆動装置 | |
| JPS63175907A (ja) | 定電流回路 |