JPS62138068A - Ｐｗｍインバ−タの制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバ−タの制御装置Info
- Publication number
- JPS62138068A JPS62138068A JP60278338A JP27833885A JPS62138068A JP S62138068 A JPS62138068 A JP S62138068A JP 60278338 A JP60278338 A JP 60278338A JP 27833885 A JP27833885 A JP 27833885A JP S62138068 A JPS62138068 A JP S62138068A
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- JP
- Japan
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- inverter
- carrier frequency
- wave
- frequency
- signal
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
この発明は、いわゆるＰ Ｗ Ｍインバータ（パルス幅
変調方式で電圧、（電流）１周波数を可変するインバー
タ）で誘導機を駆動した際に、誘導機から発生する磁気
騒音を低減できる制御装置に関する。
変調方式で電圧、（電流）１周波数を可変するインバー
タ）で誘導機を駆動した際に、誘導機から発生する磁気
騒音を低減できる制御装置に関する。
電圧形ＰＷＭインバータで誘導機を駆動した場合の問題
点の１つに誘導機から発生する磁気騒音がある。これは
パルス幅変調用キャリア信号のキャリア周波数に起因す
るものであり、キャリア周波数が１〜３ＫＨ２程度に選
ばれる事の多い現状のＰＷＭインバータでは、これが人
間の耳ざわりになる周波数帯にあるために特に問題とさ
れている。 この対策としては、キャリア周波数を高くし、人間の可
聴範囲から外す方法が考えられるが、この方法では他方
、インバータに用いられている電力変換素子のスイッチ
ング損失がほぼキャリア周波数に比例して増大するため
、この電力用変換素子の冷却体の寸法が大きくなること
、コストアップとなることなどの弊害が生ずる。
点の１つに誘導機から発生する磁気騒音がある。これは
パルス幅変調用キャリア信号のキャリア周波数に起因す
るものであり、キャリア周波数が１〜３ＫＨ２程度に選
ばれる事の多い現状のＰＷＭインバータでは、これが人
間の耳ざわりになる周波数帯にあるために特に問題とさ
れている。 この対策としては、キャリア周波数を高くし、人間の可
聴範囲から外す方法が考えられるが、この方法では他方
、インバータに用いられている電力変換素子のスイッチ
ング損失がほぼキャリア周波数に比例して増大するため
、この電力用変換素子の冷却体の寸法が大きくなること
、コストアップとなることなどの弊害が生ずる。
この発明はＰＷＭインバータを用いて周波数制御を行う
誘４機の可変速駆動装置において前記の問題点を解決し
、インバータ内部の発生１員失を増加させずに、人間が
不快に惑する誘導機の磁気騒音を低減できる制御装置を
提供することを目的とする。
誘４機の可変速駆動装置において前記の問題点を解決し
、インバータ内部の発生１員失を増加させずに、人間が
不快に惑する誘導機の磁気騒音を低減できる制御装置を
提供することを目的とする。
この発明の要点はＰＷＭインバータを用い、周波数制御
を行う誘導機の可変速駆動装置において、軽負荷時には
キャリア周波数を高くして磁気騒音を低バし、負荷が重
い時は誘導機軸に接続された他の機械等の騒音により、
磁気騒音がほとんど聞こえなくなるので、キャリア周波
数を低くし、インバータ内部の発生１員失の増加を防ご
うとする点にある。 換言すれば本発明の要点は、 （例えば誘導機を負イ苛
とし）変調用キャリア信号 （変５１ｘｌ用三角波信号
など）を用いてパルス幅変調を行うＰ Ｗ Ｍインバー
タにおいて、曲記キャリア信号の周波数をインバータの
負荷電流に応じて可変する手段（電流検出器、全波整流
回路、平滑用フィルタ、」二下限リミッタ、Ｖ／Ｆ変換
器、積分器など）、を備えろようにした点にある。
を行う誘導機の可変速駆動装置において、軽負荷時には
キャリア周波数を高くして磁気騒音を低バし、負荷が重
い時は誘導機軸に接続された他の機械等の騒音により、
磁気騒音がほとんど聞こえなくなるので、キャリア周波
数を低くし、インバータ内部の発生１員失の増加を防ご
うとする点にある。 換言すれば本発明の要点は、 （例えば誘導機を負イ苛
とし）変調用キャリア信号 （変５１ｘｌ用三角波信号
など）を用いてパルス幅変調を行うＰ Ｗ Ｍインバー
タにおいて、曲記キャリア信号の周波数をインバータの
負荷電流に応じて可変する手段（電流検出器、全波整流
回路、平滑用フィルタ、」二下限リミッタ、Ｖ／Ｆ変換
器、積分器など）、を備えろようにした点にある。
以下第１図（Ａ） 、 （Ｂ）に基づいて本発明の詳細
な説明する。同図（Ａ）は本発明装置の一実施例として
のブロック回路図、同図（Ｂ）は同しく同図（八）の要
部動作を説明するための特性図で、キャリア周波数とｔ
”を荷電流との関係を示す。なお各図において同一の符
けは同一または４１１当部分を示す。 第１図（八）において、周波数設定器３によって与えら
れた周波数指令に基づき、制御信号前１り一回路４はＰ
ＷＭインバータｌの出力電圧、もしくは出力電流等を所
要の値とするための制御信号４ａ〜４Ｃとしての３川の
正弦波信号（即らインバータ１の出力電圧に振巾が比例
し、かつその出力周波数と同周波数の３相の正弦波信号
）を、それぞれ各相に対応して設げられた比較器１０ａ
〜１０ｃに与える。 比較器１０３〜１０ｃはこの正弦波制御信号と、積分器
９から出力される変調用キャリア信号としての変調用３
角波信号９Ａとを入力し、両信号の切り合う時点を求め
、３相の各相に対応して設けられたベース駆動回路１１
２〜ＩＩＣに、開閉タイミングを示す信号として与える
。これによりベース駆動回路１１ａ〜ｌｌｃはＰＷＭイ
ンバータ１内の図外の３相の各トランジスタに開閉駆動
用のヘース電流を供給する。一方インバータ１の３相の
出力ライン」二に設けられた電流検出器ｔ２ａ−１２Ｃ
によって検出された誘導器２の負荷電流は、全波整流回
路５において全波整流され平滑用フィルタ６により平滑
化され負荷電流値■ｉｌ■が求められる。この負荷電流
値■１１■から、上下限リミッタ７において、第１図（
Ｂ）に示したような予め設定された特性パターンに基づ
いて、キャリア周波数４ｆｉ ｆ ｃが決められ、この
キャリア周波数値ｆｅのアナログ信号により、Ｖ／Ｆ変
換器８を介して正負の各半波の期間が等しい、当該周波
数［Ｃの方形波が作られ、積分器９にてこの方形波を積
分することによって変調用三角波信号９Ａが得られる。 この拮果、第１図（Ｂ）のａ荷電流値■１１■対キャリ
ア周波数値ｆｃの特性のように負荷電流により、キャリ
ア周波数ｆｃが変化する。 次に一例として電力変換素子としてパワートランジスタ
を適用したＰＷＭインバータにおいて軽負荷時のキャリ
ア周波数を５ＫＨ２とし、最大負荷時を２．５Ｋｌｉ２
にした場合と、従来通り、負荷に無関係に５ Ｋ Ｈ□
一定とした場合の最大負荷時におけるパワートランジス
タの発生損失について比較をしてみる。 パワートランジスタの発生）■失は定常１員失とターン
オフ損失が大きなウェイトをしめ、その内定常損失は、
キャリア周波数には無関係であるので、ターンオフ損失
に注目する。キャリア周波数ｆｃが５ＫＨ２時のターン
オフ損失Ｐ。、Ｆは以下の式％式％ ： レクタ電流である。 一方キャリア周波数が１／２になると、コレクタ電流ｉ
ｃはリップルが増す、５に８２時のリップル率を１．２
と仮定すると、２．５ＫＨ２では１．４になる。よって
５ＫＨ２時のコレクタ電流ｉｃに対して２．５ＫＨ２時
のコレクタ電流は（１，４／１．２）ｉｃとなり、２．
５に８２時のターンオフ損失ＰＯＦＦ１は以下の弐で表
わされる。 Ｐｏｒｙｌ＝ Ａ−（１，４／１．２）２・ｔｃ”−（
１／２）ｆｃ””０．６８ＰｏＦｔ即ち従来通りのキャ
リア周波数ｆｃ一定の制御方式に対して、負荷時にキャ
リア周波数ｆｃを１／２に下げる制御方式をとれば、タ
ーンオフ扛１失は６８％に低減ができることになる。
な説明する。同図（Ａ）は本発明装置の一実施例として
のブロック回路図、同図（Ｂ）は同しく同図（八）の要
部動作を説明するための特性図で、キャリア周波数とｔ
”を荷電流との関係を示す。なお各図において同一の符
けは同一または４１１当部分を示す。 第１図（八）において、周波数設定器３によって与えら
れた周波数指令に基づき、制御信号前１り一回路４はＰ
ＷＭインバータｌの出力電圧、もしくは出力電流等を所
要の値とするための制御信号４ａ〜４Ｃとしての３川の
正弦波信号（即らインバータ１の出力電圧に振巾が比例
し、かつその出力周波数と同周波数の３相の正弦波信号
）を、それぞれ各相に対応して設げられた比較器１０ａ
〜１０ｃに与える。 比較器１０３〜１０ｃはこの正弦波制御信号と、積分器
９から出力される変調用キャリア信号としての変調用３
角波信号９Ａとを入力し、両信号の切り合う時点を求め
、３相の各相に対応して設けられたベース駆動回路１１
２〜ＩＩＣに、開閉タイミングを示す信号として与える
。これによりベース駆動回路１１ａ〜ｌｌｃはＰＷＭイ
ンバータ１内の図外の３相の各トランジスタに開閉駆動
用のヘース電流を供給する。一方インバータ１の３相の
出力ライン」二に設けられた電流検出器ｔ２ａ−１２Ｃ
によって検出された誘導器２の負荷電流は、全波整流回
路５において全波整流され平滑用フィルタ６により平滑
化され負荷電流値■ｉｌ■が求められる。この負荷電流
値■１１■から、上下限リミッタ７において、第１図（
Ｂ）に示したような予め設定された特性パターンに基づ
いて、キャリア周波数４ｆｉ ｆ ｃが決められ、この
キャリア周波数値ｆｅのアナログ信号により、Ｖ／Ｆ変
換器８を介して正負の各半波の期間が等しい、当該周波
数［Ｃの方形波が作られ、積分器９にてこの方形波を積
分することによって変調用三角波信号９Ａが得られる。 この拮果、第１図（Ｂ）のａ荷電流値■１１■対キャリ
ア周波数値ｆｃの特性のように負荷電流により、キャリ
ア周波数ｆｃが変化する。 次に一例として電力変換素子としてパワートランジスタ
を適用したＰＷＭインバータにおいて軽負荷時のキャリ
ア周波数を５ＫＨ２とし、最大負荷時を２．５Ｋｌｉ２
にした場合と、従来通り、負荷に無関係に５ Ｋ Ｈ□
一定とした場合の最大負荷時におけるパワートランジス
タの発生損失について比較をしてみる。 パワートランジスタの発生）■失は定常１員失とターン
オフ損失が大きなウェイトをしめ、その内定常損失は、
キャリア周波数には無関係であるので、ターンオフ損失
に注目する。キャリア周波数ｆｃが５ＫＨ２時のターン
オフ損失Ｐ。、Ｆは以下の式％式％ ： レクタ電流である。 一方キャリア周波数が１／２になると、コレクタ電流ｉ
ｃはリップルが増す、５に８２時のリップル率を１．２
と仮定すると、２．５ＫＨ２では１．４になる。よって
５ＫＨ２時のコレクタ電流ｉｃに対して２．５ＫＨ２時
のコレクタ電流は（１，４／１．２）ｉｃとなり、２．
５に８２時のターンオフ損失ＰＯＦＦ１は以下の弐で表
わされる。 Ｐｏｒｙｌ＝ Ａ−（１，４／１．２）２・ｔｃ”−（
１／２）ｆｃ””０．６８ＰｏＦｔ即ち従来通りのキャ
リア周波数ｆｃ一定の制御方式に対して、負荷時にキャ
リア周波数ｆｃを１／２に下げる制御方式をとれば、タ
ーンオフ扛１失は６８％に低減ができることになる。
以」二の説明から明らかなようにこの発明によれば、軽
負荷時には、キャリア周波数を高くして誘導機より発生
ずる磁気騒音を低減し、負荷電流が増加するにつれてキ
ャリア周波数を低くすることとしたので、インバータ装
置内の電力変換素子の発生（置火を低減できる。また、
負荷電流に対して連続的にキャリア周波数が変化するた
め、磁気騒音も連続的に変化し、負荷電流が大きな時は
磁気騒音も大きくなるが、これは負荷となる他の機械側
の騒音にマスクされるので人間が不快に惑じることはな
くなるといった効果を得ることができる。
負荷時には、キャリア周波数を高くして誘導機より発生
ずる磁気騒音を低減し、負荷電流が増加するにつれてキ
ャリア周波数を低くすることとしたので、インバータ装
置内の電力変換素子の発生（置火を低減できる。また、
負荷電流に対して連続的にキャリア周波数が変化するた
め、磁気騒音も連続的に変化し、負荷電流が大きな時は
磁気騒音も大きくなるが、これは負荷となる他の機械側
の騒音にマスクされるので人間が不快に惑じることはな
くなるといった効果を得ることができる。
第１図（Ａ）は本発明装置の一実施例としてのブロック
回路図、同図（Ｂ）は同じく、同図（Ａ）の要部動作を
説明する特性図である。 １：ＰＷＭインバータ、２：誘導機、３：周波数設定器
、４：制御信号演算回路、５：全波整流回路、６：平滑
用フィルタ、７：上下限リミッタ、３：Ｖ／Ｆ変換器、
９＋Ｒｔ分器、ｌ□ａ〜１０Ｃ：比較器、１ｌａ−１ｉ
ｃｋ”−ス駆動回路、１２ａ 〜１２（、：電流検出器
、■ｉｅ■：ｆＪ、イ゛・ガミ流値、ｒ ｃ ： ４−
、＋・リア周波数（埴）。 鮪慮連儂 １ｊ１１ 牙 １ 図
回路図、同図（Ｂ）は同じく、同図（Ａ）の要部動作を
説明する特性図である。 １：ＰＷＭインバータ、２：誘導機、３：周波数設定器
、４：制御信号演算回路、５：全波整流回路、６：平滑
用フィルタ、７：上下限リミッタ、３：Ｖ／Ｆ変換器、
９＋Ｒｔ分器、ｌ□ａ〜１０Ｃ：比較器、１ｌａ−１ｉ
ｃｋ”−ス駆動回路、１２ａ 〜１２（、：電流検出器
、■ｉｅ■：ｆＪ、イ゛・ガミ流値、ｒ ｃ ： ４−
、＋・リア周波数（埴）。 鮪慮連儂 １ｊ１１ 牙 １ 図
Claims (1)
- １）変調用キャリア信号を用いてパルス幅変調を行うＰ
ＷＭインバータにおいて、前記キャリア信号の周波数を
インバータの負荷電流に応じて可変する手段、を備えた
ことを特徴とするＰＷＭインバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60278338A JPS62138068A (ja) | 1985-12-11 | 1985-12-11 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60278338A JPS62138068A (ja) | 1985-12-11 | 1985-12-11 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62138068A true JPS62138068A (ja) | 1987-06-20 |
Family
ID=17595939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60278338A Pending JPS62138068A (ja) | 1985-12-11 | 1985-12-11 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62138068A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03173358A (ja) * | 1989-11-30 | 1991-07-26 | Semiconductor Res Found | Ｐｗｍインバータ装置 |
| US5723968A (en) * | 1994-10-05 | 1998-03-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Variable speed system |
| US5744927A (en) * | 1994-01-28 | 1998-04-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Inverter control method and apparatus |
| CN103607104A (zh) * | 2013-11-22 | 2014-02-26 | 乐金电子研发中心(上海)有限公司 | 一种正弦波调制电路及调制方法 |
| JP2022176828A (ja) * | 2021-05-17 | 2022-11-30 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
-
1985
- 1985-12-11 JP JP60278338A patent/JPS62138068A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03173358A (ja) * | 1989-11-30 | 1991-07-26 | Semiconductor Res Found | Ｐｗｍインバータ装置 |
| US5744927A (en) * | 1994-01-28 | 1998-04-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Inverter control method and apparatus |
| US5723968A (en) * | 1994-10-05 | 1998-03-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Variable speed system |
| CN103607104A (zh) * | 2013-11-22 | 2014-02-26 | 乐金电子研发中心(上海)有限公司 | 一种正弦波调制电路及调制方法 |
| JP2022176828A (ja) * | 2021-05-17 | 2022-11-30 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
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