JPS62201065A - 電力変換装置の起動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕。

本発明は交流電力を定電圧の直流電力に変換する電力変
換装置の起動方法に関する。

〔発明の技術的背景〕

最近、交流電力を定電力の直流電力に変換する電力変換
装置の１つとしてパルス幅変調制御（ＰＷＭ）コンバー
タが提案されている。（特願昭５７−１７１８８６等）
。

このＰＷＭコンバータは直流電圧がほぼ一定になるよう
に、電源からの入力電流を電源電圧と同相の正弦波に制
御するもので、入力力率が常に１に保持され、かつ入力
電流に含まれる高調波成分が少ないという特長を持って
いる。すなわち、アクティブフィルタと交直電力変換器
の機能を合わせ持つものと言うことができる。

このＰＷＭコンバータはパルス幅変調制御するために数
百〜数千ヘルツの周波数でスイッチングしなければなら
ず一般には大電力トランジスタやゲートターンオフサイ
リスタ（ＧＴＯ）等の自己消弧素子で構成される。

〔従来技術の問題点〕

従来、このようなＰＷＭコンバータを起動投入する場合
、主開閉器投入後、いきなりコンバータのゲート信号を
活かし、定常運転に入っていた。

前記ＰＷＭコンバータを構成する素子（ＧＴＯ等）の定
格値に余裕がある場合は、上記起動法によっても問題が
ないが、変換器の大容量化に伴ない上記構成素子の定格
値もぎりぎりに設計されるようになり、電圧及び電流の
余裕も小さくなるのが現状である。この場合、上記起動
法によって過大な電流が流れ、自己消弧素子のしゃ断能
力を超えることがある。このため、当該自己消弧素子が
破壊され、運転不能におちいるという問題が発生した。

〔発明の目的〕 本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、前記Ｐ
ＷＭコンバータの起動法の改善を図り、起動時の突入電
流の発生を防止し、構成素子の破壊防止を図った電力変
換装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明は、交流電源と、該交流電源に主開閉器を介して
接続されたパルス幅変調制御（Ｐ　Ｗ　Ｍ　）コンバー
タと、このＰＷＮコンバータの直流側に接続された平滑
コンデンサと、この平滑コンデンサを直流電圧源とする
負荷装置と、前記平滑コンデンサの直流電圧を検知して
基準電圧に応じた値に制御する直流電圧制御回路と、当
該直流電圧制御回路の出力信号に応じて前記交流電源か
ら供給される電流を制御する入力電流制御回路と、当該
入力電流制御回路からの出力信号に応じて前記ＰＷＭコ
ンバータの交流側発生電圧を制御するパルス幅変調制御
回路とからなる電力変換装置において、起動時、まず主
開閉器を投入し、前記平滑コンデンサを電源電圧の整流
値まで充電し１次に前記直流電圧制御回路に与えられる
基準電圧を前記整流値相当に設定し、その状態で前記Ｐ
ＷＭコンバータのグー１−信号を活かし、その後、上記
直流電圧の基準電圧を除々に定格値まで立上げるように
することにより、起動時の突入電流を防止し構成素子の
破壊を防止している。

〔発明の実施例〕

第１図は、本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図
である。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、ＳＷＬは主開閉器、Ｌｓ
は交流リアクトル、Ｃ０ＮＷはＰＷＭコンバータ、Ｃ４
は直流平滑コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置、Ｒｏは充
電用抵抗器、ｓｗ２．　ｓｗ。

は直流開閉器である。

コンバータＣ０ＮＶは、自己消弧素子（例えばゲートタ
ーンオフサイリスタＧＴＯ）Ｓ、〜Ｓいホイーリングダ
イオードＤ工〜Ｄ４及び直流リアクトルＱｉ、Ｑ、で構
成されている。

また平滑コンデンサｃｄの直流電圧■６を検出するため
に分圧抵抗器Ｒ１，Ｒ２及び絶縁アンプＩＳＯが用いら
れる。

さらに交流入力電流工ｓを検出するため変流器ＣＴ　ｓ
が、また電圧電源ＶＳを検出するために変成器ＰＴが用
意されている。

制御回路としては起動制御回路ＳＴＣ，比較器Ｃ工〜Ｃ
い演算増幅器ＯＡ□、ＯＡ２、制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）
　、　ＧＩ（Ｓ）　、乗算器ＭＬ、加乗器Ａ、　ＰＷＮ
搬送波発生器ＴＲＧ、シュミット回路ＳＨよ。

ＳＨ，、ゲート制御回路ＧＣ工、ＧＣ２が用意されてい
る。

まず、定常運転時のＰＷＮコンバータの動作を説明する
。

まず、絶縁アンプＩＳＯを介して検出された直流電圧Ｖ
ｄと、起動制御回路ＳＴＣからの電圧指令値Ｖｄ’を比
較器Ｃ０に入力し偏差εｖ＝ｖ−−ｖ。

を求める。当該偏差ａｙは、制御補償回路に入力され１
Ｍ分増幅あるいは比例増幅されて、入力電流Ｉｓの波高
値指令工、どなる。

当該波高値指令工ゆは乗算器ＭＬに入力され、もう一方
の入力ｓｉｎωｔと掛は合わせられる。当該入力信号ｓ
ｉｎωｔは電源電圧ＶＳ＝Ｖ、・ｓｉｎωｔに同期した
単位正弦波で、当該電源電圧を検出し、演算増幅器ＯＡ
□を介して定数倍（１／Ｖ、倍）することによって求め
られる。

乗算器ＭＬの出力信号Ｉｓ＊は電源から供給されるべき
電流の指令値を与えるもので１次式のようになる。

Ｉｓ’＝１．・ｓｉｎω１　　　　　・・・　　■入力
電流Ｉ、は変流器ＣＴｓによって検出され、比較器Ｃ２
に入力される。比較器Ｃ２によって、上記指令値工、＊
と検出値ｒｓが比較され、偏差ε工＝Ｉｓ＊−Ｉ、が求
められる。当該偏差ε工は次の制御補償回路ＧＩ（Ｓ）
に入力され、反転増幅ＣＫｘ倍）される。加算器Ａは当
該制御補償回路Ｇｚ（Ｓ）の出力信号−に工・Ｅ工と、
前述の単位正弦波ｓｉｎωｔを演算増幅器○Ａ２を介し
て定数倍（Ｋｓ倍）した補償信号に３−ｓｉｎωｔとを
加算し、パルス幅変調制御のための制御入力信号ｅ工を
与える。

ｅ（＝−に１８ｉ１＋Ｋｓ１ｓｉｎωｔ　　−（２）パ
ルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器ＴＲＧ、
比較器Ｃ３，Ｃいシュミット回路ＳＨ１゜ＳＨ，、及び
ゲート制御回路Ｇ　Ｃ，、Ｇ　Ｃ，によって当該制御を
行っている。

第２図は、そのパルス幅変調制御の動作説明を行うため
のタイムチャート図である。

信号Ｘ、ｘは搬送波発生器ＴＲＧから出力される搬送波
信号でＸはＸの反転値である。

比較器Ｃ３によって制御入力信号ｅＬと搬送波Ｘを比較
し、自己消弧素子Ｓ１とＳ２のゲート信号ｇ工、を作る
。すなわち、ｅｉ≧Ｘのとき、シュミット回路ＳＨ１は
４ｔ　Ｉ　ＩＴの信号を出力し、素子Ｓ１１にオン信号
、索子Ｓ２にオフ信号を与える。逆にｅｉ＜Ｘのとき、
ＳＨ，は１１０　ＩＴの信号を出力し、素子Ｓ１にオフ
信号、素子Ｓ２にオン信号を与える。

また、比較器Ｃ４によって、制御入力信号ｅ、と搬波数
Ｘを比較し、自己消弧素子Ｓ、とＳ４のゲート信号ｇ工
２を作る。すなわち＋　ｅｌ≧Ｘのとき、シュミット回
路ＳＨ，は８１　Ｌ　ｇの信号を出力し、素子Ｓ４にオ
ン信号、素子Ｓ１にオフ信号を与える。

逆にｅｔ＜Ｘのとき、ＳＨ２は７４０　ＩＴの信号を出
力し、素子Ｓ４にオフ信号、素子Ｓ、にオン信号を与え
る。

コンバータＣ，ＯＮＶの交流側発生電圧ＶＣ４ま、素子
Ｓ１とＳ４がオンのとき（又はＳ２と８３カ〜オフのと
き）　Ｉｃ　Ｖ　ｃ　＝　＋　Ｖ　、ｉ　トなり、素子
Ｓ、とｓ　、　力＜オンのとき（又はＳ工とＳ、がオフ
のとき）にＶ、＝　−ｖｄとなる。他のモード（例えば
、ＳｌとＳ、がオン）ではＶｃ＝ｏとなる。

この結果、コンバータの交流側発生電圧ＶＣは第２図の
最下部の波形のようになる。破線はその平均値を示すも
ので、ＰＷＮ制御の入力信号ｅ工に比例した値となる。

すなわち、比例定数をＫ。

とじた場合、 ｖｃ（破線値）”Ｋｃ”　ｅｔ　　”’　　■を満足す
る。

搬波数Ｘ、Ｙを使って、素子対Ｓ工とＳ２及びＳ。

とＳ４を上記のように制御することにより、コンバータ
の交流側発生電圧ＶＣは、搬送波周波数の２倍の周波数
でＰＷＮ制御されることになる。

入力電流■ｓは、上記コンバータの交流側発生電圧ＶＣ
を調整することにより制御される。

Ｉｓ”＞Ｉ３のとき偏差εＩ”Ｉｓ’　　Ｉｓは正の値
となり、０式で示した制御入力信号８Ｌを減少させる。

交流リアクトルＬｓには電源電圧ＶＳと、上記コンバー
タの交流側発電土圧ｖｃとの差電圧ＶＬ＝ＶＳ−ＶＣが
印加される。

８Ｌが減少した結果、ＶＣもそれに比例して減少し、リ
アクトル印加電圧■、を増大させる。従って、入力電流
Ｉｓは図の矢印の方向に増加しＩＳ’＝ＦＩｓ東となる
。

逆にＩ！３’＜Ｉ！３となった場合、偏差ε工は負の値
となり、０式で示した制御入力信号ｅｉを増加させる。

その結果ｖｃもそれに比例して増加し、リアクトル印加
電圧ｖＬを減少させる。故に入力電流Ｉｓが減少し、や
はりｌ５＝Ｉ５’となるように制御される。

入力電流の指令値工ｓ＊を正弦波状に変化させれば、そ
れに追従して、入力ｆｆｉ流工ｓも正弦波状に制御され
る。

ここで、演算増幅器○Ａ２の出力信号に５−ｓｉｎωＬ
について説明する。

比例定数Ｋｓは、電源電圧の波高値ｖ、、に対して、Ｋ
ｓ＝Ｖ、、ｌ／Ｋｃに選ばれる。Ｋｏは０式の比例定数
である。

この結果、コンバータの交流側発生電圧ＶＣとしては、
次式で示される値となる。

Ｖ（＝Ｋ（−ｅｌ ＝　ＫＧ　（−Ｋｌ　・ｔ　Ｉ＋　Ｋ５−ｓｉｎωｔ）
＝−ＫｃＫｘＥ工＋ｖＩｌ−５ｉｎωｔ　・・・　（イ
）故に交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｖＬは、次
式のようになる。

ｖ、＝Ｖｓ−Ｖｃ ＝　ｖｌｌ　ｊ　ｓｉｎ　ω　ｔ＋　ＫｃＫ工　ε　ニ
ー　ｖＩｌ　−ｓｉｎ　ω　ｔ＝ＫｃＫ工ε工 ＝Ｋ（Ｋｌ　　（Ｉｓ東−Ｉｓ）　　　・・・　　■す
なわち、演算増幅器○Ａ２の出力信号Ｋｓ−５ｉｎωｔ
は、電源電圧ｖ３＝ｖゆ・ｓｉｎωを相当分を打ち消す
ように補償するもので、０式のように、交流リアクトル
Ｌｓに印加される電圧ｖＬが、電源電圧ｖｓによって左
右されないようにしたものである。

次に、直流平滑コンデンサｃｄの電圧■６の制御動作を
説明する。

比較器Ｃ工によって、直流電圧検出値Ｖ、とその指令値
■ｄ＊を比較する。Ｖ　ａ’＞　Ｖ　ｄの場合、偏差ε
Ｖは正の値となり、制御補償回路Ｇｖ　（Ｓ）を介して
入力電流波高値工、を増加させる。入力電流指令値１３
京は、０式で示したように電源電圧ｖ５と同相の正弦波
で与えられる。故に、実入力電流Ｉｓが前述の如く、ｌ
３＝Ｉｓ”に制御されるものとすれば、上記波高値工、
が正の値のとき、次式で示される有効電力Ｐｓが単相電
源ＳＵＰから、コンバータＣ０ＮＶを介して直流コンデ
ンサＣ４に供給される。

Ｐｓ＝ＶｓＸＩｓ ＝　Ｖｍ　・Ｉ　、　（ｓｉｎ　（ＩＪ　ｔ）”＝ＶＩ
ｌ・Ｉ、　（１−ＣＯ８２（１）　ｔ）　／　２　　・
・・ＱＥ９、従って、エネルギーＰｓ−ｔが直流コンデ
ンサｃｄに（１／２）・Ｃｄｖ、２として蓄積され、そ
の結果、直流電圧Ｖ、が上昇する。

逆にｖ　−＜　ｖ　、となった場合、偏差εＶは負の値
となり、制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）を介して上記波高値工
、を減少させ、ついには工。くＯとする。故に、有効電
力Ｐｓも負の値となり、今度は、エネルギーＰｓｔが直
流コンデンサｃｄから電源に回生される。その結果、直
流電圧Ｖｄは低下し、最終的にｖｄ＝ｖｄ＊に制御され
る。

負荷装置１１ＬＯＡＤは例えば、公知のＰＷＮインバー
タ駆動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデ
ンサＣｄに対して、電力のやりとりを行う。負荷装置Ｌ
ＯＡＤが電力を消費すれば、直流電圧Ｖ、が低下するが
、上記制御によって電源から有効電圧Ｐｓを供給して常
にＶ、＆？Ｖ、”に制御される。

逆に負荷装置から電力回生（誘導電動機を回生運転した
場合）が行われると、ｖｄが一旦上昇するが、その分、
電源ＳＵＰに有効電力を回生ずることにより、やはり、
ｖｄ←ｖ、＊どなる。

すなわち、負荷装［ＬＯＡＤの電力消費あるいは電力回
生に応じて、電源ＳＵＰから供給する電力Ｐｓが自動的
に調整されているのである。

このとき、入力電流工ｓは電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので、当然入力力率＝
１で、高調波成分はきわめて小さい値となっている。

次に、起動制御回路ＳＴＣの動作説明を行う。

第３図は第１図の起動制御回路ＳＴＣの具体的な実施例
を示す構成図である。

図中、ＡＳよ、Ａ　Ｓ、はアナログスイッチ、ＭＭＬ〜
ＭＭ、は遅延回路、ＡＮＤは論理積回路、ＲＡＭＰは、
ランプ回路、ＡＤは加算器、ＶＲはバイアス電圧設定器
をそれぞれ示す。

第４図は、第３図の各部の信号の動作を表わすタイムチ
ャート図である。

まず、アナログスイッチＡＳ□をオンさせることにより
信号ＳＧ、は“１１”となり、制御電源が投入される。

遅延回路ＭＭ□は信号ＳＧ、を時間Ｔ１だけ遅らせて論
理積回路ＡＮＤの一方に入力する。

別のアナログスイッチＡＳ２は第１図の主開閉器ＳＷ工
を投入するためのものであるが、実際には上記論理積回
路ＡＮＤを介して得られた信号ＳＧａで主開閉器ＳＷ１
を投入するようにしている。

すなわち、ＡＳ２がオン状態になってＡＮＤ回路に′１
″の信号が入力され、かつ遅延回路ＭＭ工の出力がＩＩ
　Ｉ　ＩＩになったときにＳＧａはＩＩ　１　ｊｌとな
り主開閉器ＳＷ、を投入する。故にＡＳｌの投入後、時
間Ｔ工をすぎなければ、ＳＷｌは投入できない。

次に遅延回路ＭＭ２は信号ＳＧａを時間Ｔ２だけ遅らせ
て信号ＳＧ、を作る。信号ＳＧｂが１”になると、第１
図の直流スイッチＳＷ２が投入される。さらに遅延回路
ＭＭ、を介して信号ＳＧｃを作る。ＳＧ、はＳＧ、より
時間Ｔ、たけ遅れて立上がり、第１図のゲート制御回路
ＧＣ□、ＧＣ２のゲートブロックを解除する。ここで、
はじめて自己消弧素子Ｓ工〜Ｓ４にゲート信号が送られ
るようになる。

信号ＳＧｃは、１つは遅延回ＭＭ４を介してランプ回路
ＲＡＭＰに入力される。ＭＭ４の遅延時間がＴ４である
。ランプ回路ＲＡＭＰはＭＭ４がＩＩ　Ｉ　１１になっ
た時点から時間Ｔ６　の間に除々に立上る信号ＳＧ、を
出力する。当該信号ＳＧｄは第１図の直流電圧指令値７
６京の一部となる。

また信号ＳＧｃは別の遅延回路ＭＭ、に送られ時間Ｔ、
だけ遅らた信号ＳＧｆを作る。ここで、時間Ｔ５は時間
（Ｔ　４　＋　’ｒ　ｓ　）より大きく選ばれる。信号
ＳＧ、によって、第１図の直流スイッチＳｗ３が投入さ
れる。

第５図、第４図のモードで第１図のスイッチを投入した
ときの直流電圧ｖｄと、入力電流工ｓの値を示すもので
ある。

まず、信号ＳＧｏによって０点で制御電源が投入される
。次に時間Ｔ４後（ａ点）、信ｓＧａが立上り、第１図
の主開閉器ＳＷ１が投入される。すると、交流電源ＳＵ
Ｐから交流リアクトルＬｓ、ホイーリングダイオードＤ
工〜Ｄ４及び充電抵抗器Ｒ０を介して、平滑コンデンサ
ｃｄに直流電圧ｖｄ＝ｖ、が充電される。ここでＶ、は
交流電圧ｖ８の波高値である。この充電時間は、抵抗Ｒ
，とコンデンサｃｄの時定数によって決まり、そのとき
の入力電流Ｉｓの最大値ＩＳｘは抵抗値Ｒ６にょって制
限される。

ａ点から時間Ｔ２後（ｂ点）、信号ＳＧｂが立上り、直
流スイッチＳＷ２が投入され、充電抵抗Ｒ０はショート
される。さらにｂ点から時間Ｔ３後（Ｃ点）、信号ＳＧ
ｃが立上り、ゲート制御回路ＧＣ工。

ＧＣ，のゲートブロックが解除され、素子８１〜Ｓ４に
ゲート信号が加えられるようになる。

従来、この時点で直流電圧指令値Ｖｄ京の設定値がまち
まちであったため、最悪条件下では第５図の破線の入力
電流値ＩＳｚのように過大な電流が流れ、素子のしゃ断
電流許容値Ｉ　ｓ（ＭＡＸ）を超えてしまう。このよう
なとき、素子８１〜Ｓ４にオフゲート信号を与えれば、
当然素子破壊を発生し、動作不能におちいるものである
。

本発明では、Ｃ点で第３図のランプ回路ＲＡＭＰの出力
５Ｇｄ（Δｖｄ＊）を零にしている。しかも。

バイアス電圧設定器ＶＲから、交流電源の電圧波高値ｖ
１．ｌに相当する直流電圧指令値ｖｓＩ、ｌを加算器Ａ
Ｄを介して出力する。

■ｄ京＝ｖｓ、十ΔＶ１京　　・・・　　■すなわち、
ゲート信号投入時、直流電圧指令値はＶｄ”＝ＶＳｍと
なっており先に充電された電圧値Ｖ　ｄ”　Ｖ−と等し
い値になっている。故に、偏差ε７＝■ｄ＊−ｖｄは零
となり、入力電流指令値１５京の波高値工、も零になる
。

従って、第５図のＣ点では入力電流は工ｓ□のように小
さな電流が流れるにとどまる。

次に、ｄ点からランプ回路ＲＡＭＰの出力Δ■−が除々
に大きくなり、それに伴なって、直流電圧指令値ｖｄ＊
＝ｖｓ、＋Δ■４京も大きくなる。故に入力電流工ｓは
第５図のＩＳ４のようにほぼ一定値となり、平滑コンデ
ンサＣ６の電圧Ｖ、を除々に増加させる。ｖｄ＝ｖｄｏ
になった時点（ｅ点）で定格電圧となり、ランプ回路Ｒ
ＡＭＰの出力ΔＶ−の増加を止める。この後ｆ点で、信
号ＳＧ、が立上り、直流スイッチＳｗ３が投入され、負
荷に電力が供給されるようになる。

ＰＷＮコンバータの運転を停止させる場合には、上記起
動モードの逆を行なえばよい。

以上、単相交流電源について説明したが、３相電源ある
いは他の多相電源でも同様に行なえることは言うまでも
ない。

〔発明の効果〕

以上のように本発明の電力変換装置の起動法によれば、
ゲート信号投入時に流れる過大電流を防止することがで
き、素子を破壊することなく確実に起動させることがで
きる。

また、平滑コンデンサｃｄの直流電圧Ｖ、を滑らかに立
上げることができ、結果的には起動時間が短縮される。

さらに起動順序が画一化されることにより、自動的に起
動できるようになり、省力化が図れる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図、
第２図は第１図の装置のパルス幅変調制御動作を説明す
るためのタイムチャート図、第３図は第１図の起動制御
回路の具体的実施例を示す構成図、第４図は第３図の各
部の波形を示すタイムチャート図、第５図は、第１図の
装置の起動時の直流電圧ｖｄ及び入力電流Ｉｓ（実効値
）を示すタイムチャート図である。 ＳＵＰ・・・単相交流電源、ＳＷｉ・・・主開閉器、Ｒ
３・・・交流リアクトル。 ＣＯＮ　Ｖ・・・ＰＷＭコンバータ本体、ｓｗ、、ｓｗ
、・・・直流スイッチ、 Ｃｄ・・・平滑コンデンサ、ＬＯＡＤ・・・負荷、Ｒ，
・・・充電抵抗器、 Ｓ工〜Ｓ４・・・自己消弧素子、 Ｄ１〜Ｄ４・・・ホイーリングダイオード。 Ｑ、、Ｑ、・・・直流リアクトル、 Ｒ工、Ｒ２・・・分圧抵抗、　　ＩＳＯ・・絶縁アンプ
。 ＣＴｓ・・・変流器、　　　　ＰＴ・・・変成器、○Ａ
工、ＯＡ、・・・演算増幅器、 ＳＴＣ・・・起動制御回路、ｃ１〜ｃ４・・・比較器。 Ｇｖ（Ｓ）、　Ｇ工（Ｓ）・・・制御補償回路。 ＭＬ・・・乗算器、　　　　Ａ・・・加算器、ＳＨよ、
ＳＨ２・・・シュミソ１〜回路、ａＣ工、ＧＣ：２・・
・ゲート制御回路、ＴＲＧ・・・搬送波発生器。 Ｑ　　　　　　　　　　　−へ 第４図 第５ｆｆｌ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流電源と、該交流電源に主開閉器を介して接続された
   パルス幅変調制御（ＰＷＮ）コンバータと、このＰＷＭ
   コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、こ
   の平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷装置と、前記
   平滑コンデンサの直流電圧を検知して基準電圧に応じた
   値に制御する直流電圧制御回路と、当該直流電圧制御回
   路の出力信号に応じて前記交流電源から供給される電流
   を制御する入力制御回路と、当該入力電流制御回路から
   の出力信号に応じて前記ＰＷＭコンバータの交流側発生
   電圧を制御するパルス幅変調制御回路とからなる電力変
   換装置において、起動時、まず主開閉器を投入し前記平
   滑コンデンサを電源電圧の波高値まで充電し、次に、前
   記直流電圧制御回路に与えられる基準電圧を前記波高値
   相当に設定し、その状態で前記ＰＷＭコンバータのゲー
   ト信号を活かし、その後上記直流電圧の基準電圧を除々
   に電格値まで立上げるようにしたことを特徴とする電力
   変換装置の起動方法。