JPS622721B2 - - Google Patents
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- JPS622721B2 JPS622721B2 JP11506480A JP11506480A JPS622721B2 JP S622721 B2 JPS622721 B2 JP S622721B2 JP 11506480 A JP11506480 A JP 11506480A JP 11506480 A JP11506480 A JP 11506480A JP S622721 B2 JPS622721 B2 JP S622721B2
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- Japan
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- transistor
- terminal
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- emitter
- preamplifier
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明の前置増幅器に関する。
例えば磁気記録再生装置等に於いては、再生信
号の増幅用として従来第１図及び第２図に示すよ
うな前置増幅器が用いられている。第１図、第２
図に於いて、１１，１２が前置増幅器の本体で例
えば集積回路（IC）化されている。，，
，はICの外付端子である。T11は変成器、
C11は共振コンデンサ、R11はダンピング抵抗、
C12は結合コンデンサ、Q11，Q12，Q13，Q14，
Q15はトランジスタ、E11，R12はトランジスタQ11
のベースバイアス回路を構成する電圧源、抵抗、
E12はトランジスタQ12のベースバイアス電圧源、
E13はトランジスタQ11，Q14のベースバイアス電
圧源、R13は負荷抵抗、R14はトランジスタQ13の
エミツタ抵抗、R15，R16，D11はトランジスタQ15
のベースバイアス回路を構成する抵抗、ダイオー
ド、R17はトランジスタQ15のエミツタ抵抗、V11
は電源である。
号の増幅用として従来第１図及び第２図に示すよ
うな前置増幅器が用いられている。第１図、第２
図に於いて、１１，１２が前置増幅器の本体で例
えば集積回路（IC）化されている。，，
，はICの外付端子である。T11は変成器、
C11は共振コンデンサ、R11はダンピング抵抗、
C12は結合コンデンサ、Q11，Q12，Q13，Q14，
Q15はトランジスタ、E11，R12はトランジスタQ11
のベースバイアス回路を構成する電圧源、抵抗、
E12はトランジスタQ12のベースバイアス電圧源、
E13はトランジスタQ11，Q14のベースバイアス電
圧源、R13は負荷抵抗、R14はトランジスタQ13の
エミツタ抵抗、R15，R16，D11はトランジスタQ15
のベースバイアス回路を構成する抵抗、ダイオー
ド、R17はトランジスタQ15のエミツタ抵抗、V11
は電源である。
まず、第１図のものについて説明するに、図示
しない磁気ヘツドによつて再生された再生信号Ｖ
iは変成器T11の２次側より結合コンデンサC12を
介してトランジスタQ11に供給される。そしてト
ランジスタQ11とQ12によつて増幅され、トラン
ジスタQ13のエミツタより出力される。V0が出力
信号であり、図示しない後段の信号処理回路に供
給される。
しない磁気ヘツドによつて再生された再生信号Ｖ
iは変成器T11の２次側より結合コンデンサC12を
介してトランジスタQ11に供給される。そしてト
ランジスタQ11とQ12によつて増幅され、トラン
ジスタQ13のエミツタより出力される。V0が出力
信号であり、図示しない後段の信号処理回路に供
給される。
ところで、上記構成に於いては接地端子と結
合コンデンサC11、ダンピング抵抗R11のアース側
及び変成器T11の２次巻線のアース側は誘導を避
ける為に一点接地としている。またIC周辺の再
生信号Ｖiの入力電流ループの回路パターンはこ
の入力電流ループの面積が極力小さくなるように
設計されている。
合コンデンサC11、ダンピング抵抗R11のアース側
及び変成器T11の２次巻線のアース側は誘導を避
ける為に一点接地としている。またIC周辺の再
生信号Ｖiの入力電流ループの回路パターンはこ
の入力電流ループの面積が極力小さくなるように
設計されている。
しかしながら、このような構成の場合次のよう
な欠点がある。すなわち、前置増幅器本体１１を
IC化する場合、この本体１１の出力側に接続さ
れる信号処理回路もいつしよにIC化されること
が多く、この場合接地端子は両回路で共通に使
用される。したがつて接地端子には前述したよ
うな信号処理回路の動作電流も流れ、トランジス
タQ13のエミツタから接地端子までのラインが
前置増幅器本体１１の動作電流及び信号処理回路
の動作電流に対して共通インピーダンスとなつて
しまう。この為、前述したような一点接地構成、
及び入力電流ループの面積を極力小さくするよう
な構成をとる場合、前置増幅器の周波数特性が悪
化したり、この蔵幅器が発振をしてしまう虞れが
ある。
な欠点がある。すなわち、前置増幅器本体１１を
IC化する場合、この本体１１の出力側に接続さ
れる信号処理回路もいつしよにIC化されること
が多く、この場合接地端子は両回路で共通に使
用される。したがつて接地端子には前述したよ
うな信号処理回路の動作電流も流れ、トランジス
タQ13のエミツタから接地端子までのラインが
前置増幅器本体１１の動作電流及び信号処理回路
の動作電流に対して共通インピーダンスとなつて
しまう。この為、前述したような一点接地構成、
及び入力電流ループの面積を極力小さくするよう
な構成をとる場合、前置増幅器の周波数特性が悪
化したり、この蔵幅器が発振をしてしまう虞れが
ある。
第２図の回路は変成器T11からの信号の入力部
をトランジスタQ11，Q14を用いた差動入力型に
構成することにより、前述したような第１図の回
路の欠点を解決したものである。
をトランジスタQ11，Q14を用いた差動入力型に
構成することにより、前述したような第１図の回
路の欠点を解決したものである。
しかしながらこのような構成の場合、トランジ
スタQ14のベース拡がり抵抗が再生信号Ｖiの入力
電流ループに直列に入つてしまい、回路の雑音信
号が増え、NF（雑音指数）が悪化する欠点を有
す。
スタQ14のベース拡がり抵抗が再生信号Ｖiの入力
電流ループに直列に入つてしまい、回路の雑音信
号が増え、NF（雑音指数）が悪化する欠点を有
す。
この発明は上記の事情に対処すべくなされたも
ので、前置増幅器のアースラインとこの増幅器の
後段に設けられる信号処理回路のアースラインを
一体化することによる前置増幅器の周波数特性の
劣化や発振する危険性、信号入力部のベース拡が
り抵抗による前置増幅器のNFの悪化を防止する
ことができ、IC化に適した前置増幅器を提供す
ることを目的とする。
ので、前置増幅器のアースラインとこの増幅器の
後段に設けられる信号処理回路のアースラインを
一体化することによる前置増幅器の周波数特性の
劣化や発振する危険性、信号入力部のベース拡が
り抵抗による前置増幅器のNFの悪化を防止する
ことができ、IC化に適した前置増幅器を提供す
ることを目的とする。
以下図面を参照してこの発明の一実施例を詳細
に説明する。第３図に於いて、T21は変成器で１
次巻線L1に図示しない磁気ヘツドより電圧Ｖiの
再生信号が印加される。この変成器T21の２次巻
L2の一端はIC化された前置増幅器本体２１の端
子に接続され、他端は結合コンデンサC21を介
して端子に接続されている。C22，R21はそれぞ
れ共振コンデンサ、ダンピング抵抗である。端子
はエミツタ接地接続のトランジスタQ21のベー
スに接続され、このトランジスタQ21のエミツタ
は端子に接続されるとともに、エミツタ抵抗
R22を介して接地端子に接続されている。E21は
トランジスタQ21のベースバイアス電圧源で、接
地端子と端子間に挿入されており、この端子
はベースバイアス抵抗R23を介して例えば２次
巻線L2の他端に接続されている。Q22はベース接
地接続のトランジスタで、前記トランジスタQ21
とともにカスコードアンプを構成する。すなわ
ち、トランジスタQ22のエミツタはトランジスタ
Q21のコレクタに接続され、コレクタは負荷抵抗
R24を介して電源端子に接続されている。E22は
トランジスタQ22のベースバイアス電源である。
トランジスタQ22のコレクタはまた、エミツタフ
オロア接続のトランジスタQ33のベースに接続さ
れている。このトランジスタQ23のエミツタより
前置増幅器の増幅出力V0が得られ、そのエミツ
タ抵抗R25は接地端子に接続されている。V21は
電源である。
に説明する。第３図に於いて、T21は変成器で１
次巻線L1に図示しない磁気ヘツドより電圧Ｖiの
再生信号が印加される。この変成器T21の２次巻
L2の一端はIC化された前置増幅器本体２１の端
子に接続され、他端は結合コンデンサC21を介
して端子に接続されている。C22，R21はそれぞ
れ共振コンデンサ、ダンピング抵抗である。端子
はエミツタ接地接続のトランジスタQ21のベー
スに接続され、このトランジスタQ21のエミツタ
は端子に接続されるとともに、エミツタ抵抗
R22を介して接地端子に接続されている。E21は
トランジスタQ21のベースバイアス電圧源で、接
地端子と端子間に挿入されており、この端子
はベースバイアス抵抗R23を介して例えば２次
巻線L2の他端に接続されている。Q22はベース接
地接続のトランジスタで、前記トランジスタQ21
とともにカスコードアンプを構成する。すなわ
ち、トランジスタQ22のエミツタはトランジスタ
Q21のコレクタに接続され、コレクタは負荷抵抗
R24を介して電源端子に接続されている。E22は
トランジスタQ22のベースバイアス電源である。
トランジスタQ22のコレクタはまた、エミツタフ
オロア接続のトランジスタQ33のベースに接続さ
れている。このトランジスタQ23のエミツタより
前置増幅器の増幅出力V0が得られ、そのエミツ
タ抵抗R25は接地端子に接続されている。V21は
電源である。
なお、前記電圧源E21は例えば出力信号V0の直
流分に等しい定電圧源としても良いし、または電
圧利得の安定化の為にこの出力信号V0の直流分
の変動に追随して制御される電圧制御電圧源とし
ても良い。また、電圧源E22は電源Ｖc.c.の電圧に
等しい定電圧源としても良いし、または電圧利得
の安定化の為にこの電源Ｖc.c.の電圧の変動に追随
して制御される電圧制御電圧源としても良い。
流分に等しい定電圧源としても良いし、または電
圧利得の安定化の為にこの出力信号V0の直流分
の変動に追随して制御される電圧制御電圧源とし
ても良い。また、電圧源E22は電源Ｖc.c.の電圧に
等しい定電圧源としても良いし、または電圧利得
の安定化の為にこの電源Ｖc.c.の電圧の変動に追随
して制御される電圧制御電圧源としても良い。
上記構成に於いて動作を説明する。変成器T21
の２次巻線L2に誘起された再生信号Ｖiはトラン
ジスタQ21のベース・エミツタ間に現われる。こ
れによりトランジスタQ21のベース電流が流れ、
このベース電流はこのトランジスタQ21で電流増
幅され、コレクタ電流となり、トランジスタQ22
を通り、負荷抵抗R24に流れ、トランジスタQ23の
エミツタより出力信号V0として導出される。
の２次巻線L2に誘起された再生信号Ｖiはトラン
ジスタQ21のベース・エミツタ間に現われる。こ
れによりトランジスタQ21のベース電流が流れ、
このベース電流はこのトランジスタQ21で電流増
幅され、コレクタ電流となり、トランジスタQ22
を通り、負荷抵抗R24に流れ、トランジスタQ23の
エミツタより出力信号V0として導出される。
ところで、トランジスタQ21とQ22で前述の如
くカスコードアンプが構成されることにより、ト
ランジスタのベースからコレクタまでの電圧利得
が減少し、トランジスタQ21のコレクタ・ベース
間容量によるこのトランジスタQ21のコレクタか
らベースへの帰還量が減少する。これに対し、ト
ランジスタQ23がない場合はミラー積分効果によ
り前置増幅器の高周波領域での利得が落ちてしま
うとともに、発振してしまう危険性があり、さら
にトランジスタQ21のベース・エミツタ間からみ
た入力容量を増加してしまう。
くカスコードアンプが構成されることにより、ト
ランジスタのベースからコレクタまでの電圧利得
が減少し、トランジスタQ21のコレクタ・ベース
間容量によるこのトランジスタQ21のコレクタか
らベースへの帰還量が減少する。これに対し、ト
ランジスタQ23がない場合はミラー積分効果によ
り前置増幅器の高周波領域での利得が落ちてしま
うとともに、発振してしまう危険性があり、さら
にトランジスタQ21のベース・エミツタ間からみ
た入力容量を増加してしまう。
ここで、以下詳述したこの実施例の効果を説明
する。先の説明から明らかなように、２次巻線
L2に誘起された再生信号Ｖiが接地端子に流れ
ないので、前置増幅器の後段に接続される信号処
理回路の動作電流が端子に流れても、それが再
生信号Ｖiに影響を与えることがなく、前置増幅
器の周波数特性が劣化したり、発振を起こしたり
する不具合が発生することはない。
する。先の説明から明らかなように、２次巻線
L2に誘起された再生信号Ｖiが接地端子に流れ
ないので、前置増幅器の後段に接続される信号処
理回路の動作電流が端子に流れても、それが再
生信号Ｖiに影響を与えることがなく、前置増幅
器の周波数特性が劣化したり、発振を起こしたり
する不具合が発生することはない。
また、トランジスタQ21のエミツタと接地端子
、つまり基準電位端間に抵抗R22が挿入されて
いる為、端子または端子から入力信号に対す
る電圧利得G1は略次の(1)式で表わされる。
、つまり基準電位端間に抵抗R22が挿入されて
いる為、端子または端子から入力信号に対す
る電圧利得G1は略次の(1)式で表わされる。
G1＝αＲｂ／ｒｅ１＋Ｒａ ……(1)
但し、α：トランジスタのベース接地時の電
流増率でα＝ｈｆｅ／１＋ｈｆｅ，ＩE＝αＩC，
ＩE＝ｈfeＩB
（ＩB，ＩC，ＩEはトランジスタのベース、コ
レクタ、エミツタ電流 Ｒa，Ｒb：抵抗R22，R24の抵抗値 ｒe1：kT／ｑ｜ＩE1｜ ｋ…ボルツマン定数 Ｔ…絶対温度 ｑ…電子の電荷 ＩE1…トランジスタQ21のエミツタ電流 また、端子との両端からみた電圧利得G2
は略次の式(2)で表わされる。
レクタ、エミツタ電流 Ｒa，Ｒb：抵抗R22，R24の抵抗値 ｒe1：kT／ｑ｜ＩE1｜ ｋ…ボルツマン定数 Ｔ…絶対温度 ｑ…電子の電荷 ＩE1…トランジスタQ21のエミツタ電流 また、端子との両端からみた電圧利得G2
は略次の式(2)で表わされる。
G2＝αＲｂ／ｒｅ１＝〔G1〕Ｒa＝０ ……(2)
したがつて式(1)，(2)よりＲa≫ｒe1とすればG1
≪G2とすることがで。すなわち、第３図の回路
構成に於いてＲa≫ｒe1とすれば、この回路構成
は第１の回路構成に比でコモンモードの雑音信号
に強く、回路の周波数特性が劣化したり、発振を
起こしたりする危険物を避けることができる。
≪G2とすることがで。すなわち、第３図の回路
構成に於いてＲa≫ｒe1とすれば、この回路構成
は第１の回路構成に比でコモンモードの雑音信号
に強く、回路の周波数特性が劣化したり、発振を
起こしたりする危険物を避けることができる。
また、先の第１図の回路更成では端子に過電
圧が印加された場合、トランジスタQ21のベース
に過電流が流れ、ベース・エミツタ接合が破壊さ
れてしまうという欠点がある。これに対し、第３
図の回路構成では、抵抗R22がトランジスタQ21に
流れ込む電流を制限するので、このトランジスタ
Q21のベース・エミツタ接合が破壊されてしまう
ようなことはない。また、抵抗R22は電流帰還型
バイアス回路を形成しているので、トランジスタ
Q21のバイアスが安定化されるという利点を有す
る。
圧が印加された場合、トランジスタQ21のベース
に過電流が流れ、ベース・エミツタ接合が破壊さ
れてしまうという欠点がある。これに対し、第３
図の回路構成では、抵抗R22がトランジスタQ21に
流れ込む電流を制限するので、このトランジスタ
Q21のベース・エミツタ接合が破壊されてしまう
ようなことはない。また、抵抗R22は電流帰還型
バイアス回路を形成しているので、トランジスタ
Q21のバイアスが安定化されるという利点を有す
る。
また、先の第２図の回路構成に於いては、前述
したようにトランジスタQ14のベース拡がり抵抗
が再生信号Ｖiの入力電流ループに直列に入つて
しまつて回路の雑音信号が増えNFが悪化する欠
点を有していたが、第３図の回路構成に於いて
は、抵抗R22の値Ｒaと抵抗R24の値Ｒbを同程度に
設定すれば、雑音信号のレベルは問題ない。すな
わち、第２図に於いてトランジスタQ14のベース
拡がり抵抗ｒbの発する熱雑音による出力の雑音
信号レベルｅrb ２と抵抗R13（この抵抗R13の抵抗
値は抵抗R24のそれと等しいものとする）による
出力の雑音信号レベルｅRb ２との比（ｅrb ２／ｅ
Rb ２）は略 ｅｒｂ ２／ｅＲｂ ２＝α２ ｒｂＲｂ／ｒｅ２ ２……(4
) 但し、ｒe2：kT／ｑ｜ＩE2｜ ＩE2…トランジスタQ14のエミツタ電流 また、ｈfe≫１つまりα≒１ と表わされる。一方、第３図に於ける抵抗R22の
発する熱雑音による出力の雑音信号レベルｅRa ２
と、抵抗R24よる出力の雑音信号レベルとの比ｅR
ａ ２／ｅRb ２は略 ｅＲａ ２／ｅＲｂ ２＝α２ ＲａＲｂ／（ｒｅ１＋Ｒａ
）２……(5) と表わされるから、ｒe1＝ｒe2＝ｒeの時(4)式と(5)
式の比は ｅｒｂ ２／ｅＲａ ２＝ｒｂ／Ｒａ（１＋Ｒａ／ｒｅ）
２……(6) と表わされる。(6)式はＲa＝ｒeのとき最小値４r
ｂ／reをとる。通常、４rb＞reであるので、Ｒa＝
ｒeに選んでも第２図の回路よりも雑音信号が増
えることはない。しかしも通常はＲa＝ｒeにする
必要は全くないわけで、例えばＲa＝Ｒb、Ｒa≫
ｒeとすれば(5)式からわかるように、抵抗R22によ
る雑音信号は抵抗R24による雑音信号と略同等の
値まで低減することができる。
したようにトランジスタQ14のベース拡がり抵抗
が再生信号Ｖiの入力電流ループに直列に入つて
しまつて回路の雑音信号が増えNFが悪化する欠
点を有していたが、第３図の回路構成に於いて
は、抵抗R22の値Ｒaと抵抗R24の値Ｒbを同程度に
設定すれば、雑音信号のレベルは問題ない。すな
わち、第２図に於いてトランジスタQ14のベース
拡がり抵抗ｒbの発する熱雑音による出力の雑音
信号レベルｅrb ２と抵抗R13（この抵抗R13の抵抗
値は抵抗R24のそれと等しいものとする）による
出力の雑音信号レベルｅRb ２との比（ｅrb ２／ｅ
Rb ２）は略 ｅｒｂ ２／ｅＲｂ ２＝α２ ｒｂＲｂ／ｒｅ２ ２……(4
) 但し、ｒe2：kT／ｑ｜ＩE2｜ ＩE2…トランジスタQ14のエミツタ電流 また、ｈfe≫１つまりα≒１ と表わされる。一方、第３図に於ける抵抗R22の
発する熱雑音による出力の雑音信号レベルｅRa ２
と、抵抗R24よる出力の雑音信号レベルとの比ｅR
ａ ２／ｅRb ２は略 ｅＲａ ２／ｅＲｂ ２＝α２ ＲａＲｂ／（ｒｅ１＋Ｒａ
）２……(5) と表わされるから、ｒe1＝ｒe2＝ｒeの時(4)式と(5)
式の比は ｅｒｂ ２／ｅＲａ ２＝ｒｂ／Ｒａ（１＋Ｒａ／ｒｅ）
２……(6) と表わされる。(6)式はＲa＝ｒeのとき最小値４r
ｂ／reをとる。通常、４rb＞reであるので、Ｒa＝
ｒeに選んでも第２図の回路よりも雑音信号が増
えることはない。しかしも通常はＲa＝ｒeにする
必要は全くないわけで、例えばＲa＝Ｒb、Ｒa≫
ｒeとすれば(5)式からわかるように、抵抗R22によ
る雑音信号は抵抗R24による雑音信号と略同等の
値まで低減することができる。
このようにこの発明によれば、前置増幅器のア
ースラインとこの増幅器の後段に設けられる信号
処理回路のアースラインを一体化することによる
前置増幅器の周波数特性の劣化や発振する危険
性、信号入力部のトランジスタのベース拡がり抵
抗による前置増幅器のNFに悪化を防止すること
ができ、IC化に適した前置増幅器を提供するこ
とができる。
ースラインとこの増幅器の後段に設けられる信号
処理回路のアースラインを一体化することによる
前置増幅器の周波数特性の劣化や発振する危険
性、信号入力部のトランジスタのベース拡がり抵
抗による前置増幅器のNFに悪化を防止すること
ができ、IC化に適した前置増幅器を提供するこ
とができる。
第１図は従来の前置増幅器の一例を示す回路
図、第２図は同じく他の例を示す回路図、第３図
はこの発明に係る前置増幅器の一実施例を示す回
路図である。 T21……変成器、C21……結合コンデンサ、Q21
……トランジスタ、E21……ベースバイアス電圧
源、R23……ベースバイアス抵抗。
図、第２図は同じく他の例を示す回路図、第３図
はこの発明に係る前置増幅器の一実施例を示す回
路図である。 T21……変成器、C21……結合コンデンサ、Q21
……トランジスタ、E21……ベースバイアス電圧
源、R23……ベースバイアス抵抗。
Claims (1)
- １ ベースに入力信号が誘起される誘導素子の一
方の端子が接続され該誘導素子の他方の端子がコ
ンデンサを介してエミツタに接続されるトランジ
スタと、このトランジスタのエミツタと基準電位
端間に挿入される抵抗と、前記誘導素子のどちら
か一方の端子と基準電位端間に挿入される前記ト
ランジスタのベースバイアス回路とを具備し、前
記トランジスタのコレクタ側より前記入力信号の
増幅出力を取り出すように構成したことを特徴と
する前置増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11506480A JPS5739605A (en) | 1980-08-21 | 1980-08-21 | Preamplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11506480A JPS5739605A (en) | 1980-08-21 | 1980-08-21 | Preamplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5739605A JPS5739605A (en) | 1982-03-04 |
| JPS622721B2 true JPS622721B2 (ja) | 1987-01-21 |
Family
ID=14653275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11506480A Granted JPS5739605A (en) | 1980-08-21 | 1980-08-21 | Preamplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5739605A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4998211B2 (ja) * | 2007-10-31 | 2012-08-15 | アイコム株式会社 | 低雑音増幅器及び差動増幅器 |
| JP5874456B2 (ja) * | 2012-03-12 | 2016-03-02 | 富士通株式会社 | 増幅器および増幅方法 |
-
1980
- 1980-08-21 JP JP11506480A patent/JPS5739605A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5739605A (en) | 1982-03-04 |
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