JPS6231375A - Ｐｗｍインバ−タ - Google Patents
Ｐｗｍインバ−タInfo
- Publication number
- JPS6231375A JPS6231375A JP60166828A JP16682885A JPS6231375A JP S6231375 A JPS6231375 A JP S6231375A JP 60166828 A JP60166828 A JP 60166828A JP 16682885 A JP16682885 A JP 16682885A JP S6231375 A JPS6231375 A JP S6231375A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- carrier signal
- triangular wave
- resistor
- pwm inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Inverter Devices (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はＰＷＭインバータに関する。
ＡＣサーボコントローラ、ＤＣサーボコントローラは一
般に、交流または直流電流指令とフィードバック電流と
の偏差を電流増幅器にて増幅し、この増幅された電流偏
差を三角波キャリア信号によりパルス幅変調を行ない、
キャリア信号のオン／オフの周期に変換する。このオン
／オフ信号は直流電流制御の場合、４個のパワートラン
ジスタの駆動信号となり、交流電流制御の場合は６個の
パワートランジスタの駆動信号となる。
般に、交流または直流電流指令とフィードバック電流と
の偏差を電流増幅器にて増幅し、この増幅された電流偏
差を三角波キャリア信号によりパルス幅変調を行ない、
キャリア信号のオン／オフの周期に変換する。このオン
／オフ信号は直流電流制御の場合、４個のパワートラン
ジスタの駆動信号となり、交流電流制御の場合は６個の
パワートランジスタの駆動信号となる。
第５図は交流電流制御のＰＷＭインバータの従来例の構
成図で、この従来例は、６個のパワートランジスタＴｒ
ｔ 、 Ｔｒ２． Ｔｒ３． Ｔｒｍ 、 Ｔｒｓ 。
成図で、この従来例は、６個のパワートランジスタＴｒ
ｔ 、 Ｔｒ２． Ｔｒ３． Ｔｒｍ 、 Ｔｒｓ 。
Ｔｒ＆ 、ダイオードＤＩ、 ０２．０３．０４． Ｉ
ＩＳ、 ０６を有して、モータ２を駆動するインバータ
パワー回路１と、電流指令■σと電流検出信号（フィー
ドバック電流） Ｉｎｒｂの偏差を増幅する電流増幅器
３と、電流■マと電流検出信号（フィードバック電流）
■マｆトの偏差を増幅する電流増幅器４と、電流増幅器
３．４の出力Ｉｎ’ 、 Ｉｔ’から電流１ｗ’を作る
電流演算回路５と、三角波キャリア信号発生器！０と、
それぞれ電流演算回路５の出力Ｉｎ’ 、 Ｉマ０゜１
ｗ０をキャリア信号と電圧比較するコンパレータ６．７
．８と、コンパレータ６．７．８の出力によりパワート
ランジスタＴｒ＋ 、 Ｔｒｚ 、・・・、 Ｔｒａ
を駆動するベース駆動回路９で構成されている。
ＩＳ、 ０６を有して、モータ２を駆動するインバータ
パワー回路１と、電流指令■σと電流検出信号（フィー
ドバック電流） Ｉｎｒｂの偏差を増幅する電流増幅器
３と、電流■マと電流検出信号（フィードバック電流）
■マｆトの偏差を増幅する電流増幅器４と、電流増幅器
３．４の出力Ｉｎ’ 、 Ｉｔ’から電流１ｗ’を作る
電流演算回路５と、三角波キャリア信号発生器！０と、
それぞれ電流演算回路５の出力Ｉｎ’ 、 Ｉマ０゜１
ｗ０をキャリア信号と電圧比較するコンパレータ６．７
．８と、コンパレータ６．７．８の出力によりパワート
ランジスタＴｒ＋ 、 Ｔｒｚ 、・・・、 Ｔｒａ
を駆動するベース駆動回路９で構成されている。
第６図（ａ）は第５図のＰＷＭインバータのＵ相をブロ
ック線図で示したもので、Ｋ＾は電流増幅器３，４のゲ
イン、 Ｋｎはパワーアンプのゲイン、 Ｋｓは電機
子インピーダンス、Ｋ！は電流検出ゲインを表わしてい
る。いま、電流指令■σが印加されると、定常偏差量無
視すると、電流指令Ｉｎにほぼ等しい電流ＩＩＩＩｆ−
が流れる。
ック線図で示したもので、Ｋ＾は電流増幅器３，４のゲ
イン、 Ｋｎはパワーアンプのゲイン、 Ｋｓは電機
子インピーダンス、Ｋ！は電流検出ゲインを表わしてい
る。いま、電流指令■σが印加されると、定常偏差量無
視すると、電流指令Ｉｎにほぼ等しい電流ＩＩＩＩｆ−
が流れる。
ところで、パワートランジスタＴｒ＋−Ｔｒ６の蓄積時
間やターンオフ時間によりパワートランジスタＴｒ＋−
Ｔｒｉの上下アーム（第５図ではトランジスタＴｒｓ
とＴｒｚ、↑「３とＴｒａ 、 ＴｒｓとＴｒａ）が
短絡することがある。このアーム短絡を防ぐために、一
般にトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の駆動信号の立上り時
間を一定量だけ遅らせるためにベース駆動回路９にオン
ディレィ回路が設けられている。
間やターンオフ時間によりパワートランジスタＴｒ＋−
Ｔｒｉの上下アーム（第５図ではトランジスタＴｒｓ
とＴｒｚ、↑「３とＴｒａ 、 ＴｒｓとＴｒａ）が
短絡することがある。このアーム短絡を防ぐために、一
般にトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の駆動信号の立上り時
間を一定量だけ遅らせるためにベース駆動回路９にオン
ディレィ回路が設けられている。
しかしながら、このオンディレィの影響のために、不感
帯を生じる。すなわち、第６図（ａ）のブロック線図の
Ｋｎで表わされたパワーアンプの特性に第６図（ｂ）で
示すような不感帯が生じ１等価的にパワーアンプのゲイ
ンＫｎが低くなり、第６図（Ｃ）に示すようなゼロクロ
ス歪が生じ、これがトルクリップルや応答遅れの原因と
なって、高精度のモータ制御を妨げている。また、最近
では、キャリア周波数を高くして電流のキャリアリップ
ルの低減や騒音の低減などの要求が高まっており、使用
するトランジスタによって決まるのでオンディレィの時
間を一定とすると、キャリア周波数が高くなると、前述
の電流のゼロクロス歪や不感帯は大きくなり、ますます
トルクリップル、応答の遅れが目立ってくる。
帯を生じる。すなわち、第６図（ａ）のブロック線図の
Ｋｎで表わされたパワーアンプの特性に第６図（ｂ）で
示すような不感帯が生じ１等価的にパワーアンプのゲイ
ンＫｎが低くなり、第６図（Ｃ）に示すようなゼロクロ
ス歪が生じ、これがトルクリップルや応答遅れの原因と
なって、高精度のモータ制御を妨げている。また、最近
では、キャリア周波数を高くして電流のキャリアリップ
ルの低減や騒音の低減などの要求が高まっており、使用
するトランジスタによって決まるのでオンディレィの時
間を一定とすると、キャリア周波数が高くなると、前述
の電流のゼロクロス歪や不感帯は大きくなり、ますます
トルクリップル、応答の遅れが目立ってくる。
この対策として、インバータの出力電圧をフィードバッ
クして電流ループの他に電圧ループを付加してデッドタ
イムを補償したり、デッドタイムによる電流の不感帯の
幅が予めわかっているとして電流指令に補償量を加える
ことによって電流指令が不感帯に入らないように補正を
行なっている。前者の補償法は、インバータの出力電圧
をフィードバックするためフィードバック電圧を絶縁す
る必要があり１回路構成が複雑となる欠点がある。また
、後者の方法はデッドタイムによる電流の不感帯の幅が
予めわかっているとして補償するものであるが、実際に
はトランジスタの蓄積時間はトランジスタのジャンクシ
ョン温度が電流増幅率により変化するので、不感帯の幅
は変化するものと考える必要があり１．また、キャリア
周波数が変化すると不感帯の幅が変わるので、補正量を
その都度、設定し直さなければならないなどの欠点があ
る。
クして電流ループの他に電圧ループを付加してデッドタ
イムを補償したり、デッドタイムによる電流の不感帯の
幅が予めわかっているとして電流指令に補償量を加える
ことによって電流指令が不感帯に入らないように補正を
行なっている。前者の補償法は、インバータの出力電圧
をフィードバックするためフィードバック電圧を絶縁す
る必要があり１回路構成が複雑となる欠点がある。また
、後者の方法はデッドタイムによる電流の不感帯の幅が
予めわかっているとして補償するものであるが、実際に
はトランジスタの蓄積時間はトランジスタのジャンクシ
ョン温度が電流増幅率により変化するので、不感帯の幅
は変化するものと考える必要があり１．また、キャリア
周波数が変化すると不感帯の幅が変わるので、補正量を
その都度、設定し直さなければならないなどの欠点があ
る。
また、電流ゼロ付近で電流増幅器のゲインを高くするた
めに、ダイオードのオン電圧（シリコンダイオードでは
約Ｏ，ＳＶ）以下ではダイオードが非導通であり、この
非導通時は演算増幅器のフィードバック抵抗が等価的に
高抵抗になり増幅器のゲインが高くなることを利用して
、電流増幅器のフィードバック抵抗に直列にダイオード
を挿入する方法があるが、この方法では、ダイオード非
導通時のゲインをコントロールすることができないため
、電流制御系の安定性が悪くなるという欠点がある。
めに、ダイオードのオン電圧（シリコンダイオードでは
約Ｏ，ＳＶ）以下ではダイオードが非導通であり、この
非導通時は演算増幅器のフィードバック抵抗が等価的に
高抵抗になり増幅器のゲインが高くなることを利用して
、電流増幅器のフィードバック抵抗に直列にダイオード
を挿入する方法があるが、この方法では、ダイオード非
導通時のゲインをコントロールすることができないため
、電流制御系の安定性が悪くなるという欠点がある。
本発明の目的は、パワートランジスタの上下アーム短絡
防止のために設けられたオンディレィ回路のデッドタイ
ムの影響を軽減して、電流の不感帯の幅を小さくしたＰ
ＷＭインバータを提供することである。
防止のために設けられたオンディレィ回路のデッドタイ
ムの影響を軽減して、電流の不感帯の幅を小さくしたＰ
ＷＭインバータを提供することである。
本発明は、パワートランジスタの上下アーム間の短絡を
防止するために、パワートランジス、夕の駆動信号の立
上り時間を遅らせるオンディレィ回路を有するＰＷＭイ
ンバータにおいて、電流指令とフィードバック電流の増
幅された電流偏差をパルス幅変調するための三角波キャ
リア信号であって、ゼロ付近の傾斜が他の部分に比べて
小さい非線形の三角波キャリア信号を発生する三角波キ
ャリア信号発生器を備えたことを特徴とする。
防止するために、パワートランジス、夕の駆動信号の立
上り時間を遅らせるオンディレィ回路を有するＰＷＭイ
ンバータにおいて、電流指令とフィードバック電流の増
幅された電流偏差をパルス幅変調するための三角波キャ
リア信号であって、ゼロ付近の傾斜が他の部分に比べて
小さい非線形の三角波キャリア信号を発生する三角波キ
ャリア信号発生器を備えたことを特徴とする。
第３図（ａ）は振［ｅＣの三角波キャリア信号と入力木
圧Ｖａｎ（被変調電圧）の関係を示し、第３図（ｂ）は
パルス幅変調されたインバータ出力電圧の波形を示して
いる。第３図（ａ）において三角波キャリア信号と入力
電圧ｖＩｔ＋の大小関係が比較されて、三角波キャリア
信号の方が小さい領域では＋ Ｅｏ、大きい領域では−
Ｅｏの出力電圧が発生し、このキャリア周期内での平均
出力電圧が制御される。
圧Ｖａｎ（被変調電圧）の関係を示し、第３図（ｂ）は
パルス幅変調されたインバータ出力電圧の波形を示して
いる。第３図（ａ）において三角波キャリア信号と入力
電圧ｖＩｔ＋の大小関係が比較されて、三角波キャリア
信号の方が小さい領域では＋ Ｅｏ、大きい領域では−
Ｅｏの出力電圧が発生し、このキャリア周期内での平均
出力電圧が制御される。
入力電圧ＶＩｔ＋とキャリア信号によりパルス幅変調さ
れたインバータ出力平均電圧Ｅａｔの関係を第３図によ
り説明する。
れたインバータ出力平均電圧Ｅａｔの関係を第３図によ
り説明する。
図示のように時刻１ｏ、 １．．１２をとると、キャリ
ア信号の傾斜は時刻１０．１１間、時刻１． 、１２間
は異なっているが、時刻ｔ１に関して対称となっており
、平均出力電圧Ｅｏマを考えるときは、キャリア信号の
周ＪＩＴの期間を考える代りにＴ／２の期間で考えれば
よい、したがって、時刻１０．１．間における入力電圧
Ｖ１ｍと平均出力電圧Ｅｏマの関係を求める。インバー
タの電源電圧を２Ｅｏとすると、上アームのトランジス
タがオンすると電圧＋Ｅｏが出力され、下アームのトラ
ンジスタがオンすると電圧−Ｅｏが出力される。
ア信号の傾斜は時刻１０．１１間、時刻１． 、１２間
は異なっているが、時刻ｔ１に関して対称となっており
、平均出力電圧Ｅｏマを考えるときは、キャリア信号の
周ＪＩＴの期間を考える代りにＴ／２の期間で考えれば
よい、したがって、時刻１０．１．間における入力電圧
Ｖ１ｍと平均出力電圧Ｅｏマの関係を求める。インバー
タの電源電圧を２Ｅｏとすると、上アームのトランジス
タがオンすると電圧＋Ｅｏが出力され、下アームのトラ
ンジスタがオンすると電圧−Ｅｏが出力される。
時刻ｔ０を原点として、時刻１（１０≦し≦１＋）にお
けるキャリア信号は次式 ％式％（１） 時刻ｔにおいてｖ＝Ｖ＋ｎであるから、（１）式からｅ
ｅ ＶＩ＋＋ ＝ ｅ ｔ ｅｃ −−・
−φ（２）（２）式から 式 ％式％（４） 〔４）式かられかるように、平均出力電圧Ｅｏマはキャ
リア信号の振幅ｅｃと入力電圧ｖＩ！Ｉの比に比例して
いる。したがって、第６１ｉｉｉ！（ａ）のパワーアン
プのゲインＫａは ５° ・・・・・・（５）ｅｃ となる。
けるキャリア信号は次式 ％式％（１） 時刻ｔにおいてｖ＝Ｖ＋ｎであるから、（１）式からｅ
ｅ ＶＩ＋＋ ＝ ｅ ｔ ｅｃ −−・
−φ（２）（２）式から 式 ％式％（４） 〔４）式かられかるように、平均出力電圧Ｅｏマはキャ
リア信号の振幅ｅｃと入力電圧ｖＩ！Ｉの比に比例して
いる。したがって、第６１ｉｉｉ！（ａ）のパワーアン
プのゲインＫａは ５° ・・・・・・（５）ｅｃ となる。
このパワーアンプのゲインＫＢを上げるためには、キャ
リア信号の振幅ｅｃを小さくとればよいことがわかる。
リア信号の振幅ｅｃを小さくとればよいことがわかる。
第４図（ａ）は、入力電圧Ｖ１ｍの低い領域でパワーア
ンプのゲインＫａを高くとるために、ゼロ付近の傾斜を
変えたキャリア信号の波形の例を示している。この例で
は、入力電圧ｖＩＩ＋が −ＶＴＬ≦ｖＩｔＩ≦Ｖｔｏ
の範囲ではキャリア信号の振幅を１１５としてあり、（
５）式よりパワーアンプのゲインに８は従来の約５倍と
なる。第４図（ｂ）はこのキャリア信号を使用した場合
の入力電圧Ｖｉｆｉに対する平均出力電圧Ｅａｔの特性
を示している。したがって、 ’ｔｆｌｉ、指令ゼロ付
近のゲインを５倍にとることができ、不感帯の影響を１
１５に軽減することができ、流れる電流を′￥Ｌ流指全
指令づけることになってゼロクロス歪も小さくなる。
ンプのゲインＫａを高くとるために、ゼロ付近の傾斜を
変えたキャリア信号の波形の例を示している。この例で
は、入力電圧ｖＩＩ＋が −ＶＴＬ≦ｖＩｔＩ≦Ｖｔｏ
の範囲ではキャリア信号の振幅を１１５としてあり、（
５）式よりパワーアンプのゲインに８は従来の約５倍と
なる。第４図（ｂ）はこのキャリア信号を使用した場合
の入力電圧Ｖｉｆｉに対する平均出力電圧Ｅａｔの特性
を示している。したがって、 ’ｔｆｌｉ、指令ゼロ付
近のゲインを５倍にとることができ、不感帯の影響を１
１５に軽減することができ、流れる電流を′￥Ｌ流指全
指令づけることになってゼロクロス歪も小さくなる。
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。
。
第１図は本発明のＰＷＭインバータの一実施例で、三角
波キャリア信号発生器の回路図、第２図はその各部の波
形図である。
波キャリア信号発生器の回路図、第２図はその各部の波
形図である。
この三角波キャリア信号発生回路は、コンパレータ２１
と演算増幅器２２とコンデンサ２７と抵抗３１〜３４（
演算増幅器２２．コンデンサ２７、抵抗３２は積分器を
構成している）からなり、三角波キャリア信号Ｖｏｏｔ
を出力する一般的な三角波信号発生回路２０に、コンパ
レータ２１の出力信号ＶＣＯＭＰ を反転ｔ ル：Ｉ
ンバレータ２５と、コンパレータ２５の出力と抵抗３７
の間に設けられたアナログスイッチ２６と、三角波キャ
リア信号Ｖｏｏｔが一ΔＶ ＜ ＶｏｏｔくΔＶの領域
に入ったときのみアナログスイッチ２Ｂをオンするコン
トロール信号ＶＩＩＩＮＤを出力するコンパレータ２３
、２４からなるウインドコンパレータと、抵抗３６が
付加されてなる。
と演算増幅器２２とコンデンサ２７と抵抗３１〜３４（
演算増幅器２２．コンデンサ２７、抵抗３２は積分器を
構成している）からなり、三角波キャリア信号Ｖｏｏｔ
を出力する一般的な三角波信号発生回路２０に、コンパ
レータ２１の出力信号ＶＣＯＭＰ を反転ｔ ル：Ｉ
ンバレータ２５と、コンパレータ２５の出力と抵抗３７
の間に設けられたアナログスイッチ２６と、三角波キャ
リア信号Ｖｏｏｔが一ΔＶ ＜ ＶｏｏｔくΔＶの領域
に入ったときのみアナログスイッチ２Ｂをオンするコン
トロール信号ＶＩＩＩＮＤを出力するコンパレータ２３
、２４からなるウインドコンパレータと、抵抗３６が
付加されてなる。
したがって、キャリア信号ＶＯＯＴが−ΔｖくＶｏｕｔ
＜ΔＶの領域に入るとアナログスイッチ２６がオンして
抵抗３７が抵抗３２に並列に接続されて、三角波キャリ
ア信号ＶｏσＴの傾斜が小さくなる。
＜ΔＶの領域に入るとアナログスイッチ２６がオンして
抵抗３７が抵抗３２に並列に接続されて、三角波キャリ
ア信号ＶｏσＴの傾斜が小さくなる。
その結果、この領域のパワーアンプのゲインが大きくな
り、オンディレィによる電流の不感帯の幅が小さくなる
。
り、オンディレィによる電流の不感帯の幅が小さくなる
。
なお、抵抗の代りに積分回路のコンデンサの値を切換え
るようにしてもよい。
るようにしてもよい。
以上説明したように本発明は、三角波キャリア信号のゼ
ロ付近の傾斜を小さくすることにより、゛電流ゼロ付近
の電流ループゲインを上げ、オンディレィによる電流の
不感帯の幅を小さくし波形歪を軽減し、その結果、トル
クリップルや応答遅れがなくなり、高精度のモータ制御
が可撤になり、またキャリア周波数を変えても補正量を
設定し直す等の煩わしさがないという効果がある。
ロ付近の傾斜を小さくすることにより、゛電流ゼロ付近
の電流ループゲインを上げ、オンディレィによる電流の
不感帯の幅を小さくし波形歪を軽減し、その結果、トル
クリップルや応答遅れがなくなり、高精度のモータ制御
が可撤になり、またキャリア周波数を変えても補正量を
設定し直す等の煩わしさがないという効果がある。
第１図は本発明のＰＷＭインバータの一実施例で、三角
波キャリア信号発生器の回路図、第２図は第１図の各部
の波形図、第３図（ａ）、 （ｂ）は三角波キャリア信
号と入力電圧の関係およびインバータ出力電圧の波形を
示す図、第４図（ａ）、 （ｂ）はゼロ付近の傾斜した
キャリア信号の一例の波形およびこのキャリア信号を利
用した入力電圧Ｖｌａに対する平均出力電圧Ｅａマの特
性を示す図、第５図はＰＷＭインバータの従来例の構成
図１、第６図（ａ）、 （ｂ）、 （ｃ）はそれぞれ第
５図のＵ相のブロック線図、パワーアンプの特性を示す
図、電流のゼロクロス歪を示す図である。 ２１．２３，２４．２５・・・コンパレータ、２２・・
・演算増幅器、 ２６・・・アナログスイッチ。 ２７・・・コンデンサ、 ３１．３２，３３，３４．３８．３７・・・抵抗、Ｖｏ
σ丁・・・キャリア信号、 一ΔＶ、＋ΔＶ・・・非線形の範囲を決める電圧値。 第１図 第２図 第 ３ 図 （ａ） （ｂ） 第４図
波キャリア信号発生器の回路図、第２図は第１図の各部
の波形図、第３図（ａ）、 （ｂ）は三角波キャリア信
号と入力電圧の関係およびインバータ出力電圧の波形を
示す図、第４図（ａ）、 （ｂ）はゼロ付近の傾斜した
キャリア信号の一例の波形およびこのキャリア信号を利
用した入力電圧Ｖｌａに対する平均出力電圧Ｅａマの特
性を示す図、第５図はＰＷＭインバータの従来例の構成
図１、第６図（ａ）、 （ｂ）、 （ｃ）はそれぞれ第
５図のＵ相のブロック線図、パワーアンプの特性を示す
図、電流のゼロクロス歪を示す図である。 ２１．２３，２４．２５・・・コンパレータ、２２・・
・演算増幅器、 ２６・・・アナログスイッチ。 ２７・・・コンデンサ、 ３１．３２，３３，３４．３８．３７・・・抵抗、Ｖｏ
σ丁・・・キャリア信号、 一ΔＶ、＋ΔＶ・・・非線形の範囲を決める電圧値。 第１図 第２図 第 ３ 図 （ａ） （ｂ） 第４図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 パワートランジスタの上下アーム間の短絡を防止するた
めに、パワートランジスタの駆動信号の立上り時間を遅
らせるオンディレイ回路を有するＰＷＭインバータにお
いて、 電流指令とフィードバック電流の増幅された電流偏差を
パルス幅変調するための三角波キャリア信号であって、
ゼロ付近の傾斜が他の部分に比べて小さい非線形の三角
波キャリア信号を発生する三角波キャリア信号発生器を
備えたことを特徴とするＰＷＭインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60166828A JPS6231375A (ja) | 1985-07-30 | 1985-07-30 | Ｐｗｍインバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60166828A JPS6231375A (ja) | 1985-07-30 | 1985-07-30 | Ｐｗｍインバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6231375A true JPS6231375A (ja) | 1987-02-10 |
Family
ID=15838412
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60166828A Pending JPS6231375A (ja) | 1985-07-30 | 1985-07-30 | Ｐｗｍインバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6231375A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009142147A (ja) * | 2007-12-07 | 2009-06-25 | Hynix Semiconductor Inc | バルク電圧ディテクター |
| JP2011004328A (ja) * | 2009-06-22 | 2011-01-06 | Renesas Electronics Corp | パルス幅変調回路および電圧帰還型ｄ級増幅回路 |
-
1985
- 1985-07-30 JP JP60166828A patent/JPS6231375A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009142147A (ja) * | 2007-12-07 | 2009-06-25 | Hynix Semiconductor Inc | バルク電圧ディテクター |
| JP2011004328A (ja) * | 2009-06-22 | 2011-01-06 | Renesas Electronics Corp | パルス幅変調回路および電圧帰還型ｄ級増幅回路 |
| US8860523B2 (en) | 2009-06-22 | 2014-10-14 | Renesas Electronics Corporation | Pulse width modulation circuit and voltage-feedback class-D amplifier circuit |
| US9124255B2 (en) | 2009-06-22 | 2015-09-01 | Renesas Electronics Corporation | Pulse width modulation circuit and voltage-feedback class-D amplifier circuit |
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