JPS6233791B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は同期検波方式の復調に関し、その搬送
波再生回路をデイジタル化し、さらに入力信号の
周期測定を位相整合（位相同期のために長い区間
の搬送波送出部分と短い区間の無信号部分とが繰
り返し送られてくる手順）中に行なうことによ
り、測定に用いる発振器の周波数を下げ、LSI化
を計りやすくした搬送波作成方式を提供するもの
である。

一般に電話回線などの帯域の限られた伝送路に
おける通信には残留側波帯伝送が行なわれる。こ
の場合受信側で完全に元の信号を再現するには、
搬送波を再生して同期検波を行なわなければなら
ない。

従来、受信側で搬送波を再生する場合、受信信
号から搬送波成分を取出し、それと電圧制御発振
器の出力とを位相比較器で比較し、その位相差に
応じた差信号電圧を出力し、低域フイルタで高周
波分や雑音を取り除き、直流増幅器で増幅して電
圧制御発振器に入力し、受信信号との位相差がな
くなる方向に制御し、それを出力して搬送波を再
生するという様なPLL（フエイズロツクドルー
プ）回路で構成されている。この回路はアナログ
回路であり、IC化する場合、個々の位相比較
器、電圧制御発振器等はIC化されるがどうして
も外付部品が残り、またPLL回路のロツクレンジ
等はループ利得によつて決定されるため、ループ
利得の決め方が微妙であり、ロツクからはずれる
と言う欠点があり、調整箇所およびアナログ信号
処理のためIC化には技術的な困難をともない、
多くの検討を必要とした。

本発明は前記従来技術に鑑み、搬送波再生回路
をデイジタル回路で構成することのできる新規な
搬送波作成方式を提供するものである。

以下本発明の実施例を図面によつて説明する。
フアクシミリ装置において原稿を送る場合、まず
位相整合を行ない、位相整合終了後は画信号が送
り出される。第１図においてＡは位相整合時の送
出信号で走査周波数の周期ａごとに長い区間の連
続な搬送波送出部分と短い区間の無信号部分が繰
り返し送出される。Ｂは画信号中の信号でｂの位
相信号の部分b′の画信号の部分から成つている。
第２図および第３図において、１は入力信号端子
で、位相整合中は第１図Ａの波形が画信号中は第
１図Ｂの波形が受信される。２はゼロクロス点検
出回路で入力信号イのゼロクロス点を検出してロ
に示す矩形波に変換し、さらにその矩形波ロの立
上りおよび立下りを検出して２倍の周波数の矩形
波ハを作り出す。

位相整合中、コントロール回路４において、入
力端子３からの位相整合中で、かつ搬送波が送出
されている区間を示す位相整合波取出信号ニとゼ
ロクロス点検出回路２の出力信号ハとによつてゲ
ート信号ホの立上りを決める。信号ホがＨレベル
の間、カウンタ８が動作し、固定発振器７のクロ
ツクヌのパルス数をカウントし始める。同時にゲ
ート５はゲート信号ホがＨレベルのとき点Ｘと点
Ｚとが接続され、ゼロクロス点検出回路２からの
信号ハをカウンタ６に印加する。カウンタ６はゼ
ロクロス点検出回路２の出力信号ハをｎ＋１個カ
ウントするとコントロール回路４に桁上げ信号を
送る。コントロール回路４はカウンタ６からの桁
上げ信号によつてゲート信号ホの立下りを決め
る。この立下りによつてカウンタ８は動作をスト
ツプし、その内容を保持しておく。ゲート信号ホ
は入力信号イの２倍の周波数の信号ハのｎ波の期
間Ｈレベルとなる信号で、その期間固定発振器７
のパルス数を測定する。この動作は位相整合中に
１回行えばよく、例えば最初に長い区間の搬送波
が送出されてくる時に行なう。９は除算器で、カ
ウンタ８が測定した固定発振器７のパルス数をｍ
とすると、測定終了後は除算器９によつてｍを固
定発振器７のパルス数を測定する期間の信号ハの
波数ｎで割り算し、この商をｋ、余りをｌとして
この結果を保持しておく。上記の測定する期間の
信号ハの波数ｎは固定値としてカウンタ６及び除
算器９に保持されている。第３図ハ，ホ，ヘに示
した例ではｎ＝８、ｍ＝83で、ｋ＝10、ｌ＝３と
なる。一方、カウンタ１０はゲート信号ホのＬレ
ベル期間動作し、固定発振器７のクロツクヌス数
をカウントする。１１は比較回路で、除算器９の
商ｋとカウンタ１０の内容が一致した時パルスの
出力を出す。１２は遅延回路で、１３は余り補正
回路である。遅延回路１２は余り補正回路１３の
出力が２値のレベルでＨの時、比較回路１１の出
力を固定発振器７の１クロツク分遅延させ、余り
補正回路１３の出力が２値のレベルでＬの時、比
較回路１１の出力をそのまま出力する。又同時に
ゲート信号ホのＬレベルの期間ゲート５は点Ｙと
点Ｚが接続され、遅延回路１２の出力信号をカウ
ンタ６に印加する。カウンタ６はそれを０〜（ｎ
−１）まで順にカウンタする。余り補正回路１３
はカウンタ６の内容と余りｌに応じて、カウンタ
６がカウントされるごとに出力信号を変化させ、
ｎ回中ｌ回は２値のレベルでＨの信号を残り（ｎ
−ｌ）回はＬの信号を出力して遅延回路１２を制
御する。

１８は位相信号取出し信号トの入力端子で、１
４は位相信号取出回路である。信号トは位相整合
中は搬送波が送出される区間がＨレベル、画信号
中は位相信号、すなわち搬送波を送出する区間
（第１図Ｂのｂ）がＨレベルである。位相信号取
出回路１４は信号トを用いて信号トがＨレベルに
なつた後の最初のゼロクロス点検出回路２からの
信号ハを１波取出す。すなわち、入力信号イの搬
送波成分の２倍の周波数の信号が１波取出され
る。さらに位相信号取出回路１４において、信号
チを用いてこの信号チがＨレベルとなつた後の最
初の固定発振器７の１クロツク分を取出す。リは
信号チを用いて取出された固定発振器７の１クロ
ツク分の信号である。

ゲート１５は、遅延回路１２からの出力信号と
位相信号取出回路１４からの出力信号を加え合わ
せるORゲートである。ルはゲート１５からの出
力信号で、信号ル中のｄは位相信号取出回路１４
からの信号すなわち信号リ、ｅは遅延回路１２か
らの信号である。ゲート１５からの信号ルによつ
て、カウンタ１０はクリアされ、固定発振器７の
クロツクを始めからカウントし直す。測定後、以
上の動作をくり返し行なうと、信号ルは固定発振
器７のクロツクをｎ回中（ｎ−ｌ）回にｋ分周、
残りｌ回は（ｋ＋１）分周し、周期ａごとに新た
にセツトし直した信号に相当する。第３図に示し
た例では、ｍ＝83、ｎ＝８でｋ＝10、ｌ＝３であ
るから、その分周比を例えば10、11、10、11、
10、10、11、10と定め、これをくり返し用いてい
る。１６フリツプフロツプで構成される分周回路
でゲート１５の信号ルを半分に分周する。１７は
出力端子である。以上の動作によつて出力端子１
７からは送信側の搬送波とほとんど同周波数、同
位相の連続波オを得ることができる。なお測定す
る際、測定する期間の信号ハの波数ｎが２の指数
乗個、ｎ＝２ⁱ（ｉは正の整数）とすると、２進
表示でカウンタ８の内容の下ｉビツトは余り、残
りの上位の桁は商となり、除算器９は不要とな
る。

以上のように本発明はゼロクロス点検出回路の
部分を除いて純デイジタル回路で構成されている
から、容易にLSI化することができる。また、例
えば、前記実施例において、固定発振器７の周波
数を500KHz（周期２μｓ）とし、第１図に示し
た位相整合時の搬送波送出部分と無信号部分の繰
り返し周波数が９Hz、すなわち１／ａ＝９Hz、搬
送波の周波数が2.1KHzの時、位相整合中に搬送
波の２倍の周波数の信号で256波取出し、その間
の固定発振器のパルスをカウントする。パルスを
用いてデイジタル化した測定を行うと、誤差とし
て最大１パルス分の測定誤差が生じる。従つて、
256波取出してカウントした値に対して最大１パ
ルス分のカウント誤差が生じている。測定結果を
くり返し利用すると再生搬送波に測定誤差が累積
するが、本実施例では、画信号中の位相信号（搬
送波が送出されてくる）を用いて位相補正を行つ
ており、１／ａ＝９Hzより、９Hzごとに位相が補
正される。９Hz中に4.2KHzの波の個数は約467
（１／９／１／４．２×１０^３≒467）個であり、256波
のカウント 結果を用いて再生した搬送波は、もとの搬送波に
対して最大約２（467／256≒２）クロツクの振
れ、すなわち最大４μｓの振れが生じる。これを
度数に直すと約３゜（（４×10^-6／１／２．１×１０^３
）× 360゜＝3.024゜）の振れである。また測定を位相
整合中に行ない画信号中位相信号ごとに補正する
だけである。従つて、位相整合中の長い区間の搬
送波送出部分を利用し、測定期間を長くして（十
分多くの入力信号を取出して）固定発振器のパル
スをカウントすることができる。測定誤差は測定
期間で最大１パルス分であり、この測定結果をく
り返し利用して搬送波を再生すると誤差が累積す
るが画信号中の位相信号部分の搬送波を利用して
補正をかけるので固定発振器の周波数を下げるこ
とが可能である。さらに、電話回線のように搬送
回路を何回も伝送された信号では、搬送時の変復
調にともなう周波数ずれが存在し、送信時の搬送
波周波数と、受信時の搬送波周波数は、ふつう異
るものである。従来方法のPLL回路等では引込み
範囲を大きく取つてかつ安定動作のために回路が
複雑となり、またその調整も微妙であり、多大の
労力を必要としたが、本発明では受信機側の固定
発振器出力を分周するため、周波数の安定度は固
定発振器の安定度であり、水晶発振器などの安定
な発振器を使用すると簡単に10^-5ぐらいいの安定
度が得られ、かつ引込み範囲の下限は、カウンタ
８のビツト数で制限され、例えば、先の例（固定
発振器の周波数500KHz、測定期間は搬送波の２
倍の成分で256波、１／ａ＝９Hz）の場合、カウ
ンタ８を16ビツトとすると、カウンタ８がオーバ
ーフローすることなく測定出来る搬送波の２倍の
周波数ｘHzは、方程式（500×10³／ｘ）256＝2¹⁶
−１を解くことによつて得られ、ｘ≒1953Hzとな
る。上限は最大位相誤差を定めることによつて定
まり、例として最大位相誤差を６゜とすると、搬
送波の２倍の周波数ｙHzは、方程式１／５００×１０^３
× ｙ／９／２５６＝１／ｙ／２×６／３６０を解くことに
よつて得られ、ｙ≒ 6196Hzとなる。もとの搬送波2100Hzに対して2100
−1123.5Hz〜2100＋998Hz（1953／２〜6196／２
Hz）の範囲で引込む。

【図面の簡単な説明】

第１図は受信側に入る入力信号例を示す図、第
２図は本発明の一実施例による搬送波作成方式の
ブロツク図、第３図は第２図の動作説明用のタイ
ミングチヤートである。 １，１８……入力端子、２……ゼロクロス点検
出回路、４……コントロール回路、５，１５……
ゲート、６……カウンタ、７……固定発振器、
８，１０……カウンタ、９……除算器、１１……
比較回路、１２……遅延回路、１３……余り補正
回路、１４……位相信号取出回路、１６……分周
回路、１７……出力端子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 長い区間の連続搬送波が送出されてくる期間
   に、搬送波からその周波数の２倍の周波数の信号
   を作成する手段と、前記２倍の周波数信号のｎ波
   の期間に、内蔵する固定発振器のクロツク数をカ
   ウントする手段と、前記カウントした結果を前記
   ｎで除算して商ｋと余りｌを求める手段と、前記
   ｎ波の期間と等長の期間において前記固定発振器
   のクロツクを（ｎ−ｌ）回はｋ分周、残りｌ回は
   （ｋ＋１）分周する分周器と、前記長い区間の連
   続搬送波の受信後は画信号中から位相信号を抽出
   して位相を定める信号を作り出し、この位相を定
   める信号にもとずいて前記分周器をリセツトする
   手段と、前記分周器の出力信号を２分周する手段
   を有し、送出されてくる搬送波と同周波数、同位
   相の連続波を作成することを特徴とする搬送波作
   成方式。