JPS6313673A - ア−ク溶接電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、アーク溶接電源の改良に関するものであり、
特に正、逆両極性を交互に切替えて溶接部に電力を供給
するアーク溶接電源に関するものである。

従来の技術 アーク溶接に用いる電源として電極側を負電位とする正
極性および電極側を正電位とする逆極性の両極性を切替
える方式のものが直流電源と極性切替用スイッチング素
子との組合せによって得るものとして提案されている。

（例えば特開＋１３６０−１８２７５号公報）。ｉ＜１
０図はこの種の従来装置のｍためのりアクドルである。

３ａないし３ｄはブリッジ接続されたスイッチング素子
、４は電極、５は被溶接物、６はスイッチング素子３ａ
ないし３ｄを駆動するためのスイッチング素子駆動回路
である。７は直流電源１の出方を平滑するとともに回路
に発生するサージ電圧を吸収するための比較的大容量の
コンデンサである。第１１図は第１０図の従来装置の動
作を説明するための線図でありスイッチング素子駆動回
路６の出力信号ＳＩ＋Ｓ２と出力電圧ＥＯとの関係を時
間の経過とともに示しである。第１０図においてスイッ
チング素子駆動回路６から駆動信号ＳＩ＋５２が交互に
出力さ遮断をくりかえし、電極４と被溶接物５との間に
直流電源１の出力電圧が正・逆に切替えられた矩形波状
の電圧が供給される。スイッチング素子は駆動信号が遮
断されても直ちに導通状態から遮断状態にならず数μｓ
から数１０μｓの遅れ時間で８の後に完全遮断となる。

したがって一方の対のスイッチング素子、例えばスイッ
チング素子３ａと３ｂ、に対する駆動信号Ｓ１を遮断し
て後直ちに駆動信号Ｓ２を他方の対のスイッチング素子
３Ｃと３ｄとに供給すると、スイッチング素子３ａと３
ｂとの遮断遅れ時間【Ｓの間にスイッチング素子３Ｃと
３ｄとが導通し始めることになり、直流電源１の出力を
短絡してしまうことになる。このために直流電源１およ
びコンデンサ２からの過大な電流が流れてスイッチング
素子３ａ〜３ｄが破壊されてしまうことになる。これを
防止するために第１０図の従来装置では第１１図に示す
ように駆動信号Ｓｌと５２との間に短時間の休止時間ｔ
ｇを設けである。そしてこの休止時間”ｇを各スイッチ
ング素子の遮断遅れ時間ｔＢよりも長くしておくことに
よって短絡過電流の発生を防止している。

上記従来装置においては、極性切替時における電源短絡
を防止するためにブリッジ接続されたスイッチング素子
の名対の導通期間の間に正確な間断遅れ時間Ｌ８のバラ
ツキを十分にカバーした十分な長さとすることが必要と
なる。またスイッチング素子の遮断遅れ時間（Ｓの後に
はすべてのスイッチング素子が実質的に遮断となるので
リアクトル２の電流が急変することになり、高いサージ
電圧が発生する。このサージ電圧はすべてスイッチング
素子に印加されることになるので、スイッチング素子が
この電圧によって破壊されるのを防止するためにサージ
吸収用のコンデンサ７を設けることが必須となる。また
スイッチング素子が遮断している間は直流電源からの電
力供給は完全に遮断されるので溶接電流は零になる。こ
れらの事実はアーク溶接に第１０図の従来装置を用いる
ときには極めて大きな障害となる。この理由を第１２図
の線図によって説明する。第１２図は第１０図の従来装
置の出力電流切替時の動作を拡大して示した詳細説明図
であり、第１１図の線図のうち駆動信号Ｓ１がＯＦＦと
なり、Ｓ２がＯＮとなる前後の期間を時間軸のみを拡大
して示しである。第１２図において（ａ）は信号Ｓｌ、
（ｂ）は信号Ｓ２、ｆｃ）はスイッチング素子３ａ、３
ｂを流れる電流Ｉａｂ、（ｄ）はスイッチング素子３ｃ
、３ｄを流れる電流Ｉｃｄ、ｆｅ）はスイッチング素子
３ａ、３ｂの各両端の電圧ｅ　およびｅ、（ｆ）はスイ
ッチング素子３ｃ、３ｄの各両端す ている。いま同図の時刻童１において信号ＳｌがＯＦＦ
となったとするとこの時刻士１から遅れ時間ｔ８だけ遅
れてスイッチング素子３ａ、３ｂが遮断し電流Ｉａｂが
零となる。このとき前述のように信号ＳｌとＳ２との間
の間隔時間ｔ　は遮断遅れ時間ｔ８よりｇ も長く設定されているから信すＳ２は未だスイッチング
素子３ｃ、３ｄには供給されていない。このためにリア
クトル２はその直前まで流れていた電流が急変したこと
によってこの液化を阻止する方向に高いサージ電圧を発
生ずる。このサージ電圧はスイッチング素子３ｃ、３ｄ
はもともと遮断状態であり、スイッチング素子３ａ、３
ｂが遮断したために発生したものでありかつ電極４と被
溶接物５との間の絶縁は回復していないからすべてこれ
らのスイッチング素子３ａと３Ｃおよびスイッチング素
子３ｂと３ｄとの各直列回路に印加されることになる。

スイッチング素子３ａないし３ｄはこの高いサージ電圧
に耐えて遮断状態を保つから溶接アークは消滅し、電極
４と被溶接物との間の電圧ｅＯは第１２図のｆｇ）に示
すように時刻【Ｉから（Ｓ経過した後に零となる。次に
時刻（ｌから間隙時間−の後である時刻ｔ２において信
号Ｓ２がスイッチング素子３Ｃと３ｄとに供給されると
スイッチング素子３Ｃと３ｄとはこれによって導通する
が、この時回路に供給される電圧は直流電源１の無負荷
電圧程度であるのでスイッチング素子３Ｃおよび３ｄに
駆動信号が供給されて導通しても、この頃には電極４と
被溶接物５との間の絶縁の回復が進行しているので、溶
接アークが再生するとは限らない。

しかも前述のように間隙時間【８はスイッチング素子の
バラツキを考慮して長い時間に設定しておく必要がある
ので溶接アークの再生に失敗し、第１２図の（ｄ）ない
しくｇ）の実線にて示すように出力電流が流れずアーク
切れ、即ち溶接中断となってしまうものである。なお第
１２図の（ｄ）ないしｆｇ）において点線は予定通りア
ークの再生に成功したときの変化の様子を示す。このよ
うなアーク切れを起させないためには間隔時間【ｇを短
かくし、スイッチング素子の遮断遅れ時間ｔ８と等しく
する以外に方法はないが、前述のようにこの遮断遅れ時
間はトランジスタ個々によって相当バラツキがあり、ま
た万−ｔ８〉【ｇとなると電源短絡となって素子の破壊
が発生することになる。したがってこれらの条件を満足
するためにはスイッチング素子駆動回路６の精度を極め
て高精度のものとすることが必要となり、しかもこの時
間は使用するトランジスタ毎に正確に測定してから設定
しなければならず、事実上この、Ｌうな調整を各トラン
ジスタ毎に実施するのは不可能である。

本発明は直流電源とブリッジ接続されたスイッチング素
子との間に直流リアクトルを設けるとともにブリッジ回
路の直流入力側のコンデンサを除去し、かつブリッジ接
続されたスイッチング素子は６対の導通切替時にすべて
の素子が導通状態となる期間が極く短時間存在するよう
に各スイッチング素子を駆動することによって上記従来
装置の問題点を解決したものである。

作用 本発明は上記のようにすることによって、直列リアクト
ルによって短絡電流を抑制して各素子の破壊を防止する
とともに極性切替時に電流が一旦遮断される時に直列リ
アクトルに発生するサージ電圧を有効に溶接アークの再
生のために利用するものである。

実施例 第１図は本発明の実施例を示す接続図である。

同図において１は公知の直流電源であり、例えば商用交
流電源を入力としアーク溶接に適した電圧にｍｌ換した
後に整流して直流を得るものが使用でき前述の従来装置
と同様にアーク溶接に適した電圧の定電圧特性、垂下特
性または定電流特性のものを用いる。２は直流リアクト
ルであり直流電源１が定電圧特性のものであるときには
そのインダクタンスに基づく時定数が後述するスイッチ
ング素子の遮断遅れ時間にくらべて十分に長い時定数と
なる値に選定しておく。また直流電源１が内部に直流リ
アクトルを有し、この直流リアクトルと出力端子との間
にコンデンサ等の電力蓄積能力を有する素子が接続され
ていないときにはこの内部リアクトルを直流リアクトル
に代えることができる。３ａないし３ｄはブリッジ接続
されたスイッチング素子であり、自己消弧形のスイッチ
ング素子、例えば電力用トランジスタ、ゲートターンオ
ｉサイリスタ、あるいは公知の適当な消弧回路を設けた
非消弧形の単方向サイリスクなどを用いることができる
。４は電極、５は被溶接物であり、６はそれぞれ対とな
るスイッチング素子３ａと３ｂまたはスイッチング素子
３Ｃと３ｄとを同時にＯＮ−ＯＦＦ制御するためのスイ
ッチング素子駆動回路である。このスイッチング素子駆
動回路６は、スイッチング素子３ａ、３ｂまたは３ｃ、
３ｄをそれぞれ間隙なく、実質」二導通期間が重複する
ようにＯＮ−ＯＦＦするものであればよく、このために
は例えば通常の遮断遅れ時間を有するスイッチング素子
を用いるときには駆動信号Ｓ！と５２とを互に同時に反
転する信号とすることにより実現できる。即ち信号Ｓ１
の遮断と同時に信号Ｓ２を出力すれば、信号Ｓ１の存在
によってそれまで導通していたスイッチング素子３ａ、
３ｂは前述のようにこれによって直ちには遮断せず若干
の遅れ時間（８の後に遮断する。一方スイツチング素子
３ｃ、３ｄは信号Ｓ２によって若干の遅れ時間Ｌｄの後
に導通するが、通常との導通遅れ時間【ｄは遮断遅れ時
間（８よりも十分に短かいので、この（ｔｓ−ｔａ　）
の間はすべてのスイッチング素子が導通ずる時間として
確保できる。したがってスイッチング素子駆動回路６と
しては特に複雑な回路を用いる必要はなく、パルス幅と
周期の調整が可能なパルス発生器６１とこのパルス発生
器６１の出力を反転する反転回路６２とを組合せたもの
でよく、公知の回路素子を組合せることによって簡単に
実現できる。そして信号Ｓ、としては発振器６１の出力
をそのまま、また信号Ｓ２としては反転回路６２の出力
を引出せばよい。

第２図は第１図の実施例の装置の動作を説明するために
各部の波形を時間の経過とともに示したものであッテ、
同図ｆａ）は信号Ｓ、、ｆｂ）は信号Ｓ２、（ｃ）はス
イッチング素子３ａ、３ｂに流れる電流ＩａおよびＩ　
ｂ　、　（ｄ）はスイッチング素子３ｃ、３ｄに流れる
電流ＩｃおよびＩ　ｄ　、　（ｅ）は直流リアクトル２
に流れる電流Ｉｅ、（ｆ）は電極４と被溶接物との間の
ｅ。

電圧Ｎ、（ｇ）は溶接電流Ｉｗをそれぞれ示す。また第
３図は第２図の線図のうち極性の切替時、即ち信号Ｓ、
と５２とか反転する前後の短期間を拡大して詳細に示し
た線図であり、同図（ａ）は信号Ｓｌ、（ｂ）は信号Ｓ
２、（Ｃ）はスイッチング素子３ａ、３ｂを流れる電流
ＩａおよびＩ　Ｉ）　、（ｄ）はスイッチング素子３ｃ
。

３ｄを流れる電流１ｃおよびＩ　ｄ、　（ｅ）はスイッ
チング素子３ａおよび３ｂの各端子電圧ｅ　およびｅ　
ｂ　、（［）はスイッチング素子３ｃおよび３ｄの各接
物５との間の電圧ｅ（、の各変化をそれぞれ時間の経過
とともに示しである。

第１図の実施例において第２図（ａ）　、　（ｂ）およ
び第３図（ａ）　、　ｆｂ）のような駆動信号Ｓ１およ
びＳ２が各スイッチング素子３ａ、３ｂおよび３ｃ、３
ｄに交互に供給されているときを考える。いま信号Ｓ！
が供給されているとスイッチング素子３ａと３ｂとが導
通し電流は直流電源１から直流リアクトル２、スイッチ
ング素子３ａ、電極４、溶接アーク、被溶接物５、スイ
ッチング素子３１）を経て直流電源１に戻る経路を流れ
ている。次に時刻【＝【ｌにて信号Ｓｌが消滅すると同
時に信号Ｓ２がスイッチング素子３Ｃと３ｄとに供給さ
れると、スイッチング素子３ａと３ｂとは遅れ時間ｔ８
の後に遮断し、スイッチング素子３Ｃと３ｄとはこれよ
り早く時刻【ｌから【ｄの後に導通ずる。したがって時
刻（【ｌ＋ｔａ　）から時刻（ｔｌ＋ｔｓ）の間は第２
図および第３図の（Ｃ）および（ｄ）に示すようにすべ
てのスイッチング素子３ａないし３ｄが導通ずることに
なる。

このため直流電源１からリアクトル２を経て流れ出す電
流神は第３図（ｇ）に示すように増加しようとするがリ
アクトル２のインダクタンスに阻まれてその急激な増加
が抑制される。このときスイッチング素子３ａないし３
ｄにはりアクドル２に流れている電流の各１／２ずつが
それぞれ分岐して流れることになる。したがってリアク
トル２のインダクタンスを適当に選定しておけばスイッ
チング素子が破壊されることはない。一方電極４と被溶
接物５との間に供給されていた電圧はすべてのスイッチ
ング素子が導通ずるために第２図ｆｆ）および第３図（
ｈ）に示すように短絡状態となり、溶接電流１Ｗは零と
なって溶接アークは一旦消滅する。この溶接アークの消
滅によってもリアクトル２から見た負荷側、即ちスイッ
チング素子３ａないし３ｄはすへて導通して短絡状態で
あるのでサージ電圧が発生することはない。次に時刻を
−ｔ、＋ｔ８に至ると遅れていたスイッチング素子３ａ
と３ｂとは遮断するので電流通路が急に断たれることに
なりリアクトル２はこの電流の急変を阻止すべくサージ
電圧を発生する。このサージ電圧はスイッチング素子３
Ｃおよび３ｄがすでに導通しているために全て電極４と
被加工物５との間に印加されることになり、溶接アーク
の再生を行う。この結果電流は直流電源ｌからリアクｉ
・ル２、スイッチング素子３ｄ　、被溶接物５、溶接ア
ーク、電極４、スイッチング素子３Ｃの経路を経て直流
電源１に戻る逆方向の溶接電流となる。

上記と逆の場合、即ち信号Ｓ２が供給されている状態か
ら信号Ｓｌに切替わるとき（第２図の時刻ｔ２）におけ
る動作は上記と同様であるので省略する。

以上の結果、溶接電流Ｉは各極性の切替時点て一旦途切
れるものの、この休止期間の末期に発生するサージ電圧
が溶接部に有効に供給されるために安定に溶接アークが
再生することになる。

なお第１図の実施例においてはスイッチング素子駆動信
号Ｓｌと５２とを単純に逆の位相関係として同時に相反
してＯＮ−ＯＦＦするものについて説明したが、第２図
の線図においてその動作を説明したようにこの実施例は
スイッチング素子の導通開始遅れ時間【ｄよりも遮断遅
れ時間の方が長いことを利用している。したがって低速
の大容量トランジスタやサイリスタなどをスイッチング
素子として用いるとこの遮断遅れ時間が長すぎてスイッ
チング素子がすべて導通している期間が長くなりすぎる
ことがある。この間は前述のように溶接アークも消滅し
ているので、この時間かあまり長いと電極４と被溶接物
５との間の絶縁回復が進んで溶接アークの再生が困難に
なることが考えられる。

それ故このような遅い素子をスイッチ素子として用いる
ときには駆動信号Ｓｌと５２との間に短時間の間隙を設
けておき、一方のスイッチング素子の遮断遅れ時間の終
了直前に他方のスイッチング素子が導通ずるように駆動
回路を構成すればよい。逆にスイッチング素子として高
速のトランジスタ、「 例えばＭＯＳ　Ｆ真１”のような素子を使用するときは
両遅れ時間Ｌｓと【ｄとの差がほとんどなく、かっ短か
いので、駆動信号ＳＩと５２とを同時に相反してＯＮ　
−ＯＦＦする先の例のような制御を行うと、スイッチン
グ素子が重復して導通する期間が安定に得られないこと
がある。したがってこの場合には駆動信号Ｓ、と５２と
を相互に重復する期間を有するようにスイッチング素子
駆動回路を構成すればよい。上記いずれの場合もスイッ
チング素子駆動回路６としてはブリッジを構成する各ス
イッチング素子が実質的にすべてが導通する期間を経て
一方の対から他方の対に切替わるように制御するもので
あればよい。

第４図はスイッチング素子駆動回路６の別の実施例を示
す接続図であり、出力信号Ｓ１と５２との間に長すぎる
スイッチング素子の遮断遅れ時間を補償するために短か
い間隙を設けたものである。同図において１１，１２．
１３はそれぞれモノマルチバイブレータ、１４はＯＲゲ
ート、１５はフリップフロップ回路である。モノマルチ
バイブレータ１１は駆動信号Ｓｌの継続時開【８１を定
め、モノマルチバイブレータ１２は駆動信号Ｓ２の継続
時間ｔＳ２を定めるものである。またモノマルチバイブ
レータ１３は駆動信号Ｓｌと５２との間に設ける間隙【
０を設定するものであり、これら各モノマルチバイブレ
ータ１１ないし１３およびフリップフロップ回路１４は
すへて入力信号の立下りで起動するものとする。第５図
は第４図のスイッチング素子駆動回路の動作を説明する
ための線図であり、同図（ａ）は出力信号Ｓｔ、（ｂ）
はモノマルチバイブレータ１３の出力信号、ｆｃ）はフ
リップフロップ回路１４の出力、ｆｄ）は出力信号Ｓ２
をそれぞれ時間の経過とともに示しである。モノマルチ
バイブレーク１１の出力ＳＩの立下りによりモノマルチ
バイブレーク１３が起動し短時間のパルスｇを出力する
。この信号ｇにより久リップフロップ回路１４は反転し
モノマルチバイブレータ１２を起動する。モ／７ルチバ
イブレータ１２は所定の時間幅のパルスｓ２を出力し、
この信号Ｓ２の立下りによって再びモノ反転し、モノマ
ルチバイブレータ１１を起動する。

この動作をくりかえして信号ＳＩ＋”２はモノマルチバ
イブレータ１３の設定時間に相当する間隔Ｌｏを有する
信号となる。

この時間ｔｏをスイッチング素子の遮断遅れ時間ｔｓと
導通遅れ時間（ｄとの差（ｔ　ｓ　−ｔ　ａ　）よりも
短かく設定しておけば各スイッチング素子は必らずすべ
てが導通ずる期間（ｔ　Ｂ　−ｔ　ａ　）　−ｔｏを有
することになる。

第６図は、遮断遅れ時間【８が短かく導通遅れ時間とほ
とんど等しいような高速のスイッチング素子を用いると
きに適したスイッチング素子駆動回路の例を示す接続図
である。同図は第４図の駆動回路にＯＲゲート１６．１
７を追加したものであり、モノマルチバイブレータ１３
の出力パルスを各モノマルチバイブレータ１１．１２の
出力にそれぞれ加算した信号を駆動信号”１＋５２とし
て取り出したものである。第７図は第６図の駆動回路の
各部の波形を示す線図であり、同図（ａ）はモノマルチ
バイブレーク１１の出力、（ｂ）はモノマルチバイブレ
ータ１３の出力、（Ｃ）はモノマルチバイブレーク１２
の出力、（ｅ）は出力信号Ｓ、、ｆｄ）は出力信号Ｓ２
をそれぞれ時間の経過と共に示しである。第７図に示す
ように駆動信号Ｓｌ、Ｓ２は重なり時間【０を有する波
形となる。したがってこの時間幅（即ちモノマルチバイ
ブレータ１３の設定時間）を適当に選択することによっ
て遮断遅れ時間が極端に短かい素子を用いるときにも各
スイッチング素子がすべて導通する期間を得ることがで
きる。

なお本発明に用いることができるスイッチング素子駆動
回路は前述の実施例に示したものに限らず、公知の素子
、集積回路等を用いて構成することができる。

また第４図、第６図においては間隙または重なり期間を
設けるためにマルチバイブレーク１３を用いたが、この
時間は数μｓ程度の短かいものであるので単に波形整形
を行う程度即ち増幅率１の増幅回路をこれに代えて、増
幅回路の応答遅れを利用してもよい。

本発明は第１図の実施例にて説明したように、溶接電流
の極性切替時に溶接アークを再点弧するに当り、先に導
通していたスイッチング素子が完全遮断する瞬間に直列
リアクトルのインダクタンスによって発生するサージ電
圧を有効に利用するものである。したがってもしこのと
きに先に流れていた電流の値が小さいと、発生するサー
ジ電圧も小さくなり、溶接アークの再点弧に不足するこ
とが考えられる。これを防止するためには、出力電流の
極性の切替に先立ち、直流電源の出力を増大させ、その
後に極性の切替を行えば上記問題点を解決することがで
きる。

第８図はこのようにしたときの実施例を示す接続図であ
る。

同図において１〜５は第１図と同様の機能のものを示し
、また１１〜１５は第４図と同様のスイッチング素子駆
動回路６であり、その出力信号はフリップフロップ回路
１５のＱ端子およびＱ端子から相反する駆動信号を得て
いる。２１は正極性時の電流（被溶接物５から電極４に
向って溶接電流が流れる極性）を設定する電流設定器、
２２は逆極性時の電流（電極４から被溶接物５へ）を設
定する電流設定器、２３は正極性電流の末期に溶接電流
を増加させる増加量を設定する電流設定器であり、２４
〜２６はアナログスイッチ、２７はアンドゲート、２８
はアナログスイッチ２４〜２６を介して供給される各電
流設定器２１〜２２の出力を合成する加算器である。ま
た第９図は第８図の実施例の動作を説明するために各部
の波形を示した線図であり、同図（ａ）はモノマルチバ
イブレータ１１の出力信号Ｓｌ、同図ｆｂ）はモノマル
チバイブレータ１３の出力ｇ　、　（ｃ）はモノマルチ
バイブレータ１２の出力Ｓ２、ｆｄ）はフリップフロッ
プ回路１５のＱ端子出力、（ｅ）はフリップフロップ回
路１５のＱ端子出力、（ｆ）はアンドゲート２７の出力
、（ｇ）は加算器２８の出力信号ｔｒ、（ｈ）は溶接電
流Ｉｗをそれぞれ示す。またスイッチング素子３ａと３
ｂ６ｚ ロツプ回路１５のり端子出方でそれぞれ駆動され、アナ
ログスイッチ２４はフリップフロップ回路ｑ端子の出力
で、アナログスイッチ２５はフリップフロップ回路１５
のＱ端子出力で、アナログスイッチ２６はフリップフロ
ップ回路１５のｑ端子の出力とモノマルチバイブレータ
１３の出力ｇとが同時に入力されたときにそれぞれ閉じ
るように図示の通り接続されている。第８図の実施例の
動作を第９図の線図とともに説明する。第９図の時刻（
ｌ以前においてモノマルチバイブレータ１１が時限出力
の途中であり、時刻り、においてこれが終了するときを
考える。時刻【ｄ損前においては、フリップフロップ回
路１５のＱ端子出力がＨであり、このためスイッチング
素子３Ｃと３ｄとが導通し、またアナログスイッチ２４
が閉じているために電流設定器２１の出力Ｉｓのみが加
算器２８を介して直流電源１に９（給されている。直流
電源１はこの電流設定信号１ｓに対応した電流Ｉｓｐを
出力し、導通しているスイッチング素子３Ｃと３ｄとに
よって被溶接物５から電極４に向う正極性電流が流れて
いる。時刻（＝【ｌにおいてモノマルチバイブレータ１
１の時限が終了して出力信号Ｓ１が立下ると、この信号
の立下りによってモノマルチバイブレータ１３が時限を
開始し出力ｇをフリップフロップ回路１５に供給する。

この出力ｇはまたアンドゲート２７にも供給され、この
ときフリップフロップ回路１５は末だＱ端子出力がＨの
ままであるのでアンドゲート２７は開きアナログスイッ
チ２６はこれによって閉じる。この結果、加算器２８に
は電流設定器２１と２３との両出力Ｉｓ　と△Ｉｓとが
供給され、加算器２８によってＩｓ＋△Ｉｓとなって直
流電源１の出力電流値を上昇させて、溶接電流１ｗを増
加させる。時刻ｔ２においてモノマルチバイブレータ１
３の時限が終了すると、この出力信号ｇの立下りによっ
てフリップフロップ回路１５が反転しＱ端子の出力がＬ
となり、Ｑ端子台 出力がＨとなる。この結果、スイッチング素子３Ｃと３
ｄとは遅れ時間ｔ　の後に遮断となり、スイツチング素
子３ａと３ｂとは遅れ時間ｔｄの後に導通ずる。この切
替の前後における動作は第１図に示した実施例と同様で
あるので詳細な説明は省略する。時刻ｔ２から時間ｔ　
の後にスイッチング素子３Ｃと３ｄとが遮断するときに
設定信号Ｉｓ＋ΔＩｓに対応する大きな値の電流が急に
遮断されようとするためにリアクトル２にはサージ電圧
が発生し、この電圧によって電極４と被溶接物５との間
にアークが再生し逆極性電流ＩＲ，が流れ始める。この
ときも発生ずるサージ電圧はアークの再生によってその
ときのアーク再生電圧に制限されるので極端に高い電圧
になることはない。

一方このときフリップフロップ回路１５のＱ端子の出力
のみがＨでアントゲ−１・２７はモノマルチバイブレー
ク１３の出力ｇがＬに戻っているので開いており、結局
アナログスイッチ２２のみが閉路し、アナログスイッチ
２１および２３は開路している。このために電流設定器
２２の出力ＩＲの（２ジ みが加算器２８を介して直流電源１に供給されてこの設
定信号ＩＨに対応した電流Ｉ　ＲＰがスイッチング素子
３ａ、３ｂを通して電極４から被溶接物５に向う方向に
流れる。（逆極性電流）　一方フリップフロップ回路１
５のσ端子出力の立下りによりモノマルチバイブレーク
１２が時限を開始し、信号Ｓ　をオアゲート１４．に供
給する。時刻ｔ３においてモノマルチバイブレータ１２
の時限が終了すると、この信号Ｓ　の立下りによってモ
ノマルチバイブレーク１３が再び時限を開始し、出力ｇ
がフリップフロップ回路１５およびアンドゲート２７に
供給される。しかしこのときフリップフロップ回路１５
の互端子出力はしてあるからアンドゲート２７は開いて
おり、アナログスイッチ２６には駆動信号を供給しない
。したがってモノマルチバイブレーク１３の時限ｇの間
も電流設定信号はＩＨのままである。時刻ｔ４において
モノマルチバイブレータ１３が時限を終了すると、この
出力信号ｇの立下りによってフリップフロップ回路１５
が再び反転しＱ端子出力がＬとなり互端子（２Ｃ） 出力がＨとなってアナログスイッチ２４が閉路となり、
アログスイッチ２５が開路となる。またフリップフロッ
プ回路１５の反転により、スイッチング素子３ａと３ｂ
とに対する駆動信号は消滅し、スイッチング素子３ｃと
３ｄとに対して駆動信号が供給される。この結果電流設
定器２１によって設定された基準信号Ｉ８に対応した電
流１ｓｐが直流電源１から出力されてスイッチング素子
３ｃと３ｄとを通して遅れ時間ｔ　の後に被溶接物５が
ら電極４に向う方向の正極性電流１ｓｐが流れ始める。

この極性の切替時においてはりアクドル２の作用によっ
て電流はＩ「に対応する高い値Ｉ　ＲＰからＩｓに対応
する低い値に直ちに変化し得ないのでアークの再生に必
要な電圧を十分に確保できる。

以後同様の動作がくりかえされ、結局正極性時間ｔｓｐ
はモノマルチバイブレータ１１の時限ｔ　ｓｌとモノマ
ルチバイブレータ１３の時限ｔ　との和の時間（ｔ　　
　＋ｔｇ　）によって、また逆極性期間ｔ　はモノマル
チバイブレーク１２の時限ｔ　とＲ８２ モノマルチバイブレータ１３の時限ｔ８　　との和（１
＋　１ｇ）によってそれぞれ定まり、かつ流れることに
なる。この結果、正極性電流を小さな値に設定しても極
性の切替の直前には大きな電流となるのでスイッチング
素子の電流が遮断となった瞬間にリアクトル２に発生す
る電圧をアークの再生に必要な電圧とすることができる
。

なお、第８図の実施例において逆極性電流の末期に電流
を増加させたいときにはアンドゲート２７の入力として
フリップフロップ回路１５のＱ端子出力に代えてＱ端子
出力を供給すればよく、またどちらの極性の電流期間の
末期にも電流を増加させるためにはアンドゲート２７を
取外し、モノマルチバイブレーク１３の出力ｇを直接ア
ナログスイッチ２６の駆動信号Ｓ　として供給すればよ
い。（以下余白） 発明の効果 本発明は上記の通りであるのでっぎの効果を有する。

（１）　　スイッチング素子駆動回路に複雑な回路や高
精度の回路を必要としない。

（２）溶接電流の極性切替時にはアークの再生に必要な
電圧以上の高いサージ電圧がスイッチング素子に印加さ
れないので耐圧の低い素子を用いることができる。

（３）溶接電流の極性切替時に発生するサージ電圧は溶
接アークの再生時に出力端子即ち溶接電極と被溶接物と
の間に印加されるので溶接アークの再生が確実である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図は第１図
の実施例の動作を説明するために示した各部の波形を示
した線図、第３図は第１図の実施例における極性切替時
のみを拡大して示した詳細説明図、第４図はスイッチン
グ素子駆動回路の別の実施例を示す接続図、第５図は第
４図のスイツチング素子駆動回路の動作を説明するため
の線図、第６図はスイッチング素子駆動回路のさらに別
の実施例を示す接続図、第７図は第６図のスイッチング
素子駆動回路の動作を説明するための線図、第８図は本
発明の別の実施例を示す接続図、第９図は第８図の実施
例の動作を説明するための線図、第１０図は従来の装置
の例を示す接続図、第１１図は第１０図の装置の動作を
説明するための線図、第１２図は第１０図の装置の出力
電流極性切替時の動作を拡大して示した詳細説明図であ
る。 １・・・直流電源、２・・・直流リアクトル、３３〜３
ｄ・・・スイッチング素子、６・・・スイッチング素子
駆動回路 代理人　弁理士　　中　　井　　　宏 Ｃへ 昧 煤 綜 綜 〜 綜 手続ｆ市−１Ｅ書　（自　発） 昭和６１年１２月２６日 昭和６１年特許願第１５８１３７号 ２、発明の名称 アーク溶接電源 ３、補正する者 事件との関係　　特　ル′１　出　願　人大阪市淀用区
ロ１７１１２丁目１番１１号（０２０）　　株式会社　
ダイヘン ４、代理人 住　所　　〒５３２　　大阪山淀用区０１川２丁目１番
１１号に１５ｎ ７、補正の内容 １、明細書を下記の通り訂正する。 （１）第９頁第９行〜１０行の「ブリッジ回路の直流入
力側の」を「ブリッジ回路の直流入力側に従来設けられ
ていたような大容量の平滑用」に訂正する。 （２）第９頁第１９行の「直列」を「直流」に訂正する
。 （３）第２８頁第１６行〜１７行の「すればよい。」の
次に改行して「もちろんブリッジ回路の直流入力側に小
容量のコンデンサが存在することはさしつかえない。」
を挿入する。 ２、図面の「第１図」および「第１０図」を別紙の通り
訂正する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電流電源と、前記直流電源の一方の出力端子に接続
   された直流リアクトルと前記直流リアクトルの他方の端
   子と前記直流電源の他方の出力端子との間に直流端子が
   接続されたブリッジ接続された４個のスイッチング素子
   と、前記スイッチング素子の相対向する２個の素子を１
   対として同時にかつ各１対の素子を交互に間隙なくＯＮ
   −ＯＦＦ制御するスイッチング素子駆動回路とを具備し
   、前記ブリッジ接続されたスイッチング素子の交流端子
   側をアーク溶接用の出力端子としたアーク溶接電源。 ２、前記スイッチング素子駆動回路は、所定の周期と時
   間幅とからなるパルスを発生するパルス発生器と、前記
   パルス発生器の出力の反転出力を得る反転回路とを具備
   し、前記パルス発生器の出力信号と前記反転回路の出力
   信号とをそれぞれ前記各１対のスイッチング素子の導通
   駆動信号として供給する回路である特許請求の範囲第１
   項に記載のアーク溶接電源。 ３、前記スイッチング素子駆動回路は、前記リアクトル
   と前記直流電源とに基づく電流変化の時定数よりも短か
   い時間の重復時間を経て各１対のスイッチング素子を交
   互に切替えてＯＮ−ＯＦＦ制御する回路である特許請求
   の範囲第１項に記載のアーク溶接電源。 ４、前記直流電源は、前記スイッチング素子駆動回路か
   ら切替タイミング信号と継続時間信号とを得て、極性切
   替前の一定時間は出力電流を増加させる電源である特許
   請求の範囲第１項に記載のアーク溶接電源。