JPS63154064A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPS63154064A JPS63154064A JP29824286A JP29824286A JPS63154064A JP S63154064 A JPS63154064 A JP S63154064A JP 29824286 A JP29824286 A JP 29824286A JP 29824286 A JP29824286 A JP 29824286A JP S63154064 A JPS63154064 A JP S63154064A
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- power supply
- capacitor
- chopper
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［技術分野］
本発明は、昇圧型あるいは昇降圧型のチ房ツバ−を用い
て、入力電流波形の包路線を入力電圧波形（正弦波）に
一致させ、高力率化と同時に、低入力電流波形歪みをを
達成するための制御手段を有する電源ｖｃ置に関するも
のである。
て、入力電流波形の包路線を入力電圧波形（正弦波）に
一致させ、高力率化と同時に、低入力電流波形歪みをを
達成するための制御手段を有する電源ｖｃ置に関するも
のである。
［背景技術１
商用電源に流れる電流は歪率の少ないことが機器間の相
互干渉の点で望まれている。また、個々のＲ器の力率を
高めることにより、配＃！容量の面でも有利となる。商
用電源を整流平滑して直流電源を楕成し、負荷を駆動す
る装置では、一般に商用電源を整流素子を介して大容量
のコンデンサに直接接続しただけで直流を得ているため
力率が低く、入力電流歪も者しく＾くなっている。
互干渉の点で望まれている。また、個々のＲ器の力率を
高めることにより、配＃！容量の面でも有利となる。商
用電源を整流平滑して直流電源を楕成し、負荷を駆動す
る装置では、一般に商用電源を整流素子を介して大容量
のコンデンサに直接接続しただけで直流を得ているため
力率が低く、入力電流歪も者しく＾くなっている。
ところで、近年、半導体スイッチング素子の性能向上に
上って、１石弐チ１ツバ−を用いて、入力電流歪を小さ
く保ちながら高力率化を達成し、直流電源を負荷に供給
する電源！！置がある。
上って、１石弐チ１ツバ−を用いて、入力電流歪を小さ
く保ちながら高力率化を達成し、直流電源を負荷に供給
する電源！！置がある。
これは、整流素子の直後の大容量コンデンサの前に昇圧
型あるいは昇降圧型の１石チョッパーを入れ、チｉ！ｌ
’／パー電流のピークの包絡線が入力電源電圧波形に
添うように制御し、インダクタ及びコンデンサからなる
フィルタを介することによって、入力電流波形がほとん
ど電ｒｉ電圧波形と位相差がない略等しい波形とするこ
とによって行なわれる。
型あるいは昇降圧型の１石チョッパーを入れ、チｉ！ｌ
’／パー電流のピークの包絡線が入力電源電圧波形に
添うように制御し、インダクタ及びコンデンサからなる
フィルタを介することによって、入力電流波形がほとん
ど電ｒｉ電圧波形と位相差がない略等しい波形とするこ
とによって行なわれる。
従来、これを達成し得たものに、第９図に示す方法があ
る。ナツツパ−１は、トランジスタＱ５、イングクタン
ス素子Ｌ１グイオー）’Ｄ＋等から楕成されており、Ｐ
ＷＭ制御回路２は、トランジスタＱ１のデユーティ比を
変えてパルス幅変調を行なうものである。商用電源ＡＣ
を全波整流したプリツノ整流器ＤＢの出力の脈流をナツ
ツパー１等の電源としている。プリツノ９流器ＤＢの出
力を抵抗Ｒ、、Ｒ２で分圧してｖ２とし、これと負極側
に挿入した抵抗Ｒｄｔに流れる千ダッ゛パー電流によっ
て発生する電圧を■、としている。この電圧ｖ１゜■２
を第１０図（ａ）に示す。そして、この電圧■。
る。ナツツパ−１は、トランジスタＱ５、イングクタン
ス素子Ｌ１グイオー）’Ｄ＋等から楕成されており、Ｐ
ＷＭ制御回路２は、トランジスタＱ１のデユーティ比を
変えてパルス幅変調を行なうものである。商用電源ＡＣ
を全波整流したプリツノ整流器ＤＢの出力の脈流をナツ
ツパー１等の電源としている。プリツノ９流器ＤＢの出
力を抵抗Ｒ、、Ｒ２で分圧してｖ２とし、これと負極側
に挿入した抵抗Ｒｄｔに流れる千ダッ゛パー電流によっ
て発生する電圧を■、としている。この電圧ｖ１゜■２
を第１０図（ａ）に示す。そして、この電圧■。
と■２とを比較器ＣＭＰ 、で比較し、同図（ｄ）に示
すよ。
すよ。
うにＶ、＞Ｖ２となったときに、比較′ａｃＮＰｌの出
力は同図（ｅ）に示すようにＨレベルとなり、このトＩ
レベルの信号で同図（「）に示すように７リツプ７０７
プＦＦをリセットし、ドライブ回路３を介してスイッチ
ング素子であるトランジスタＱ１をオフとする。一方、
発振器ＯＳＣの出力からは同図（ｂ）に示すような三角
波が出力されており、この三角波と基準電圧Ｖｒｌとを
比較器Ｃ’ＭＰ２で比較することにより、三角波の電圧
＞Ｖｒ、となったときに、同図（ｃ）に示すように、比
較器ＣＭＰ２の出力端はＨレベルとなり、このＨレベル
の信号によｌ） ７リツプ７０ツブＦＦをセットし、ド
ライブ回路３を介してトランジスタＱ１を駆動する。こ
こで、電圧■２は同図（、）に示すように脈流状に変化
するので、ナツツパー電流は、略ｓｉｎ波の包絡線を持
つ。ただし、！＠１０図では、商用電源ＡＣとプリ７ノ
整流器ＤＢとの開のＬＣフィルタは省いである。ここて
・、電源装置の役割として、平滑用のコンデンサＣ１の
両端電圧である出力であるｖｎｃを安定にすることが望
まれる。これを達成するために、出力電圧Ｖ Ｉ、Ｃを
抵抗Ｒ３ｔ Ｒ４で分圧し、基準電圧Ｖｒ２と増幅器へ
ＨＰで大小比較し、その差で、７オトカツプラーＰＣの
発光側であるダイオードＤ２に流れる電流を変化させ、
これに応じて受光側のダイオードＤ、のオン状態を変化
することにより、脈流の分圧比を変化させて、ナツツパ
ー電流のピーク値を変化し、出力電圧Ｖ［ｌＣを安定に
保つようにしである。第１０図（ａ）の右側の破線は増
幅器ＡＭＰの出力で電圧■２を変化した場合を°示して
いる。
力は同図（ｅ）に示すようにＨレベルとなり、このトＩ
レベルの信号で同図（「）に示すように７リツプ７０７
プＦＦをリセットし、ドライブ回路３を介してスイッチ
ング素子であるトランジスタＱ１をオフとする。一方、
発振器ＯＳＣの出力からは同図（ｂ）に示すような三角
波が出力されており、この三角波と基準電圧Ｖｒｌとを
比較器Ｃ’ＭＰ２で比較することにより、三角波の電圧
＞Ｖｒ、となったときに、同図（ｃ）に示すように、比
較器ＣＭＰ２の出力端はＨレベルとなり、このＨレベル
の信号によｌ） ７リツプ７０ツブＦＦをセットし、ド
ライブ回路３を介してトランジスタＱ１を駆動する。こ
こで、電圧■２は同図（、）に示すように脈流状に変化
するので、ナツツパー電流は、略ｓｉｎ波の包絡線を持
つ。ただし、！＠１０図では、商用電源ＡＣとプリ７ノ
整流器ＤＢとの開のＬＣフィルタは省いである。ここて
・、電源装置の役割として、平滑用のコンデンサＣ１の
両端電圧である出力であるｖｎｃを安定にすることが望
まれる。これを達成するために、出力電圧Ｖ Ｉ、Ｃを
抵抗Ｒ３ｔ Ｒ４で分圧し、基準電圧Ｖｒ２と増幅器へ
ＨＰで大小比較し、その差で、７オトカツプラーＰＣの
発光側であるダイオードＤ２に流れる電流を変化させ、
これに応じて受光側のダイオードＤ、のオン状態を変化
することにより、脈流の分圧比を変化させて、ナツツパ
ー電流のピーク値を変化し、出力電圧Ｖ［ｌＣを安定に
保つようにしである。第１０図（ａ）の右側の破線は増
幅器ＡＭＰの出力で電圧■２を変化した場合を°示して
いる。
この方法によれば、出力電圧ＶＯＣを一定にしながら、
入力電流を略ｓｉｎ波にし、高力率、低入力電流歪を達
成できるが、検出手段として、入力端子、出力電圧、チ
ッッ゛パー電流の３つを検出する必要があり、動作が複
雑であり、容易に実現するのが困難であるという問題が
ある。
入力電流を略ｓｉｎ波にし、高力率、低入力電流歪を達
成できるが、検出手段として、入力端子、出力電圧、チ
ッッ゛パー電流の３つを検出する必要があり、動作が複
雑であり、容易に実現するのが困難であるという問題が
ある。
１発明の目的１
本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであって、簡
単な構成で、低入力電流歪、高力率を図ることを目的と
した電源装置を提供するものである。
単な構成で、低入力電流歪、高力率を図ることを目的と
した電源装置を提供するものである。
［発明の開示１
（楕成）
本発明は、商用電源を余波整流した脈流を電源とし、ス
イッチング素子、イングクタンス素子等から楕成される
性圧型ないしは昇降圧型のナツツパーを形成し、該ナツ
ツパーの直流出力電圧を、負荷との間に接続された平滑
用コンデンサに供給するようにした電源装置において、
上記コンデンサの両端の直流電圧のリップル成分を低減
するリップル成分低減手段と、リップル成分低減手段を
介して出力されたコンデンサの両端電圧と予め設定した
波形とを比較して該波形の電圧の方が大きい場合に上記
チＩ！ツバ−のスイッチング素子のオン時間を制御して
チョッパーの入力電流波形を商用電源の電圧波形に近付
けるＰＷＭ制御回路とを具備することで、リップル成分
低減手段で平滑用コンデンサの両端に生じる出力電圧の
リップルを低減させ、更に、す７ブルを低減した出力電
圧と予め設定した波形とを比較して、該波形の電圧の方
が大きい場合は、ＰＷＭ制御回路によりチョッパーのス
イッチング素子のオン時間を制御してチョッパーの入力
電流波形を商用電源の電圧波形に近付けるようにしたこ
とを特徴とするむのである。
イッチング素子、イングクタンス素子等から楕成される
性圧型ないしは昇降圧型のナツツパーを形成し、該ナツ
ツパーの直流出力電圧を、負荷との間に接続された平滑
用コンデンサに供給するようにした電源装置において、
上記コンデンサの両端の直流電圧のリップル成分を低減
するリップル成分低減手段と、リップル成分低減手段を
介して出力されたコンデンサの両端電圧と予め設定した
波形とを比較して該波形の電圧の方が大きい場合に上記
チＩ！ツバ−のスイッチング素子のオン時間を制御して
チョッパーの入力電流波形を商用電源の電圧波形に近付
けるＰＷＭ制御回路とを具備することで、リップル成分
低減手段で平滑用コンデンサの両端に生じる出力電圧の
リップルを低減させ、更に、す７ブルを低減した出力電
圧と予め設定した波形とを比較して、該波形の電圧の方
が大きい場合は、ＰＷＭ制御回路によりチョッパーのス
イッチング素子のオン時間を制御してチョッパーの入力
電流波形を商用電源の電圧波形に近付けるようにしたこ
とを特徴とするむのである。
（実施例１）
以下、本発明の実施例を図面により説明する。
第１図は本発明の基本的な構成を示すブロック図であり
、出力側のコンデンサＣ３の両端の出力電圧Ｖｔ）Ｃを
検出し、この出力電圧ＶＯＣのリップル成分をリップル
成分低減手段４により除去ないし低減するようにしてい
る。コンデンサＣ３の両端の出力電圧Ｖ ｒ＋ｃと予め
設定した基準電圧との差を増幅した増幅出力と、発振器
ＯＳＣの三角波と比較し、その出力でもって、商用型［
ＡＣの半サイクル内で一定の電圧値をＰＷＭ制御回路２
に与え、パルス幅変調によりチョッパ−１のスイッチン
グ素子であるトランジスタＱ１の駆動時間を決定させる
ようにしたものである。尚、過電圧検出回路５は後述す
るように所謂オーバーシュートに対処するためのもので
ある。
、出力側のコンデンサＣ３の両端の出力電圧Ｖｔ）Ｃを
検出し、この出力電圧ＶＯＣのリップル成分をリップル
成分低減手段４により除去ないし低減するようにしてい
る。コンデンサＣ３の両端の出力電圧Ｖ ｒ＋ｃと予め
設定した基準電圧との差を増幅した増幅出力と、発振器
ＯＳＣの三角波と比較し、その出力でもって、商用型［
ＡＣの半サイクル内で一定の電圧値をＰＷＭ制御回路２
に与え、パルス幅変調によりチョッパ−１のスイッチン
グ素子であるトランジスタＱ１の駆動時間を決定させる
ようにしたものである。尚、過電圧検出回路５は後述す
るように所謂オーバーシュートに対処するためのもので
ある。
以下具体的に説明する。第２図は第１実施例を示し、チ
ョッパ−１の出力電圧Ｖ ｏｃを抵抗Ｒ１゜Ｒ４で検出
し、この検出した電圧と、抵抗Ｒ５〜Ｒ２を外付けした
増幅器＾ＨＰにより基準電圧Ｖｒと比較して、その差を
増幅する。そして、増幅４八〇Ｐの出力と発振器Ｏ８Ｃ
の三角波とを比較器ＣＭＰ、で比較し、三角波が大きい
ときはドライブ回路３を介してトランジスタＱ１を駆動
する。ここで、平滑用コンデンサＣＩは実際に負荷に対
して必要な容量よりもはるかに大きな値とし、出力電圧
ＶＤＣのリップル成分が極力少なくなるようにし、リッ
プルによる誤差を少な（′シている。つまり、＋１個の
コンデンサＣを用いており、このｎ個のコンデンサＣが
リップル成分低減手段４を構成する。
ョッパ−１の出力電圧Ｖ ｏｃを抵抗Ｒ１゜Ｒ４で検出
し、この検出した電圧と、抵抗Ｒ５〜Ｒ２を外付けした
増幅器＾ＨＰにより基準電圧Ｖｒと比較して、その差を
増幅する。そして、増幅４八〇Ｐの出力と発振器Ｏ８Ｃ
の三角波とを比較器ＣＭＰ、で比較し、三角波が大きい
ときはドライブ回路３を介してトランジスタＱ１を駆動
する。ここで、平滑用コンデンサＣＩは実際に負荷に対
して必要な容量よりもはるかに大きな値とし、出力電圧
ＶＤＣのリップル成分が極力少なくなるようにし、リッ
プルによる誤差を少な（′シている。つまり、＋１個の
コンデンサＣを用いており、このｎ個のコンデンサＣが
リップル成分低減手段４を構成する。
昇圧型と外陣圧型チジッパーの場合、ブリッジ整流器Ｄ
Ｂを流れる電流Ｉｃは である。尚、Ｖｓは商用電源ＡＣの電圧である。
Ｂを流れる電流Ｉｃは である。尚、Ｖｓは商用電源ＡＣの電圧である。
また、電流Ｉｃのピーク値ｌｃｐは、トランジスタＱ１
のオンの時間をｊａｎとすると次式のようになる。
のオンの時間をｊａｎとすると次式のようになる。
ここで、Ｖｓはｓｉｎ波であるから、Ｖｓ＝Ｖｍｓｉｎ
ωｔとすると、 となり、ｒｃｐはｓｉｎ波になる。ただし、トランジス
タＱ１にオンオフの１周期でインダクタンス素子りにエ
ネルギは残留していないこととする。すなわち、商用電
源ＡＣの電圧の半サイクル内で、ｊｏ＋＋を一定にすれ
ば、Ｉｃｐはｓｉｎ波となり、高入力力率、低入力電流
波形歪が達成できる。尚、この実施例のように、コンデ
ンサＣ３を例えば、８０Ｗ負荷なら、１００μＦ程度で
十分なところを、１０００μＦとか１ｏｏｏｏμＦにす
ることになり、非現実的ではある。
ωｔとすると、 となり、ｒｃｐはｓｉｎ波になる。ただし、トランジス
タＱ１にオンオフの１周期でインダクタンス素子りにエ
ネルギは残留していないこととする。すなわち、商用電
源ＡＣの電圧の半サイクル内で、ｊｏ＋＋を一定にすれ
ば、Ｉｃｐはｓｉｎ波となり、高入力力率、低入力電流
波形歪が達成できる。尚、この実施例のように、コンデ
ンサＣ３を例えば、８０Ｗ負荷なら、１００μＦ程度で
十分なところを、１０００μＦとか１ｏｏｏｏμＦにす
ることになり、非現実的ではある。
（実施例２）
第３図は第２天施例を示し、平滑用コンデンサＣ２の開
破を非現実的な程大きくせず、出力電圧ｖｎｃの検出を
実施例１では抵抗Ｒ，，Ｒ，の分圧だけであったものを
、更に、コンデンサＣ２を加え、検出電圧を十分長い時
定数で積分することにより、増幅器＾ＨＰ出力のリップ
ル成分を極力減らすようにしたものであり、このように
することで、簡単で現実的なものとなる。このコンデン
サＣ２でリップル成分低減手段４を構成してぃ゛る。
破を非現実的な程大きくせず、出力電圧ｖｎｃの検出を
実施例１では抵抗Ｒ，，Ｒ，の分圧だけであったものを
、更に、コンデンサＣ２を加え、検出電圧を十分長い時
定数で積分することにより、増幅器＾ＨＰ出力のリップ
ル成分を極力減らすようにしたものであり、このように
することで、簡単で現実的なものとなる。このコンデン
サＣ２でリップル成分低減手段４を構成してぃ゛る。
（実施例３）
第４図は第３実施例を示し、増幅４八ＨＰ、によって増
幅された出力電圧ＶＯＣのリップルを含む誤差を、４象
限アナログ乗算器１４（ＩＬと、積分器の増幅４八ＨＰ
、、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ，によって、２乗平均回路
６を枯成し、結果的に出力電圧■Ｄｃの実効値の２乗を
Ｐ Ｗ Ｍ ｉ制御回路２の比較信号とし、精度の高い
Ｐ Ｗ Ｍ ＩＩＩ １１ができるようにしたものであ
る。この時、積分器の時定数を決定するコンデンサＣり
、抵抗Ｒ１は電源の半周期に等しくすると良い。上記２
乗平均回路６でもりてリップル成分低減手段４を枯成し
、増幅４八ＨＰ、の出力を２乗することで、リップルに
よる誤差を少なくしている。
幅された出力電圧ＶＯＣのリップルを含む誤差を、４象
限アナログ乗算器１４（ＩＬと、積分器の増幅４八ＨＰ
、、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ，によって、２乗平均回路
６を枯成し、結果的に出力電圧■Ｄｃの実効値の２乗を
Ｐ Ｗ Ｍ ｉ制御回路２の比較信号とし、精度の高い
Ｐ Ｗ Ｍ ＩＩＩ １１ができるようにしたものであ
る。この時、積分器の時定数を決定するコンデンサＣり
、抵抗Ｒ１は電源の半周期に等しくすると良い。上記２
乗平均回路６でもりてリップル成分低減手段４を枯成し
、増幅４八ＨＰ、の出力を２乗することで、リップルに
よる誤差を少なくしている。
（実施例４）
第５図は第４実施例を示し、比較器ＣＭＰ、でチ１ツバ
−１の入力側の電圧つまり脈流と、基準電圧Ｖｒ３とを
比較し、Ｖ「、〉脈流の電圧のとき、比較ｉｃＭＰ、の
出力をＨレベルとし、この信号を利用したものである。
−１の入力側の電圧つまり脈流と、基準電圧Ｖｒ３とを
比較し、Ｖ「、〉脈流の電圧のとき、比較ｉｃＭＰ、の
出力をＨレベルとし、この信号を利用したものである。
上記基準電圧Ｖｒ３は、極力低くしておき、第６図（ａ
）（ｂ）に示すように脈流の零点付近で比較器ＣＭＰ、
の出力がＨレベルとなるようにする。比較器Ｃ１４Ｐ、
の出力がＨレベルになると、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１
の微分回路でトランジスタＱ２が一瞬オンし、このトラ
ンジスタＱ２のオン；こよりコンデンサＣｓの電荷が抜
けて、すぐにトランジスタＱ２はオフする。また、比較
器ＣＨＰ、の出力は所謂アナログスイッチＳＷに人力さ
れ、比較器ＣＭＰ、の出力がＨレベルのときアナログス
イッチＳＷは導通している。７すａグスイッチＳＷが導
通している閏に、出力電圧ＶｎＣのリップルを含む誤差
分を増幅４八ＨＰ、より増幅して出力し、コンデンサＣ
１の電位を決定する。比較器Ｃｌ４Ｐ 、の出力は、短
い時間で■７レベルとな゛るので、ＰＷＭ１１ＩＩＩｇ
４回路２は脈流の半周期の闇コンデンサＣ５の電位で動
作を決定する。従って、これら比較器ＣＨＰいアナログ
スイッチＳＷ１コンデンサ０５等でリフプル成分低減手
段４が構成され、出力電圧ＶＤＣのリップルによる誤差
を少なくしている。尚、増幅４八ＨＰ、はインピーダン
スを高めるだけのらので、必ずしも必要ではない、ポイ
ントは出力電圧ＶＯＣのリップルが入力の周期と等しい
ため、入力のある位相におけるリップルで出力電圧ＶＤ
Ｃ：を決定し得ることにある。
）（ｂ）に示すように脈流の零点付近で比較器ＣＭＰ、
の出力がＨレベルとなるようにする。比較器Ｃ１４Ｐ、
の出力がＨレベルになると、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１
の微分回路でトランジスタＱ２が一瞬オンし、このトラ
ンジスタＱ２のオン；こよりコンデンサＣｓの電荷が抜
けて、すぐにトランジスタＱ２はオフする。また、比較
器ＣＨＰ、の出力は所謂アナログスイッチＳＷに人力さ
れ、比較器ＣＭＰ、の出力がＨレベルのときアナログス
イッチＳＷは導通している。７すａグスイッチＳＷが導
通している閏に、出力電圧ＶｎＣのリップルを含む誤差
分を増幅４八ＨＰ、より増幅して出力し、コンデンサＣ
１の電位を決定する。比較器Ｃｌ４Ｐ 、の出力は、短
い時間で■７レベルとな゛るので、ＰＷＭ１１ＩＩＩｇ
４回路２は脈流の半周期の闇コンデンサＣ５の電位で動
作を決定する。従って、これら比較器ＣＨＰいアナログ
スイッチＳＷ１コンデンサ０５等でリフプル成分低減手
段４が構成され、出力電圧ＶＤＣのリップルによる誤差
を少なくしている。尚、増幅４八ＨＰ、はインピーダン
スを高めるだけのらので、必ずしも必要ではない、ポイ
ントは出力電圧ＶＯＣのリップルが入力の周期と等しい
ため、入力のある位相におけるリップルで出力電圧ＶＤ
Ｃ：を決定し得ることにある。
（実施例５）
ｔＩＳ７Ｕ！Ｕは第５実施例を示し、基本的なリップル
除去は実施例２と同じである。ところで、出力電圧ＶＤ
Ｃを検出する回路の時定数を大きくして行くと、入力電
流はどんどんｓｉｎ波に近付くが、負荷が過渡的に変化
したときなど、検出回路の応答が遅れるため、出力電圧
ＶＤＣが一瞬規定値以上になる所謂オーバーシュートが
発生する。例えば、負荷は急に無負荷状態になったよう
なときである。
除去は実施例２と同じである。ところで、出力電圧ＶＤ
Ｃを検出する回路の時定数を大きくして行くと、入力電
流はどんどんｓｉｎ波に近付くが、負荷が過渡的に変化
したときなど、検出回路の応答が遅れるため、出力電圧
ＶＤＣが一瞬規定値以上になる所謂オーバーシュートが
発生する。例えば、負荷は急に無負荷状態になったよう
なときである。
この関係を図示すると第８図のようになる。すなわち、
検出時定数を大きくすると、入力端子歪みは小さくなる
ものの、オーパーンニートが発生するものであり、入力
電流をｓｉｎ波に近付ければ、それだけオーバーシェー
ド電圧が高くなり、素子の耐量不足等の不具合も生じる
ことになる。
検出時定数を大きくすると、入力端子歪みは小さくなる
ものの、オーパーンニートが発生するものであり、入力
電流をｓｉｎ波に近付ければ、それだけオーバーシェー
ド電圧が高くなり、素子の耐量不足等の不具合も生じる
ことになる。
そこで、第７図に示すように、出力電圧ＶＯＣを抵抗Ｒ
，，，Ｒ口で分圧し、その分圧電圧と基準電圧Ｖｒ４と
を比較器ＣＭＰ ｓで比較し、出力電圧■ｎｃがある一
定値以上になると、トランジスタＱ１のドライブを、比
較器ＣＭＰ ｙ、ドライブ回路３を介して完全に停止す
るよう、にしているものである、つまり、分圧電圧＞Ｖ
ｒ４の関係になると比較器ＣＭＰ。
，，，Ｒ口で分圧し、その分圧電圧と基準電圧Ｖｒ４と
を比較器ＣＭＰ ｓで比較し、出力電圧■ｎｃがある一
定値以上になると、トランジスタＱ１のドライブを、比
較器ＣＭＰ ｙ、ドライブ回路３を介して完全に停止す
るよう、にしているものである、つまり、分圧電圧＞Ｖ
ｒ４の関係になると比較器ＣＭＰ。
の出力がＨレベルとなり、比較器Ｃｌ４Ｐ、の出力を常
にＬレベルとすることで、トランジスタＱ、を駆動しな
いようにしている。
にＬレベルとすることで、トランジスタＱ、を駆動しな
いようにしている。
１発明の効果１
本発明は上述のように、商用電°源を余波整流した風流
を電源とし、スイッチング素子、インダクタンス素子等
から構成される昇圧型ないしは昇降圧型のチｍ７パーを
形成し、該チョッパｒの直流出力電圧を、負荷との間に
接続された平滑用コンデンサに供給するようにした電源
装置において、上記コンデンサの両端の直流電圧のリッ
プル成分を低減するリップル成分低減手段と、リップル
成分低減手段を介して出力されたコンデンサの両端電圧
と予め設定した波形とを比較して該波形の電圧の方が大
きい場合に上記チョッパーのスイッチング素子のオン時
開を制御してチョッパーの入力電流波形を商用電源の電
圧波形に近付けるＰＷＭ制御回路とをｌｉｌしたもので
あるから、リップル成分低減手段で平滑用コンデンサの
両端に生じる出力電圧のリップルを低減させ、更に、リ
フプルを低減した出力電圧と予め設定した波形とを比較
して、該波形の電圧の方が大軽い場合は、ＰＷＭ制御回
路によりチジッパーのスイッチング素子のオン時間を制
御してチョッパーの入力電流波形を商用電源の電圧波形
に近付けるようにするものであり、このようにリップル
成分低減手段により出力電圧のリップル成分を低減させ
ることで、実際の出力電圧のリップルによる誤差を少な
くすることができ、従って、出力電圧と波形の電圧とを
比較した比較出力でＰＷＭ制御回路を制御してチッツパ
ーのスイッチング素子を駆動制御できるため、従来、入
力電圧、出力電圧、チａツバ−電流の３つを検出してい
たのと比べ、構成が簡単となり、しかも、高入力力率、
低入力電流歪を達成できる効果を奏するものである。
を電源とし、スイッチング素子、インダクタンス素子等
から構成される昇圧型ないしは昇降圧型のチｍ７パーを
形成し、該チョッパｒの直流出力電圧を、負荷との間に
接続された平滑用コンデンサに供給するようにした電源
装置において、上記コンデンサの両端の直流電圧のリッ
プル成分を低減するリップル成分低減手段と、リップル
成分低減手段を介して出力されたコンデンサの両端電圧
と予め設定した波形とを比較して該波形の電圧の方が大
きい場合に上記チョッパーのスイッチング素子のオン時
開を制御してチョッパーの入力電流波形を商用電源の電
圧波形に近付けるＰＷＭ制御回路とをｌｉｌしたもので
あるから、リップル成分低減手段で平滑用コンデンサの
両端に生じる出力電圧のリップルを低減させ、更に、リ
フプルを低減した出力電圧と予め設定した波形とを比較
して、該波形の電圧の方が大軽い場合は、ＰＷＭ制御回
路によりチジッパーのスイッチング素子のオン時間を制
御してチョッパーの入力電流波形を商用電源の電圧波形
に近付けるようにするものであり、このようにリップル
成分低減手段により出力電圧のリップル成分を低減させ
ることで、実際の出力電圧のリップルによる誤差を少な
くすることができ、従って、出力電圧と波形の電圧とを
比較した比較出力でＰＷＭ制御回路を制御してチッツパ
ーのスイッチング素子を駆動制御できるため、従来、入
力電圧、出力電圧、チａツバ−電流の３つを検出してい
たのと比べ、構成が簡単となり、しかも、高入力力率、
低入力電流歪を達成できる効果を奏するものである。
第１図は本発明の実施例のブロック図、第２図は同上の
ｔｊＳ１実施例の具体回路図、第３図は同上の第２実施
例の具体回路図、第４図は同上の第３実施例の具体回路
図、第５図は同上の第４実施例の具体回路図、第６図は
同上の動作波形図、第７図は同上の第５実施例の具体回
路図、第８図は同上の説明図、第９図は従来例の具体回
路図、第１０図は同上の動作波形図である。 １はチョッパー、２はＰＷＭ制御回路、４はリップル成
分低減手段、Ｃ３は平滑用コンデンサ、１６はインダク
タンス素子である。 代理人 弁理士 五 ［（艮 上 第１ 図 第２図 第４図 第６図 第７ｒｙＪ 第８図
ｔｊＳ１実施例の具体回路図、第３図は同上の第２実施
例の具体回路図、第４図は同上の第３実施例の具体回路
図、第５図は同上の第４実施例の具体回路図、第６図は
同上の動作波形図、第７図は同上の第５実施例の具体回
路図、第８図は同上の説明図、第９図は従来例の具体回
路図、第１０図は同上の動作波形図である。 １はチョッパー、２はＰＷＭ制御回路、４はリップル成
分低減手段、Ｃ３は平滑用コンデンサ、１６はインダク
タンス素子である。 代理人 弁理士 五 ［（艮 上 第１ 図 第２図 第４図 第６図 第７ｒｙＪ 第８図
Claims (4)
- （１）商用電源を全波整流した脈流を電源とし、スイッ
チング素子、インダクタンス素子等から構成される昇圧
型ないしは昇降圧型のチョッパーを形成し、該チョッパ
ーの直流出力電圧を、負荷との間に接続された平滑用コ
ンデンサに供給するようにした電源装置において、上記
コンデンサの両端の直流電圧のリップル成分を低減する
リップル成分低減手段と、リップル成分低減手段を介し
て出力されたコンデンサの両端電圧と予め設定した波形
とを比較して該波形の電圧の方が大きい場合に上記チョ
ッパーのスイッチング素子のオン時間を制御してチョッ
パーの入力電流波形を商用電源の電圧波形に近付けるＰ
ＷＭ制御回路とを具備して成る電源装置。 - （２）上記スイッチング素子のオフの間にインダクタン
ス素子のエネルギ蓄積が無くなるようにしたことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の電源装置。 - （３）脈流の一定位相におけるリップルの瞬時値を入力
電源の半周期の間ホールドして、ＰＷＭ制御回路の制御
電圧としたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の電源装置。 - （４）上記コンデンサの両端電圧が規定値を越えると、
スイッチング素子をオフする手段を設けたことを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29824286A JPS63154064A (ja) | 1986-12-15 | 1986-12-15 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29824286A JPS63154064A (ja) | 1986-12-15 | 1986-12-15 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63154064A true JPS63154064A (ja) | 1988-06-27 |
Family
ID=17857074
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29824286A Pending JPS63154064A (ja) | 1986-12-15 | 1986-12-15 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63154064A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02106171A (ja) * | 1988-10-14 | 1990-04-18 | Sanken Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
| JPH02106170A (ja) * | 1988-10-14 | 1990-04-18 | Sanken Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
| JPH02280669A (ja) * | 1989-04-21 | 1990-11-16 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | 電源装置 |
| JPH05146153A (ja) * | 1991-11-22 | 1993-06-11 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | 電源装置 |
| JPH0654536A (ja) * | 1992-07-28 | 1994-02-25 | Fujitsu Denso Ltd | 力率改善回路 |
| JPH06197525A (ja) * | 1992-12-22 | 1994-07-15 | Yahata Denki Seisakusho:Kk | 電力制御装置 |
| WO1997003494A1 (en) * | 1995-07-11 | 1997-01-30 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Converter circuit to which sine wave is inputted |
-
1986
- 1986-12-15 JP JP29824286A patent/JPS63154064A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02106171A (ja) * | 1988-10-14 | 1990-04-18 | Sanken Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
| JPH02106170A (ja) * | 1988-10-14 | 1990-04-18 | Sanken Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
| JPH02280669A (ja) * | 1989-04-21 | 1990-11-16 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | 電源装置 |
| JPH05146153A (ja) * | 1991-11-22 | 1993-06-11 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | 電源装置 |
| JPH0654536A (ja) * | 1992-07-28 | 1994-02-25 | Fujitsu Denso Ltd | 力率改善回路 |
| JPH06197525A (ja) * | 1992-12-22 | 1994-07-15 | Yahata Denki Seisakusho:Kk | 電力制御装置 |
| WO1997003494A1 (en) * | 1995-07-11 | 1997-01-30 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Converter circuit to which sine wave is inputted |
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