JPS6323509B2 - - Google Patents
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- JPS6323509B2 JPS6323509B2 JP53130331A JP13033178A JPS6323509B2 JP S6323509 B2 JPS6323509 B2 JP S6323509B2 JP 53130331 A JP53130331 A JP 53130331A JP 13033178 A JP13033178 A JP 13033178A JP S6323509 B2 JPS6323509 B2 JP S6323509B2
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- Japan
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- power source
- magnetoresistive element
- frequency
- voltage divider
- voltage
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- Amplitude Modulation (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は磁気抵抗素子を用いた磁電変換回路に
関する。
関する。
一般に、磁気抵抗素子は、高移動度の半導体を
素材として作られるため大きな温度依存性を持つ
ており、温度補償をしない限り、広い温度範囲に
亙つて安定して使用することは出来ない。
素材として作られるため大きな温度依存性を持つ
ており、温度補償をしない限り、広い温度範囲に
亙つて安定して使用することは出来ない。
磁気抵抗素子の温度補償としては、通常第１図
に示すように、定電圧直流電源Ｅの両端に一対の
磁気抵抗素子RH1，RH2を直列に接続し磁気抵
抗素子RH1，RH2間に出力端子OUTを設け、磁
気抵抗素子RH1，RH2に交互に作用する磁束密
度変化を電気信号として取出すものがある。
に示すように、定電圧直流電源Ｅの両端に一対の
磁気抵抗素子RH1，RH2を直列に接続し磁気抵
抗素子RH1，RH2間に出力端子OUTを設け、磁
気抵抗素子RH1，RH2に交互に作用する磁束密
度変化を電気信号として取出すものがある。
第１図の回路は、磁気抵抗素子RH1，RH2の
抵抗値の温度係数は有効に補償することが出来る
が、移動度が有する温度係数を除くことは出来な
い。従つて、温度の低い領域および高い領域にお
ける出力特性の悪化を補償し得ない。
抵抗値の温度係数は有効に補償することが出来る
が、移動度が有する温度係数を除くことは出来な
い。従つて、温度の低い領域および高い領域にお
ける出力特性の悪化を補償し得ない。
また、第１図の回路構成を使用するときには、
一対の磁気抵抗素子RH1，RH2の抵抗値に対す
る温度特性が極めて近似していないと補償誤差が
大きくなる欠点を備えている。
一対の磁気抵抗素子RH1，RH2の抵抗値に対す
る温度特性が極めて近似していないと補償誤差が
大きくなる欠点を備えている。
更にまた、磁気抵抗素子RH1，RH2の初期抵
抗値のバラツキとか、磁気抵抗素子RH1，RH2
に作用する磁束密度の非対称性によつても出力特
性が悪化する欠点がある。
抗値のバラツキとか、磁気抵抗素子RH1，RH2
に作用する磁束密度の非対称性によつても出力特
性が悪化する欠点がある。
本発明は上述の欠点に鑑みなされたもので、安
定した出力電圧を得ることが出来る磁気抵抗素子
を用いた磁電変換回路を提供するものである。
定した出力電圧を得ることが出来る磁気抵抗素子
を用いた磁電変換回路を提供するものである。
以下本発明の実施例を添付図面を参照して詳細
に説明する。
に説明する。
第２図は本発明の原理を示すもので、駆動電源
Sdは、一定振幅で高周波の周期性を有する電圧
例えば交流電圧或はパルス電圧を発生する。ま
た、この電圧には直流成分は重畳されていない。
磁気抵抗素子RH1，RH2は電源Sdの正電位ライ
ンL1と電源Sdの電気的中性点Lcの間に直列に接
続されている。また、高周波成分を通過させるフ
イルタ回路Cfが磁気抵抗素子RH1とRH2の接続
点Ｐと出力端子OUT1の間に接続されている。出
力端子OUT1からの出力は、電源Sdの負電位ライ
ンL2を基準にして負荷に与えられる。
Sdは、一定振幅で高周波の周期性を有する電圧
例えば交流電圧或はパルス電圧を発生する。ま
た、この電圧には直流成分は重畳されていない。
磁気抵抗素子RH1，RH2は電源Sdの正電位ライ
ンL1と電源Sdの電気的中性点Lcの間に直列に接
続されている。また、高周波成分を通過させるフ
イルタ回路Cfが磁気抵抗素子RH1とRH2の接続
点Ｐと出力端子OUT1の間に接続されている。出
力端子OUT1からの出力は、電源Sdの負電位ライ
ンL2を基準にして負荷に与えられる。
磁気抵抗素子RH1，RH2には、磁束密度が交
互に変化する磁界が加えられる。換言すれば、磁
気抵抗素子RH1，RH2の抵抗値が交互に変化し
て出力端子OUT1に出力電圧を発生している。
互に変化する磁界が加えられる。換言すれば、磁
気抵抗素子RH1，RH2の抵抗値が交互に変化し
て出力端子OUT1に出力電圧を発生している。
上述の回路に於て、磁気抵抗素子RH1，RH2
に高周波電流が流れ、また磁気抵抗素子RH1，
RH2に作用する磁束密度が相対的に変化すると、
接続点Ｐには磁気抵抗素子RH1，RH2によつて
抵抗分割された電圧Vpが発生する。
に高周波電流が流れ、また磁気抵抗素子RH1，
RH2に作用する磁束密度が相対的に変化すると、
接続点Ｐには磁気抵抗素子RH1，RH2によつて
抵抗分割された電圧Vpが発生する。
所で、磁気抵抗素子RH1，RH2は温度係数を
有するから接続点Ｐの電圧は温度によつて変動し
たものになる。磁気抵抗素子RH1，RH2の初期
抵抗値を温度係数を加味してＲ（０）e-〓Tとし、
磁気抵抗素子RH2に作用する磁束密度をdB増大
させたときの抵抗値をＲ（dB）e-(〓+〓)Tとすると、
RH2にのみ磁界が加わつたものとして、接続点
Ｐの電圧Vpは次式で表わされる。
有するから接続点Ｐの電圧は温度によつて変動し
たものになる。磁気抵抗素子RH1，RH2の初期
抵抗値を温度係数を加味してＲ（０）e-〓Tとし、
磁気抵抗素子RH2に作用する磁束密度をdB増大
させたときの抵抗値をＲ（dB）e-(〓+〓)Tとすると、
RH2にのみ磁界が加わつたものとして、接続点
Ｐの電圧Vpは次式で表わされる。
Vp＝Ｒ（dB）e-(〓+〓)T／Ｒ（０）e-
〓T＋Ｒ（dB）e-(〓+〓)T・Vin ここで、上式からRH1，RH2の初期抵抗値の
温度係数−αTが等しいものとして、次式が得ら
れる。
〓T＋Ｒ（dB）e-(〓+〓)T・Vin ここで、上式からRH1，RH2の初期抵抗値の
温度係数−αTが等しいものとして、次式が得ら
れる。
Vp＝Ｒ（dB）e-〓T／Ｒ（０）＋Ｒ（dB）e-〓T・Vin
但し、αは無磁界時の磁気抵抗素子の温度係
数、γは磁気抵抗素子がdBの磁束密度を印加さ
れたとき示す移動度の温度係数、Ｔは温度、Vin
は磁気抵抗素子の直列回路両端に加えられる駆動
電圧である。
数、γは磁気抵抗素子がdBの磁束密度を印加さ
れたとき示す移動度の温度係数、Ｔは温度、Vin
は磁気抵抗素子の直列回路両端に加えられる駆動
電圧である。
一般に、磁気抵抗素子RH1，RH2の抵抗値が
磁束密度に対して２乗特性を示すことを利用し、
僅かの磁束密度変化で大きな出力電圧を得るよう
に、磁気抵抗素子RH1，RH2に常時一定の磁束
密度の磁気バイアスを与えて使用することが行な
われている。例えば、第３図に示すように、永久
磁石Ｍの磁極面に一対の磁気抵抗素子RH1，
RH2を貼着して使用される。
磁束密度に対して２乗特性を示すことを利用し、
僅かの磁束密度変化で大きな出力電圧を得るよう
に、磁気抵抗素子RH1，RH2に常時一定の磁束
密度の磁気バイアスを与えて使用することが行な
われている。例えば、第３図に示すように、永久
磁石Ｍの磁極面に一対の磁気抵抗素子RH1，
RH2を貼着して使用される。
この場合には、磁気抵抗素子RH1とRH2に磁
気バイアスが加わり、磁気抵抗素子の抵抗値は移
動度の温度係数βの影響を受けて初期磁気抵抗値
はＲ(B)e-(〓+〓)Tとなる。従つて、磁気抵抗素子
RH1，RH2が磁気バイアスを与えられたときは、
(1)式は次式のようになる。
気バイアスが加わり、磁気抵抗素子の抵抗値は移
動度の温度係数βの影響を受けて初期磁気抵抗値
はＲ(B)e-(〓+〓)Tとなる。従つて、磁気抵抗素子
RH1，RH2が磁気バイアスを与えられたときは、
(1)式は次式のようになる。
Vp＝Ｒ（Ｂ＋dB）e-(〓+〓+〓)T／Ｒ(B)e-
(〓+〓)T＋Ｒ（Ｂ＋dB）e-(〓+〓+〓)T・Vin ここで、磁気抵抗素子RH1，RH2は磁気バイ
アスが均等に加えられ、またRH2にのみ更に磁
界成分dBが与えられると、 Vp＝Ｒ（Ｂ＋dB）e-〓T／Ｒ(B)＋Ｒ（Ｂ＋dB）e-〓T(2) 無磁界時の出力電圧1/2vinは温度変化により変
るので、温度ＴがAcosωtの周期性を持つて変化
したと仮定すると、 Ｒ（Ｂ＋dB）e-〓T／Ｒ（Ｂ）＋Ｒ（Ｂ＋dB）e-〓T
∝Acosωt また、VinをBcosφtの高周波電圧とすると、 Vin∝Bcosφt 接続点Ｐに現われる電圧は駆動電圧と磁気抵抗
素子の温度ドリフトの掛算として表わされるの
で、次のようになる。
(〓+〓)T＋Ｒ（Ｂ＋dB）e-(〓+〓+〓)T・Vin ここで、磁気抵抗素子RH1，RH2は磁気バイ
アスが均等に加えられ、またRH2にのみ更に磁
界成分dBが与えられると、 Vp＝Ｒ（Ｂ＋dB）e-〓T／Ｒ(B)＋Ｒ（Ｂ＋dB）e-〓T(2) 無磁界時の出力電圧1/2vinは温度変化により変
るので、温度ＴがAcosωtの周期性を持つて変化
したと仮定すると、 Ｒ（Ｂ＋dB）e-〓T／Ｒ（Ｂ）＋Ｒ（Ｂ＋dB）e-〓T
∝Acosωt また、VinをBcosφtの高周波電圧とすると、 Vin∝Bcosφt 接続点Ｐに現われる電圧は駆動電圧と磁気抵抗
素子の温度ドリフトの掛算として表わされるの
で、次のようになる。
Vp∝Ｂ（１＋Kcosωt）cosφt＝KB／２｛cos（φ＋ω）
ｔ＋cos（φ−ω）ｔ｝＋Bcosφt(3) ただし、Ｋは変調度、Ｂは定数である。
ｔ＋cos（φ−ω）ｔ｝＋Bcosφt(3) ただし、Ｋは変調度、Ｂは定数である。
(3)式はVinの周波を搬送波とし、温度の変化を
信号波とした振幅変調を意味している。従つて、
周波数スペクトルは、第４図に示すように、信号
波の周波数ω／2πに対し接続点Ｐの電圧Vpは搬送波 によつて高い周波数となつている。
信号波とした振幅変調を意味している。従つて、
周波数スペクトルは、第４図に示すように、信号
波の周波数ω／2πに対し接続点Ｐの電圧Vpは搬送波 によつて高い周波数となつている。
第２図に於けるフイルタ回路Cfはハイパスフ
イルタを構成するから、搬送波の周波数φ／2πとそ のサイドバンドφ＋ω／2π、φ−ω／2πは通過するが
、 信号波の周波数ω／2πの通過を阻止する。フイルタ 回路Cfを通過した信号には高周波の搬搬送波が
含まれているが、負荷がこのような出力を処理で
きる場合はそのまま与えられる。負荷が搬送波成
分を必要としないときは、図示しない復調回路で
出力のエンベローブを取出し、換言すれば本来の
磁界の変化による磁電変換出力を負荷に与える。
この出力電圧からは温度による変化分が除かれて
いる。
イルタを構成するから、搬送波の周波数φ／2πとそ のサイドバンドφ＋ω／2π、φ−ω／2πは通過するが
、 信号波の周波数ω／2πの通過を阻止する。フイルタ 回路Cfを通過した信号には高周波の搬搬送波が
含まれているが、負荷がこのような出力を処理で
きる場合はそのまま与えられる。負荷が搬送波成
分を必要としないときは、図示しない復調回路で
出力のエンベローブを取出し、換言すれば本来の
磁界の変化による磁電変換出力を負荷に与える。
この出力電圧からは温度による変化分が除かれて
いる。
第２図の基本的回路構成によつて磁気抵抗素子
RH1，RH2からの出力電圧は温度補償され、例
えば、−30℃から100℃の温度範囲で安定したもの
になる。
RH1，RH2からの出力電圧は温度補償され、例
えば、−30℃から100℃の温度範囲で安定したもの
になる。
上記の原理を回転センサのような磁気抵抗素子
RH1，RH2を通る磁束の密度が交互に且つ周期
的に変化する場合に適用すると、磁束密度の変化
をDcosptと表わせば、第２図の接続点Ｐの電圧
Vpは次式のようになる。
RH1，RH2を通る磁束の密度が交互に且つ周期
的に変化する場合に適用すると、磁束密度の変化
をDcosptと表わせば、第２図の接続点Ｐの電圧
Vpは次式のようになる。
Vp∝Ｂ（１＋Kcosωt＋Kcospt）cosφt＝Bcosφt＋KB／
２｛cos（φ＋ω）ｔ＋cos（φ−ω）ｔ｝ ＋K′B／２｛cos（φ＋ｐ）ｔ＋cos（φ−ｐ）ｔ｝ ただし、K′は変調度である。
２｛cos（φ＋ω）ｔ＋cos（φ−ω）ｔ｝ ＋K′B／２｛cos（φ＋ｐ）ｔ＋cos（φ−ｐ）ｔ｝ ただし、K′は変調度である。
通常、Ｐ／2π、ω／2π≪φ／2π、ω＋φ／2π、ω
−φ／2π であるから、磁束密度の周期的変化もコンデンサ
Cfで除かれ、出力電圧VoutはＰ／2πの周波数を含ま ないものとなる。
−φ／2π であるから、磁束密度の周期的変化もコンデンサ
Cfで除かれ、出力電圧VoutはＰ／2πの周波数を含ま ないものとなる。
以上から本発明の磁電変換回路によると、信号
源の周波数を高く定めておけば、磁気抵抗素子の
出力電圧を変動させる低周波のノイズは全て除去
されることになる。
源の周波数を高く定めておけば、磁気抵抗素子の
出力電圧を変動させる低周波のノイズは全て除去
されることになる。
第２図の出力端子OUT1に現われる電圧は、第
５図に示すように、搬送波を中心とした周波数振
動であるが、その振幅は磁気抵抗素子RH1を通
る磁束の密度が磁気抵抗素子RH2より大きいと
きはａの範囲のように小さく、逆に磁気抵抗素子
RH2の抵抗値が磁束密度の変化によつて素子
RH1より大きくなると、その振幅はｂの範囲の
ように大きくなる。
５図に示すように、搬送波を中心とした周波数振
動であるが、その振幅は磁気抵抗素子RH1を通
る磁束の密度が磁気抵抗素子RH2より大きいと
きはａの範囲のように小さく、逆に磁気抵抗素子
RH2の抵抗値が磁束密度の変化によつて素子
RH1より大きくなると、その振幅はｂの範囲の
ように大きくなる。
このような高周波成分で負荷を動作させること
が難しいときは、出力電圧を検波回路を通して第
５図に示す変調波のエンベロープで現わされる低
周波信号波に復調し、負荷に与える。
が難しいときは、出力電圧を検波回路を通して第
５図に示す変調波のエンベロープで現わされる低
周波信号波に復調し、負荷に与える。
なお、磁気抵抗素子RH1，RH2の何れか一方
は場合によつて普通の抵抗に置換してもよい。
は場合によつて普通の抵抗に置換してもよい。
第６図は駆動電源Sdを具体的に示したもので、
NPN型の増幅トランジスタTrのベースには、周
期性を有する信号源Sc、例えば比較的高い周波
数を有する交流信号源或はパルス信号源が接続さ
れている。トランジスタTrのコレクタは正負の
電圧を発生する定電圧直流電源Ｅの正電圧ライン
へ接続され、一方エミツタはエミツタ抵抗Reを
通して負電圧ラインへ接続されている。正負電圧
ライン間は定電圧に維持されている。トランジス
タTrは図示しない手段によつてバイアスされて
おり、信号源の波形は増幅されてエミツタに現わ
れる。
NPN型の増幅トランジスタTrのベースには、周
期性を有する信号源Sc、例えば比較的高い周波
数を有する交流信号源或はパルス信号源が接続さ
れている。トランジスタTrのコレクタは正負の
電圧を発生する定電圧直流電源Ｅの正電圧ライン
へ接続され、一方エミツタはエミツタ抵抗Reを
通して負電圧ラインへ接続されている。正負電圧
ライン間は定電圧に維持されている。トランジス
タTrは図示しない手段によつてバイアスされて
おり、信号源の波形は増幅されてエミツタに現わ
れる。
トランジスタTrのエミツタには、直流カツト
用のコンデンサCdを介してブリーダ抵抗Rbが接
続され、その他端はアースされている。ブリーダ
抵抗Rbの両端には直列接続された一対の磁気抵
抗素子RH1，RH2が並列に接続され、また、２
つの素子RH1，RH2の接続点Ｐにはハイパスフ
イルタを構成するコンデンサCfを通して出力端
子OUT1が接続され、この端子には、検波回路
DEMを接続して変調された出力を検波し、低周
波出力電圧として第２の出力端OUT2に与えられ
る。出力端OUT2には負荷Rlが接続される。
用のコンデンサCdを介してブリーダ抵抗Rbが接
続され、その他端はアースされている。ブリーダ
抵抗Rbの両端には直列接続された一対の磁気抵
抗素子RH1，RH2が並列に接続され、また、２
つの素子RH1，RH2の接続点Ｐにはハイパスフ
イルタを構成するコンデンサCfを通して出力端
子OUT1が接続され、この端子には、検波回路
DEMを接続して変調された出力を検波し、低周
波出力電圧として第２の出力端OUT2に与えられ
る。出力端OUT2には負荷Rlが接続される。
上述の回路に於て、トランジスタTrのエミツ
タには直流成分に信号源からの周波数成分が重畳
された電流が流れて、また、エミツタホロワ接続
されたブリーダ抵抗Rbおよび磁気抵抗素子RH1，
RH2には、コンデンサCdによつて直流成分が除
かれた電流が流れている。この場合、コンデンサ
Cdのインピーダンスは、磁気抵抗素子RH1，
RH2の抵抗値の温度係数を除くため、素子RH1，
RH2の抵抗値が磁気的に変化してもブリーダ抵
抗Rdの両端電圧が定電圧を維持する値に選ばれ
る。定電圧の条件としては、コンデンサCdのイ
ンピーダンスを１／jωCd、磁気抵抗素子RH1，
RH2の初期抵抗値をＲ（０）e-〓Tとすると、、次式
が成立する。
タには直流成分に信号源からの周波数成分が重畳
された電流が流れて、また、エミツタホロワ接続
されたブリーダ抵抗Rbおよび磁気抵抗素子RH1，
RH2には、コンデンサCdによつて直流成分が除
かれた電流が流れている。この場合、コンデンサ
Cdのインピーダンスは、磁気抵抗素子RH1，
RH2の抵抗値の温度係数を除くため、素子RH1，
RH2の抵抗値が磁気的に変化してもブリーダ抵
抗Rdの両端電圧が定電圧を維持する値に選ばれ
る。定電圧の条件としては、コンデンサCdのイ
ンピーダンスを１／jωCd、磁気抵抗素子RH1，
RH2の初期抵抗値をＲ（０）e-〓Tとすると、、次式
が成立する。
１／jωCd＜2R（０）e-〓T (5)
また、ブリーダ抵抗Rdと磁気抵抗素子RH1，
RH2の間には、次の不等式が成立する。
RH2の間には、次の不等式が成立する。
Rd＜2R（０）e-〓T (6)
磁気抵抗素子RH1，RH2が磁気バイアスされ
たときには、(5)と(6)式は次のように変化する。
たときには、(5)と(6)式は次のように変化する。
１／jωCd＜2R(B)e-(〓+〓)T (7)
Rd＜2R(B)e-(〓+〓)T (8)
第７図は実際の回路例を示す。なお、第２図お
よび第６図と同じ部分には同じ符号を付し説明を
省略する。電源回路PWCは、10〜16ボルトの直
流電源E1の両端に抵抗R0を介してツエナーダイ
オードDzを接続して電圧安定化を計り、またダ
イオードDzの両端に直列接続された一対の抵抗
Ｒを一対のコンデンサＣの回路を並列に接続して
構成している。一対の抵抗ＲおよびコンデンサＣ
の接続点は共通接続された電気的中性点端子Ec
となる。
よび第６図と同じ部分には同じ符号を付し説明を
省略する。電源回路PWCは、10〜16ボルトの直
流電源E1の両端に抵抗R0を介してツエナーダイ
オードDzを接続して電圧安定化を計り、またダ
イオードDzの両端に直列接続された一対の抵抗
Ｒを一対のコンデンサＣの回路を並列に接続して
構成している。一対の抵抗ＲおよびコンデンサＣ
の接続点は共通接続された電気的中性点端子Ec
となる。
信号源Scは発振回路として構成されており、
演算増幅器A1の負の入力端子は発振レベル調整
用抵抗Rvを通して電源回路の中性点端子Ecに接
続されると共に帰還抵抗Rfを介して増幅器の出
力端子に接続されている。増幅器A1の正の入力
端子は位相用コンデンサCpを介して端子Ecに接
続されると共に直列接続された位相用抵抗Rpと
発振周波数決定用コンデンサC1を通して増幅器
の出力端子に接続されている。また、コンデンサ
C1は発振周波数決定用抵抗Ｒおよび温度特性補
償用ダイオードDtを介して端子Ecに接続されて
いる。
演算増幅器A1の負の入力端子は発振レベル調整
用抵抗Rvを通して電源回路の中性点端子Ecに接
続されると共に帰還抵抗Rfを介して増幅器の出
力端子に接続されている。増幅器A1の正の入力
端子は位相用コンデンサCpを介して端子Ecに接
続されると共に直列接続された位相用抵抗Rpと
発振周波数決定用コンデンサC1を通して増幅器
の出力端子に接続されている。また、コンデンサ
C1は発振周波数決定用抵抗Ｒおよび温度特性補
償用ダイオードDtを介して端子Ecに接続されて
いる。
この発振回路Scは、抵抗R1およびコンデンサ
C1によつて200KHz程度の周波数で発振し、この
信号はトランジスタTrのベースに入力する。な
お、帰還抵抗Rfと並列に負の温度係数を持つた
感温素子Rtを接続すれば、ダイオードDtは不用
になる。
C1によつて200KHz程度の周波数で発振し、この
信号はトランジスタTrのベースに入力する。な
お、帰還抵抗Rfと並列に負の温度係数を持つた
感温素子Rtを接続すれば、ダイオードDtは不用
になる。
ブリーダ抵抗Rbおよび磁気抵抗素子RH2のア
ース側は、電源回路PWCの中性点端子Ecに接続
されている。
ース側は、電源回路PWCの中性点端子Ecに接続
されている。
検波回路DEMは第１出力端子OUT1と第２出
力端子OUT2の間に接続される。演算増幅器A2の
負の入力端子は、出力端子OUT1に接続されると
共に帰還コンデンサCfおよび抵抗R3を介して増
幅器A2の出力端子OUT2に接続され、一方、正の
入力端子は順方向接続のダイオードＤを介して出
力端子OUT1に接続されると共に雑音防止用コン
デンサCnを通して電源Ｅの負極に接続されてい
る。また、ダイオードDZの両端には抵抗R1，R2
が直列に接続され、２つの抵抗の接続点は電気的
中性点電圧に定められると共にダイオードのカソ
ード側に接続されている。
力端子OUT2の間に接続される。演算増幅器A2の
負の入力端子は、出力端子OUT1に接続されると
共に帰還コンデンサCfおよび抵抗R3を介して増
幅器A2の出力端子OUT2に接続され、一方、正の
入力端子は順方向接続のダイオードＤを介して出
力端子OUT1に接続されると共に雑音防止用コン
デンサCnを通して電源Ｅの負極に接続されてい
る。また、ダイオードDZの両端には抵抗R1，R2
が直列に接続され、２つの抵抗の接続点は電気的
中性点電圧に定められると共にダイオードのカソ
ード側に接続されている。
上述の回路に於て、電源回路PWCは安定化さ
れ、また中性点端子Ecの電圧はツエナーダイオ
ードDzの両端電圧EZの1/2に定められている。
発振回路Scは一定周波数で且つ一定振幅の出力
を発生している。磁束密度の変化によつて交互に
その抵抗値を変える磁気抵抗素子RH1，RH2の
出力電圧は、中性点電圧Ez／２を基準にした変調波 形として出力端子OUT1に現われる。
れ、また中性点端子Ecの電圧はツエナーダイオ
ードDzの両端電圧EZの1/2に定められている。
発振回路Scは一定周波数で且つ一定振幅の出力
を発生している。磁束密度の変化によつて交互に
その抵抗値を変える磁気抵抗素子RH1，RH2の
出力電圧は、中性点電圧Ez／２を基準にした変調波 形として出力端子OUT1に現われる。
出力端子OUT1の第５図のような変調波形は、
ダイオードＤおよびコンデンサCnを通つて基準
電圧EZ／２より高い部分が除かれて第８図のように なり、演算増幅器A2に入力される。演算増幅器
A2の部分はローパスフイルターを構成するから
出力端子OUT2には第９図のような低周波成分の
みが現われる。
ダイオードＤおよびコンデンサCnを通つて基準
電圧EZ／２より高い部分が除かれて第８図のように なり、演算増幅器A2に入力される。演算増幅器
A2の部分はローパスフイルターを構成するから
出力端子OUT2には第９図のような低周波成分の
みが現われる。
この出力電圧からは磁気抵抗素子RH1，RH2
が持つている温度係数とかバラツキとか磁束密度
の非対称性による影響は除かれている。従つて通
常の波形成形回路を使用すれば、磁気抵抗素子
RH1，RH2に対する磁束密度の変化は、温度の
広い範囲に亙つて安定した波形として得られる。
が持つている温度係数とかバラツキとか磁束密度
の非対称性による影響は除かれている。従つて通
常の波形成形回路を使用すれば、磁気抵抗素子
RH1，RH2に対する磁束密度の変化は、温度の
広い範囲に亙つて安定した波形として得られる。
本発明は上述のように、温度変化を信号波とす
る振幅変調波出力を磁気抵抗素子の出力として得
ると共に、温度変化を示す低周波成分を除去する
構成であるから、温度変化の広い範囲に亙つて温
度補償された出力を得ることが出来る。
る振幅変調波出力を磁気抵抗素子の出力として得
ると共に、温度変化を示す低周波成分を除去する
構成であるから、温度変化の広い範囲に亙つて温
度補償された出力を得ることが出来る。
また、温度変化以外にも、対となる磁気抵抗素
子の初期抵抗値のバラツキ、例えば20％程度の差
や磁気抵抗素子に作用する磁束密度の非対称性、
磁気抵抗素子に加えられるバイアス磁束密度の非
対称性、更には回転センサ等の軸の偏心等によつ
て、磁気抵抗素子からの出力電圧は不安定になる
が、これらも低周波成分として除去することが出
来、出力は安定したものになる。
子の初期抵抗値のバラツキ、例えば20％程度の差
や磁気抵抗素子に作用する磁束密度の非対称性、
磁気抵抗素子に加えられるバイアス磁束密度の非
対称性、更には回転センサ等の軸の偏心等によつ
て、磁気抵抗素子からの出力電圧は不安定になる
が、これらも低周波成分として除去することが出
来、出力は安定したものになる。
第１図は従来の磁気抵抗素子を用いた磁電変換
回路図、第２図は本発明に係る磁気抵抗素子を用
いた磁電変換回路の原理を示す結線図、第３図は
磁気抵抗素子に磁気バイアスを与える実施例図、
第４図は本発明に係わる周波数スペクトル図、第
５図は出力電圧特性を悪化させる成分を除去した
後の第２図に於ける出力電圧波形図、第６図は本
発明回路を概略的に示す結線図、第７図は本発明
の実際の回路例を示す結線図、第８図は第７図に
於ける検波回路の中の波形図、第９図は第７図の
最終出力端子に於ける波形図である。 図中のSdは駆動源、Scは信号源、Trはトラン
ジスタ、Cd，Cfはコンデンサ、Rbはブリーダ抵
抗、RH1，RH2は磁気抵抗素子、Rlは負荷であ
る。
回路図、第２図は本発明に係る磁気抵抗素子を用
いた磁電変換回路の原理を示す結線図、第３図は
磁気抵抗素子に磁気バイアスを与える実施例図、
第４図は本発明に係わる周波数スペクトル図、第
５図は出力電圧特性を悪化させる成分を除去した
後の第２図に於ける出力電圧波形図、第６図は本
発明回路を概略的に示す結線図、第７図は本発明
の実際の回路例を示す結線図、第８図は第７図に
於ける検波回路の中の波形図、第９図は第７図の
最終出力端子に於ける波形図である。 図中のSdは駆動源、Scは信号源、Trはトラン
ジスタ、Cd，Cfはコンデンサ、Rbはブリーダ抵
抗、RH1，RH2は磁気抵抗素子、Rlは負荷であ
る。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 所定の周波数を有する高周波駆動電源と、該
電源の両端に接続した少なくとも１個の磁気抵抗
素子を設けてなる抵抗分圧回路と、該抵抗分圧回
路の分圧点に接続して前記磁気抵抗素子に印加さ
れる磁界の磁束密度の変化に伴つて前記抵抗分圧
回路から取出した分電圧を通すハイパスフイルタ
とを備え、該ハイパスフイルタは前記駆動電源の
周波数の側波帯の帯域は通過するがこれより低い
帯域にある信号波を阻止する構成としたことを特
徴とする磁電変換回路。 ２ 高周波駆動電源は、直流電源と、該電源の一
端にコレクタを接続すると共に他端にエミツタ抵
抗を介してエミツタを接続してなるトランジスタ
と、該トランジスタのベースと前記電源の中間電
圧基準点との間に接続した高周波信号源と、前記
トランジスタのエミツタに接続して直流成分を阻
止するコンデンサとから構成したことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の磁電変換回路。 ３ 高周波駆動電源は、抵抗分圧回路と並列接続
の分流抵抗を備えることを特徴とする特許請求の
範囲第２項記載の磁電変換回路。 ４ 抵抗分圧回路は、一対の磁気抵抗素子を直列
接続して構成したことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の磁電変換回路。 ５ 抵抗分圧回路は、磁気抵抗素子と固定抵抗を
直列接続して構成したことを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の磁電変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13033178A JPS5556706A (en) | 1978-10-23 | 1978-10-23 | Driving circuit for magnetic resistance element |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13033178A JPS5556706A (en) | 1978-10-23 | 1978-10-23 | Driving circuit for magnetic resistance element |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5556706A JPS5556706A (en) | 1980-04-25 |
| JPS6323509B2 true JPS6323509B2 (ja) | 1988-05-17 |
Family
ID=15031795
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13033178A Granted JPS5556706A (en) | 1978-10-23 | 1978-10-23 | Driving circuit for magnetic resistance element |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5556706A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56153187A (en) * | 1980-04-26 | 1981-11-27 | Shintoku Ind | Large diameter hume pipe |
| JPH0799387B2 (ja) * | 1987-08-01 | 1995-10-25 | シャープ株式会社 | セラミックス超電導磁気センサの駆動方式 |
-
1978
- 1978-10-23 JP JP13033178A patent/JPS5556706A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5556706A (en) | 1980-04-25 |
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