JPS6323591A - 交流電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的１ （産業上の利用分野） 本発明は、鉄鋼圧延機、水道ポンプあるいはトンネル排
気用ブロア等に利用される高速大容量の交流電動機駆動
装置に関する。

（従来の技術） 電動機は大きく分けて直流電動機と交流電動機がある。

前者はトルクリップルが小さく、制御性能に優れ取扱い
易いという利点があり、広い分野で利用されてきた。し
かしブラシや整流子の保守に手間がかかり、高速化や大
容量化に限度があるため、最近では交流可変速電動機に
置き換えられる傾向にある。

交流電動機の代表的なものは誘導電動機と同期電動機で
ある。その他にリラクタンスモータやヒステリシスモー
タ等があるが適用分野はかなり限られている。

同期電動機の逆起電力を利用してサイリスタインバータ
を自然転流させるものは無整流子電動機として、一般に
知られている。この無整流子電動機は自然転流であるた
め大容量化が容易で、制御性能も直流機に近似しており
、種々の分野に適用されてきている。しかし、界磁極を
必要とするため電動機本体が大きくなり、また、自然転
流の限界からの制約により過負荷耐量が小さい等の欠点
を有する。

誘導電動機、特にかご形誘導電動機はその構造が簡単で
、堅牢で取扱い易い利点を有する。反面、自動インバー
タが必要となり、当該変換器からの制約がある。

最近、トランジスタやゲートターンオフサイリスタ等の
自己消弧素子の大容量化が図られ、上記自励インバータ
に用いられるようになってきた。

特に、パルス幅変調制御（ＰＷＭ）インバータは、電動
機に正弦波電流を供給できるため、トルクリップルが小
さく、低騒音の交流可変速電動機を達成できる。また、
制御法としては、Ｖ／ｆ＝一定制御、すべり周波数制御
、あるいはベクトル制御等の技術が確立しており、直流
機なみの特性が得られることも知られている。

また、交流電源の電圧を利用して自然転流させる代表例
としてサイクロコンバータがある。このサイクロコンバ
ータは正弦波電流を電動機に供給することができ、自然
転流であるため大容量化が容易である等の利点を有する
。特に、最近では、受電端の入力力率を常に１に制御す
る無効電力補償形サイクロコンバータ（特公昭５９−１
４９８８号等）が注目を集めている。

（発明が解決しようとする問題点） 上記従来の交流電動機駆動装置は各々の長所を活かし、
種々の分野に利用されている。

しかしながら、人容屋で高速の電動機を駆動する装置と
なると、上記従来技術では容易に達成することができな
いのが現状である。

すなわち、サイクロコンバータは自然転流であるため、
大容量化が容易に図れるが、出力周波数が低く高速化が
図れない。また自励インバータはトランジスタやゲート
ターンオフサイリスタ等の自己消弧素子を必要とし、装
置が高価になるため大容量化が難しい等の問題がある。

また、無整流子電動機は自然転流であるため大容量化が
可能で、高速化も比較的容易であるが、電動機自体が複
雑で大形になり、かつ矩形波電流が電機子巻線に供給さ
れるため、トルクリップルが大きい等の問題がある。さ
らに始動時の転流問題や過度負荷耐量等にも問題が残る
。

一方、電動機の大容量化に伴ない、電源側に゛発生する
無効電力や高調波の影響も無視できなくなる。無効電力
の変動は電源系統電圧の変動をきたし、同一系統に接続
された電気機器に種々の悪影響を及ぼす。また高調波電
流はテレビやラジオあるいは通信線に誘導障害をひき起
こし、特に変換器によって発生する第３、第５、第７次
の高調波は除去しに（いものとしてきられれている。

無効電力補償形サイクロコンバータ（特公昭５９−１４
９８８号等）は受電端の入力力率を常に１に保持できる
電力変換器として上記無効電力の問題を解決する有力な
手段であるが、出力周波数に依存する高調波電流が入力
側に現われるため、その対策に苦慮しなければならない
。

さらに最近では、交直電力変換器とアクティブフィルタ
の機能を合わせもつ電力変換装置く特開昭５９−６１４
７５月等）も発表されており、前記自励インバータ＋誘
導電動機の装置と組合せた交流電動・機駆動装置が注目
されている。

この方式は入力電流が電源電圧と同相の正弦波に制御さ
れるため、高調波が少なく、入力力率を常に１に保持で
きる等の利点を有する反面、変換器はトランジスタやゲ
ートターンオフサイリスタ等の自己消弧素子で構成しな
ければならず、大容量化が難しく、経済性に難を持つ欠
点がある。

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、商用の
電源周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈ２）に−〇− 対して、交流電動ＩＩＩ（誘導電動機、同期電動機、リ
ラクタンスモータ等）にＯ〜数百８Ｚの正弦波電流を供
給し、かつ電源の入力力率が常に１で、高調波が少ない
高速大容量の交流電動機駆動装置を提供することを目的
とする。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 以上の目的を達成するために本発明は、交流電源と、該
交流電源に出力側端子を接続した第１の循環電流式サイ
クロコンバータと、当該第１のサイクロコンバータの入
力側端子に接続された進相コンデンサと、該進相コンデ
ンサに入力側端子を接続した第２の循環電流式サイクロ
コンバータと、当該第２のサイクロコンバータの出力側
端子に接続された交流電動機とから構成され、前記第１
のサイクロコンバータは前記進相コンデンサの電圧波高
値がほぼ一定値になるように前記交流電源から供給され
る電流を電源電圧と同相（入力力率＝１）の正弦波（高
調波成分が小さい）に制御し、かつ前記第２のサイクロ
コンバータは前記交流電動機に可変周波数（０〜数百Ｈ
ｚ）の正弦波電流を供給するように制御するようにした
ことを特徴とするものである。

（作　用） すなわち、第１の循環電流式サイクロコンバータは、交
流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈ２の一定周波数）と進相
コンデンサ（例えば５００Ｈ２の一定周波数）との間で
電力変換を行うもので、当該進相コンデンサに印加され
る電圧値がほぼ一定になるように、前配交流電源から供
給される電流を制御している。このとき該電源からの供
給電流が電源電圧と同相の正弦波になるように制御する
ことにより入力力率が常に１となり、高調波成分の少な
い電流とすることができる。

また、第２の循環電流式サイクロコンバータは前記進相
コンデンサと交流電動機との間で電力変換を行うもので
、進相コンデンサの周波数５００Ｈ７に対して、交流電
動機の電機子巻線には、０〜５００Ｈｚ程度の周波数の
正弦波電流を供給することができる。

このとき、進相コンデンサは２台のサイクロコンバータ
に対して進み無効電力源となるもので、その周波数（上
記５００Ｈｚ　）は、２台のサイクロコンバータの遅れ
無効電力と上記進相コンデンサの進み無効電力とが等し
くなるように決定される。逆に言えば、外部の正弦波発
振器（周波数５００１−１ｚ　）によりコンバータの位
相制御基準信号を与えることにより、当該発振器の周波
数及び位相に、前記進相コンデンサ電圧の周波数及び位
相が一致するように２台のサイクロコンバータの循環電
流が流れる。

このようにして確立した進相コンデンサ電圧により両サ
イクロコンバータは自然転流動作だけで電力変換を行う
ことができ、しかも交流電源の周波数５０Ｈ２（又は６
０Ｈ２）に対して交流電動機には０〜数百Ｈ２の正弦波
電流を供給することができる。

（実施例） 第１図は、本発明の交流電動機駆動装置の実施例を示す
構成図である。

図中、Ｒ，Ｓ、Ｔは３相交流電源の受電端子、ＣＣ−１
は第１の循環電流式サイクロコンバータ、ＣＡＰは高周
波進相コンデンサ、ＣＣ−２は第２の循環電流式サイク
ロコンバータ、Ｍは交流電動機（３相かご形誘導電動ｍ
＞である。

第１の循環電流式サイクロコンバータＣＣ−１は他励コ
ンバータＳＳ１．ＳＳ２　、ＳＳ３と直流リアクトルＬ
１．Ｌ２　、Ｌ９及び絶縁トランスＴＲ１とで構成され
ており、その出力側端子は交流リアクトルＬＳＲ，１５
５１Ｌｓｖを介して３相交流電源に接続されている。

また、第２の循環電流式サイクロコンバータＣＣ−２は
、他励コンバータ８８４．８８５　。

８８６と直流リアクトルＬ４　、Ｌｓ　、Ｌｓ及び絶縁
［・ランスＴＲ２とで構成されており、その出力側端子
は交流電動機Ｍに接続されている。

上記２台のサイクロコンバータの入力側端子は、高周波
進相コンデンサＣＡＰに接続されている。

また、制御回路として直流電流検出器０丁１〜ＣＴ６、
交流電圧検出器ＰＴｓ　、　ＰＴｃａｐ　、回転パルス
発生器ＰＧ、整流回路Ｄ、３相基準電圧発生器Ｏｓ　ｃ
　ｓ電圧制御回路ＡＶＲ，速度制御回路ＳＰＣ，電流制
御回路ＡＣＲＩ　、ＡＣＲ２、位相制御回路Ｐ　ＨＣ１
，Ｐ　ｌ−Ｉ　Ｃ２が用意されている。

第１のサイクロコンバーＣＣ−１はΔ結線された循環電
流式サイクロコンバータで、高周波進相コンデンサＣＡ
Ｐに印加される３相交流電圧Ｖａ。

Ｖｂ　、Ｖｃの波高値Ｖ　ｃａｐがほぼ一定になるよう
に、３相交流電源から供給される電流ＩＲ，Ｉｓ。

■Ｔを制御する。

また、Ｍ２のサイクロコンバータＣＣ−２は、やはりΔ
結線された循環電流式サイクロコンバータで、前記高周
波進相コンデンサＣＡＰを３相電圧源とし、誘導電動機
Ｍに可変電圧可変周波数の３相交流電力を供給する。

両サイクロコンバータＣＣ−１，ＣＧ−２の位相制御に
は外部発振器Ｏｓｃからの３相基準電圧ｅａ、ｅｂ、ｅ
ｅの信号を用いており、上記進相コンデンサＣＡＰの電
圧Ｖａ、Ｖｂ、ｖｃの周波数と位相は当該基準電圧２ａ
、ｅｂ、２ｃの周波数と位相に一致する。

以下、その詳細な動作説明を行う。

まず、進相コンデンサＣＡＰの電圧Ｖａ　、　Ｖｂ　。

Ｖ、０を確立させるための起動動作を説明する。

説明を簡単にするため、起動時、第２のサイクロコンバ
ータはゲートオフしておく。

第２図は３相交流電源の電圧波形を示すもので、次式の
ように表わせる。

ＶＲ＝　Ｖｓｍ−ｓｉｎ　ω５　ｔ　　　　　　　　−
（１）ＶＳ　＝Ｖｓｍ−ｓｉｎ　　（ωｓｔ　−２π／
　３　）　・（２ｉＶＴ　＝ｖｓｔｎ−ｓｉｎ　　（ω
ｓ　ｔ　＋２π／３）−１３）ここでＶｓｍは電源電圧
波高値、ωｓ＝２πｆｓは電源角周波数である。

当該電源の周波数ｆｓ　（５０Ｈｚあるいは６０ト１ｚ
　）に対して、サイクロコンバータＣＣ−１の入力側（
進相コンデンサ側）の周波数ｆｃが十分高いものとすれ
ば、ある微少時間の間、上記電源電圧ＶＲ，ＶＳ、ＶＴ
を直流電圧に置き換えることができる。

第２図のＩの区間と■の区間では各コンバータに印加さ
れる電圧極性が異なるが、ここでは工の区間を例にとっ
て起動動作を説明する。

第３図は第２図の工の区間にサイクロコンバータＣＣ−
１に印加される電源電圧の極性を表わしたものである。

コンバータＳＳ１及びＳＳ２には逆電圧が印加されるた
め点弧パルスを与えてもオンしない。従って、コンバー
タ８８３を介して進相コンデンサＣＡＰが充電される。

第４図はコンバータ８８３に順電圧ＶＲＴが印加された
ときの等両回路を表わすもので、サイリスタＳ１とＳ５
に点弧パルスが入った場合を示す。

充電電流ＩＲは電源ＶＲＴ十→サイリスタＳ５→コンデ
ンサＣａｂ→サイリスタＳ１→リアクトルＬｓ→電源Ｖ
ＲＴ−の経路と、電源ＶＲＴ十→サイリスタＳｓ→コン
デンサＣｂｃ→コンデンサＣｃａ→サイリスタＳ１→リ
アクトルＬｓ→電源ＶＲＴ−の経路に流れる。この結果
、コンデンサＣａｂには電源電圧ＶＲＴが充電され、コ
ンデンサＣｂｃ、　ＣｃａにはＶＲＴ／２の電圧が印加
される。

第５図はコンバータＳＳ３のサイリスタＳ１〜Ｓ６の点
弧モードを示すもので、第１図の３相基準電圧発生器Ｏ
５Ｃからの信号に同期して点弧パルスが与えられる。第
４図のモードの後はサイリスタＳ６に点弧パルスが与え
られる。すると、コンデンサＣｂＣに充電された電圧に
よってサイリスタＳ５に逆バイアス電圧が印加され、Ａ
５はオフする。すなわち、起動時には進相コンデンサＣ
ＡＰは転流コンデンサの役目をはたす。サイリスタＳ１
と８６がオンすると、コンデンサＣａｂ、　ＣｂＣ。

ＣＣａに印加される電圧も変化する。

第６図は、第５図のモードで点弧されたときの第４図の
ａ、ｂ端子間の電圧ｖ　ａ−ｂと相電圧Ｖａの波形を表
わす。電圧Ｖ　ａ−ｂはリアクト、ルＬｓを介して充電
されるため、破線の如く徐々に立上る。

その時間を２６とした場合、Ｖ　ａ−ｂの基本波成分は
δだけ遅れる。相電圧Ｖａは線間電圧Ｖ　ａ−ｂに対し
て（π／６）ラジアンだけ位相が遅れる。

第５図の点弧モードと相電圧Ｖａを比較するとわかるよ
うに起動時の位相制御角α３はα３−π−δ〈ラジアン
）　・・・（４）となっている。δはあまり大きくない
ので近似的にはα３：１８０’で運転されていることに
なる。

このときのインバータ８８３の出力電圧Ｖ９はｙ３　＝
ｋ　−Ｖｃａｐ　−ｃｏｓ　ａ３　−（５）となってい
る。ただし、ｋは比例定数、Ｖ　ｃａｐはコンデンサの
相電圧波高値とする。

当該出力電圧−■３が電源電圧ＶＲＴとつり合っている
。しかしこのままでは進相コンデンサＣＡＰには当該電
源電圧ＶＲＴ以上の電圧は充電されない。

そこで、点弧位相角α３を９０°の方向に少しずらして
やる。すると、（５）式で示される出力電圧Ｖ３が減少
し、ＶＲＴ＞　　Ｖｓとなる。この結果、充電電流ＴＲ
が増大し、コンデンサ電圧Ｖ　ｃａｐを増大さぜ、ＶＲ
Ｔ＝　　ＶＢとなって落ちつく。このとき、ＩＲは零と
なっている。ざらにＶｃａｐを増大させたいときは、α
３をさらに９０″の方向にずらし、出力電圧Ｖ３を減少
させることにより達成できる。α３　＝９０’ではＶａ
　＝ＯＶとなり、理論的には電源電圧ＶＲＴがごくわず
かな値でもコンデンサ電圧Ｖ　ｃａｐを大きな値に充電
することができる。しかし、実際には、回路損失がある
ため、その分の電力供給は必要不可欠なものとなる。

このようにして進相コンデンサＣＡＰの電圧ｙ　ｃａｐ
を任意の値に充電することができる。

第２図の■の区間では、コンバータＳＳ＋　とＳＳ３に
順電圧が印加される。この場合には、２台のコンバータ
を介して進相コンデンサＣＡＰに充電されることになる
が、各コンバータの出力電圧は次式を満足するように制
御される。

Ｖ１＝ｋ　−Ｖｃａｐ　−ｃｏｓα１　＝　　Ｖｓ　Ｒ
＝１６）Ｖａ　　−ｋ　　−Ｖｃａｐ　　−ｃｏｓ　　
ｃＲ３−−ＶＲＴ　　・＝（７）なお、ｃｏｓαｓ　＞
　（ＶＳＲ／ＶＲＴ　）　・ｃｏｓα３とした場合、Ｖ
ｓＲ＜−Ｖｔとなり、コンバータＳＳ！を介して充電す
ることはできず、コンバータＳＳ３を介して充電される
ことになる。

逆に、　ｃｏｓαｔ　＜　（Ｖｓ　Ｒ／ＶＲＴ　）　・
ｃｏｓαヨとすることにより、コンバータ８８１からの
み充電させることもできる。

第２図の別の区間でも同様に進相コンデンサＣＡＰの電
圧を確立させることができる。

このようにして確立された進相コンデンサＣＡＰの電圧
ｙａ　＋’　Ｖｂ　、ｙｃが第１図の位相制御回路ＰＨ
０１に与えられる３相基準電圧２ａ　、　ｅｂ　。

ｅＣの周波数と位相に一致することを説明する。

（１）弐〜（３）式で示される３相電源電圧Ｖ　ＲＩ　
Ｖ　ｓ　＊ＶＴが与えられた場合、電源電流１’ＲＩＩ
ＳＩＩＴが零の平衡状態では各コンバータの出力電圧Ｖ
ｉ　、Ｖ２　、Ｖ：ｌは次式のようになる。

Ｖｌ　＝ＶＳ　−ＶＲ・・・（９） Ｖ２　＝ＶＴ　−ＶＳ’　　　＝・（１０）ＶＢ　＝Ｖ
Ｒ−ＶＴ　　　・・・（１１）例エバ、’１４２図１７
）ｔ　１　（Ｄ点ｒＧ；ｔＶｉ”−ＶＢ、Ｖ２＝Ｏとな
る。このときの各コンバータの位相制御角を、α１＝４
５°、α２　＝９０’　、α３−１３５”として説明す
る。

第７図は上記条件における位相制御基準信号２ａ、ｅｂ
、ｅｃと、各コンバータの点弧パルス信号の関係を表わ
す。

基準信号ｅａ、２ｂ、ｅｃは外部発振器Ｏｓｃから与え
られるもので、次式のように表わせる。

ｅａ　＝ｓｉｎ　　（ω。−１）　　　　　　−・・（
１２）ｅｂ　＝ｓｉｎ　　（ω。−ｔ−２π／３）−（
１３）ｅＣ＝ｓｔｎ　　（（／Ｊｃ　−ｔ　＋２π／３
　）　・（１４）ここで、ω。−２π・ｆ、は高周波の
角周波数で例えばｆ。′−５００Ｈｚ程度に選ばれる。

進相コンデンサＣＡＰの相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが上記
基準電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃの周波数と位相が一致してい
る場合、各コンバータの出力電圧は次のようになる。

Ｖ１＝ｋ　−Ｖｃａｐ　−ｃｏｓα１−　（１５）Ｖ２
　＝ｋ　φＶＣａｌｌ　−〇Ｏ８α２−　（１６）ＶＢ
　＝ｋ　赤Ｖｃａｐ　−ｃｏｓ　ａ３−、（１７）故に
、Ｖ！十Ｖ２　＋Ｖ’３　＝Ｏとなり、サイクロコンバ
ータＣＣ−１の循環電流の増減はない。

この状態から仮にコンデンサ電圧の周波数が低くなり、
破線のようにＶａ’　、　Ｖｂ’　ｌ’　ＶＣ’　とな
った場合を考える。

コンバータ８８１の点弧位相角は０里からα１′に、ま
たＳＳ２の点弧位相角はα２からα２′に、さらにＳＳ
ａの点弧位相角はα３からα３′に変化する。この結果
、Ｖｌ　＋Ｖ２　＋Ｖ３〉０となり、サイクロコンバー
タＣＣ−１の循環電流を増大させる。当該循環電流は進
相コンデンサＣＡＰ側から見たサイクロコンバータＣＣ
−１の入力側の遅れ無効電力となる。

第８図はサイクロコンバータの入力側の１相分の等価回
路を表わしたもので、サイクロコンバータＣＣ−１は遅
れ電流を可変とするインダクタンスＬ。０に置き換えら
れる。この回路の共振周波数ｆ　ｃａｐは、 （ｃａｐ＝１／＜２πｒ口「７τで下ａ１１　＞−（１
８）となる。

循環電流が増大することは等価インダクタンスＬＣＣが
減少することに等しく、上記周波数ｆｃａｐは増大し、
Ｖａ’　、　■ｂ’　、　Ｖｃ’　の周波数ｆｃａｐハ
基準電圧ｅａ、２ｂ、２ｃの周波数ｆｃに近づく。

同様に（ｃａｐ＞ｆｃとなった場合には、循環電流が減
少し、ＬＣＣが大きくなってやはり、Ｚｃａｐ−１ｃと
なって落ち着く。

進相コンデンサＣＡＰの電圧の位相が基準電圧の位相よ
り遅れた場合には上記ｆｃａｐ＜ｆｃとなったときと同
様に循環電流が増加し、進相コンデンサＣＡＰの電圧位
相を進める。逆に進相コンデンサＣＡＰの電圧位相が基
準電圧より進んだ場合には、上記ｆｃａｐ＞（ｃとなっ
たときと同様に循環電流が減少し、進相コンデンサＣＡ
Ｐの電圧位相を遅らせる。このようにして進相コンデン
サＣＡＰ（７）電圧Ｖａ　、Ｖｂ　、Ｖｃは基準電圧ｅ
ａ、　ｅｂ。

ｅＣと同一周波数、同位相となるように循環電流の大き
さが自動的に調整される。当該コンデンサ電圧Ｖａ、ｖ
ｂ、ＶＣは次式のように表わされる。

■ａ　−＝Ｖｃａｐ　−５ｉｎ　　（ω。−ｔ　）　　
−（１９）Ｖｂ　＝Ｖｃａｐ　−５ｉｎ　　（ωｅ　−
ｔ　−２π／３）・・・（２０） ｖｃ　　＝Ｖｃａｐ　　−ｓｉｎ　　（ω、−ｔ　　＋
２π／３）・・・　（２１） ただし、Ｖ　ｃａｐは電圧波高値である。

次に、第１図にもどって上記進相コンデンサＣＡＰの電
圧波高値Ｖ　ｃａｐを一定に制御する動作説明を行う。

第９図は第１図の第１のサイクロコンバータｃｃ＝ｉの
制御回路を詳しく表わしたもので、第１図の制御回路と
対応させると次のようになる。

まず、第１図の電圧制御回路ＡＶＲは第９図の電圧設定
器ＶＲ，比較器Ｃ１及び電圧制御補償回路Ｇ。からなる
。

また、次の電流制御回路ＡＣＲ１は第９図の乗算器ＭＬ
１〜Ｍ　Ｌ　３　、電流変換回路Ｄ／Ｓ−１、比較器０
２〜Ｃ４、電流制御補償回路ＧＲ、Ｇｓ　。

ＧＴ及び加算器Ａ１〜Ａ３で構成される。

さらに、第１図す位相制御回路ＰＨ０１は第９図の位相
制御回路ＰＨＣｓ　ｉ〜ＰＨＣｔ　３で構成され、第１
図の３相基準電圧発生器Ｏ５Ｃは第９図の基準電圧発生
器Ｏ５Ｇに対応する。

まず、進相コンデンサＣＡＰの電圧を変成器Ｐ　Ｔ　ｃ
ａｐで検出し、当該３相電圧を整流器りによって整流す
る。これによって進相コンデンサＣＡＰの電圧波高値Ｖ
　ｃａｐが検出され、比較器Ｃ１に入力される。

また、電圧設定器ＶＲから電圧指令値Ｖｃａｐ’を出力
し、比較器Ｃ１によって上記検出値Ｖ　ｃａｐと比較す
る。当該偏差ε。−Ｖｃａｐ　ｅ’　　Ｖｃａｐは、次
の電圧制御補償回路ａ０　（Ｓ）に入力され、積分ある
いは比例増幅される。ここでは説明を簡単にするため、
Ｇｃ　（Ｓ）＝Ｋ。とじて比例増幅だけとする。制御補
償回路Ｇ。（Ｓ）の出力ｌ５Ｉ１１は電源から供給され
る電流ＩＲ，Ｉｓ、ＩＴの波高値指令となるもので、次
の乗算器ＭＬ１〜ＭＬ３に入力される。

一方、電源電圧ＶＲ，ＶＳ、ＶＴを変成器ＰＴｓによっ
て検出し、当該波高値ＶＳ１１の逆数倍することによっ
て次の３相生位正弦波φＲ１φＳ。

φ■を求める。

φＲ＝　　（ＶＲ／Ｖ８１１１）　　＝ｓｉｎ　　（ω
ｓ　−ｔ　）・・・　（２２） φｓ　　−（Ｖｓ　／Ｖｓｍ） ＝ｓｉｎ　　（ωｓ　　−ｊ　　　２π／３）　・・・
　（２３）φ−ｒ　　＝　　（ＶＴ　／ＶＳＩ１１）−
ｓｉｎ　　（ωｓ　　−ｔ　　＋２π／３）・（２４）
この３相半位正弦波φＲ９φ５．φＴを上記乗算器ＭＬ
１〜ＭＬ３に入力し、前記波高値Ｉｓｍと掛は算を行う
。その結果が電源から供給される電流の指令値ＩＲ’、
Ｉｓ”、ＩＴ’となる。

ＩＲ’　＝　Ｉｓｍ−ｓｉｎ　（ωｓ　ｔ　）　　　　
−（２５）Ｔｓ　’　＝　ｌｓｍ−ｓｉｎ　（ωｓｔ　
−２π／３）・・・（２６） ＩＴ　　”　　＝　　Ｉｓｍ−ｓｉｎ　　（ω５　　ｔ
　　＋　２　π／３　）・・・（２７） また、電源から供給される実電流ＩＲＩＩＳＩＩＴは次
のように検出される。

すなわち、各コンバータＳＳｓ〜ＳＳ３の出力電流！１
．Ｉ２．Ｉ３を検出し、電流変換回路Ｄ／Ｓ−１によっ
て、次の演算を行うことにより求められる。

ＩＲ＝Ｉ３　　　Ｉｔ　　　　・・・（２８）Ｉｓ　＝
　Ｉｔ　−１２・＝　（２９＞ＴＴ＝Ｉ２−１３　　　
　・・・（３０）もちろん、実電流ＩＲ，Ｉｓ、ＩＴを
直接検出しても何ら変るところはない。

Ｒ相の電流ＩＲは次のように制御される。

電流指令値ＩＲＮと検出値ＩＲを比較器Ｃ２に入力し、
偏差εＲ＝ＩＲ’−ＩＲを求める。当該偏差εＲを電流
制御補償回路ＧＲ（Ｓ）に入力し、比例増幅を行う。そ
の比例定数をＫＲとすると、補償回路ＧＲ（Ｓ）の出力
信号、ＫＲ・εＲは１つが反転されて加算器Ａ１を介し
て位相制御回路ＰＨＣ１ｔに入力され、もう１つのがそ
のまま加算器Ａ３を介して位相制御回路ＰＨＣｒ　３に
入力される。

位相制御回路ＰＨ０１ｔ〜ＰＩ−ＩＣｌ３は公知の手法
によるもので、３相基準電圧発生器Ｏｓｃからの出力信
号ｅａ、２ｂ、ｅｃと位相制御入力電圧σαを比較し、
その交差点から点弧パルス信号を得るものである。

すなわち、位相制御回路ＰＨ０１１に位相制御入力電圧
σ。■を入力すると制御位相角α１はα１　＝ｃｏｓ　
４　（ｋα　・σヶ！）　・・・（３１）となる。ただ
しにαは比例定数である。これを書きなおすと ｃｏｓα＋＝ｋａ　　・σａ１　　　　−（３２）の関
係がある。コンバータＳＳ１の出力電圧Ｖ１は（１５）
式で示される関係にあり、 Ｖｌ　＝ｋ　・Ｖｃａｐ　＠　ｃｏｓ　α１＝に−ｋａ
−Ｖｃａｐ　−σａ　１−　（３３）となってＶｌ”σ
ａ１となる。

同様にＶ　２　ＱＣσα２、■３（Ｋσａ３となる。

ＩＲ’より小さくなった場合を説明する。

このような条件下で前記Ｒ相電流ＩＲが指令値偏差εＲ
＝　ＩＲ’　−ＩＲは正の値となり、ＫＲ・εＲが増大
する。その結果、ＰＨ０１ｔの位相制御入力電圧σα１
＝−ＫＲ・εＲは負の値となり、逆にＰＨ０１ｓの位相
制御入力電圧σヶ３＝ＫＲ・εＲは正の値となって増加
する。

従って、コンバータＳ８１の出力電圧Ｖ１は第１図の矢
印と反対方向に増大し、出力電流１１を減少させる方向
に動らく。逆にコンバータＳ　Ｓ　３の出力電圧ＶＢは
第１図の矢印方向に増大し、出力電流Ｉ３を増加させる
方向に働らく。この結果、Ｒ相電流ＩＲ＝１３　　Ｉｔ
は増大し指令値ＩＲ舛に近づく。

逆にＩＲ＞　ＴＲ’となった場合には偏差εＲは負の値
となり、８８１の出力電圧Ｖ１を矢印方向に増大させ、
ＳＳｓの出力電圧■３を矢印と反対方向に増大させる。

その結果、１１が増加し、Ｉｓが減少し、Ｒ相電流ＩＲ
＝１３　　　ｆｔは減少させられる。最終的にはＩＲ”
ｉ　ＩＲ’となって落ち着く。

Ｓ相及びＴ相の電流Ｉｓ及びＩＴも同様に制御される。

３相の電流ＩＲ，Ｉｓ、ＩＴを同時に制御する場合、各
コンバータの位相制御入力電圧σα１゜σ（ｚ　２　ｒ
σａ３は次式のようになる。

σａ　　　１　　＝Ｋｓ　　　φ　ε　ｓ　　−Ｋ　Ｒ
争　ε　Ｒ−（３４）２６一 σａ２＝ＫＴ”　εＴ−ＫＳ”　εｓ　−（３５）σａ
３＝ＫＲ・εＲ−ＫＴ　　・８丁・・・（３６）ただし
、ＫＲ，ＫＳ、ＫＴは制卸補償回路ＧＲ（Ｓ）、Ｇｓ　
（Ｓ）、ＧＴ　　（Ｓ）を比例要素だけとした場合の比
例倍率である。

（３４）〜（３５）式かられかるように各コンバータの
出力電圧の和Ｖｌ　＋Ｖ２　＋Ｖ３は零となって循環電
流を増減させることはない。

さて、このようにＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電流はその指令値
１’Ｒ’　＊　　Ｉ　ｓ　’　＊　　Ｉ　ｒ′に一致す
るように制御されるが、当該指令値は電源電圧Ｖ　ＲＩ
Ｖｓ、ＶＴと同相の正弦波になっている。

すなわち、入力力率は常に１で、高調波成分がきわめて
少ない運転が可能となるわけである。

次に、進相コンデンサＡＰの電圧波高値■ｃａｐの制御
動作を説明する。

Ｖｃａｐ　’　＞　Ｖ　ｃａｐとなった場合、偏差ε。

＝Ｖｃａｐ　’　−Ｖｃａｐは正の値となり、電流波高
値指令Ｔ　Ｓｍ＝　Ｋ　ｃ　・ε。も正の値となって増
加する。

故にＪ各相の入力電流ＩＲ，ＴＳ、ＩＴも増大し、次式
で示される有効電力Ｐｓが電源から供給される。

Ｐｓ−ＩＲ壷ＶＲ＋Ｉｓ修Ｖｓ十ＩＴ奉Ｖ丁ただし、Ｖ
ＳＩＩｌは電圧波高値、（ｓｍは電流波高値とする。

この結果、エネルギーＰ５・ｔが電源から進相コンデン
サＣＡＰに供給され、（１／　２）　Ｃｃａｎ■２ｃａ
ｐとして蓄えられる。故に電圧■ｃａｐが増大し、最終
的にＶｃａｐ　辷Ｖｃａｐ　’となって落ち着く。

逆にＶｃａｐ　’　＜　ｖｃａｐとなった場合、偏差ε
。

は負の値となり、電流波高値指令■５Ｉ１１も負の値と
なる。故に進相コンデンサＣＡＰのエネルギー（１／　
２）　Ｃｃａｐ　Ｖ２　ｃａｐがＰｓ−１となって電源
に回生される。従って電圧Ｖ　ｃａｐが減少し、やはり
Ｖｃａｐ　：Ｖｃａｐ　’となるように制御される。

このどき、電源のＲ相、Ｓ相、■相の電流Ｉ　ＲＩＴＳ
、ＩＴは各々電源電圧ＶＲ，ＶＳ、ＶＴに対して逆相の
正弦波に制御され、やはり入力力率−１を保持すること
ができる。

以上のように、第１の循環電流式サイクロコンバータは
進相コンデンサＣＡＰの電圧波高値Ｖｃａｐがその指令
値Ｖｃａｐ’に一致するように電源から供給される電流
ＩＲ、Ｉｓ　、　　Ｉ’Ｔを制御するもので、当該電流
の指令値Ｉ　Ｒ’　ｌ　　Ｉ　ｓ　’　＋ＩＴ’を電源
電圧と同相（又は逆相）の正弦波で与えることにより、
入力力率を常に１に保持することができる。

また、このとき進相□コンデンサＣＰＡの電圧の周波数
ｆ　ｃａｐと位相は、外部□発振器Ｏｓｃによ□って与
えられる３相基準電圧信号ｅａ、ｅｂ、２ｃの周波数ｆ
。と位相に一致することは前に説明した通りである。

このように進相コンデンサＣ’ＡＰの電圧■ａ。

Ｖｂ、ＶＣが確立している状態で第２の循環電流式サイ
クロコンバータＣＣ−２のゲート信号を活かし、運転を
開始−する。

次に、この第２のサイクロコンバータの制御動作を説明
する。

第１０図は、第１図の第２のサイクロコンバータＣ（、
−２の制御回路の具体的実施例を示す構成図である。第
１図の制御回路と対応させると次のようになる。

まず、第１図の速度制御動作ＳＰＣは第１０図の比較器
Ｃ５、速度制帥補償回路Ｇｗ、励磁電流設定器ＥＸ１演
算回路ＣＡＬ１〜ＣＡＬ３．３相正弦波パターン発生器
ＰＴＧ及び乗算器ＭＬ１’〜ＭＬ３からなる。

また、電流制御回路ＡＣＲ２は、第１０図の比較器Ｃ６
〜ＣＢ、電流変換回路Ｄ／Ｓ−２、電流制御補償回路Ｇ
ｕ　、Ｇｖ　、Ｇｗ　、Ｇｏ及び加算器Ａ４〜ＡＩＤで
構成される。

さらに、第１図の位相制御回路Ｐ）−ＩＣ２は第１０図
の位相制御回路Ｐ’Ｈ’０２１〜ＰＨ０２３で構成され
る。

なお、第１０図の基準電圧発生器Ｏｓ’ｃは第１図の基
準電圧発生器Ｏｓｃに対応するもので、第９図のＯ２０
と共通のものである。

まず、誘導電動機Ｍの速度制御動作を説明する。

誘導電動機の２次電流しと励磁電流Ｉｅをベクトル的に
直交させ、各々を独立に制御できるようにしたものはベ
クトル制御誘導機として知られている。ここではその手
法を用いて速度制御するものを例にとっている。

ベクトル制御の手法は文献が多く出ており、詳しい説明
は省略し、概要を述べるにとどまる。

まず、電動機の回転子に直結された回転パルス発生器Ｐ
Ｇから回転速度ωｒに比例したパルス列を取り出す。

比較器Ｃ５は当該回転速度ωｒとその指令値ωｒ′を比
較し、当該偏差εＷ−ωｒ′−ωｒを次の速度制御補償
回路Ｇｗ（Ｓ）に入力する。

Ｇｗ（Ｓ）は比例要素あるいは積分要素等からなり、出
力としてトルク電流指令１ｔＮを与える。

また、前記回転速度検出値ωｒは励磁電流設定器ＥＸに
入力され、励磁電流指令１ｅＷを与える。

当該トルク電流指令１．Ｎ及び励磁電流指令ｌｅＭは演
算回路ＣＡＬ１〜ＣＡＬ２に入力され、次の演算を行う
。

すなわち、演算回路ＣＡＬ１では Ｒｒ　Ｎ　：　２次抵抗 Ｌｒ’：２次インダクタンス の演算によってすべり角周波数ωｓｌ’を求める。

また、演算回路ＣＡＬ２では の演算によって励磁電流１ｅ′に対する１次電流指令値
■％の位相角θｒ８を求める。

さらに、演算回路ＣＡＬ３では ＬＬｌｌｌ＝７ｊｅ’２十Ｉｒ’２　−（４０）の演算
によって１次電流指令値１％の波高値１−Ｌｍを求める
。

第１１図は当該誘導電動機の電流べ５クトル図を表わす
もので、励磁電流■ｅＨと２次電流（トルク電流）Ｉτ
０とは直交関係にあり、当該電動機の発生トルクＴｅは
次式で表わせる。

Ｔｅ　＝Ｋｅ　−Ｔｆ’　−１ｅ　’　　−（４１）通
常、励磁電流指令１ｅＮは一定に与えられ、電動機の発
生トルクＴｅは２次電流指令（トルク電流指令）　Ｉｔ
　’を変えることによって制御される。ただし、回転速
度を定格以上で運転させるときには弱め界磁制御が行な
われ、励磁電流設定器ＥＸによって、励磁電流指令１ｅ
Ｍを回転速度ωｒに応じて変化させることがある。

このようにして求められたすべり角周波数ωｓｌ’位相
角θｒ′と回転角度周波数（回転速度検出値）ωｒを正
弦波パターン発生器Ｔ、ＰＧに入力し、次の３相生位正
弦波φＵ、φＶ、φＷを求める。

φｕ　＝Ｓｉｎ　　（（ωｒ　＋ωｓｌ’　）　・ｔ＋
θｒ　Ｈ）・・・（４２） φ■−５ｉｎ　　（（ωｒ　＋ωｓｌ’　）　−ｔ＋θ
ｒ′−２π／３）・・・（４３） φＷ　＝Ｓｉｎ　　（（ωｒ　＋ωｓｌ’　）　−を十
〇ｒ′＋２π／３）・・・（４４） 当該単位正弦波φす、φ■、φＷは誘導電動機Ｍに供給
される１次電流ＴＬの周波数と位相を決定するものであ
る。

乗算器ＭＬ４〜ＭＬｓによって、当該３相単位正弦波φ
Ｕ、φ■、φＷと前記波高値指令ＩＬｍを掛は合わせ、
誘導電動機Ｎ１に供給される３相電流（１次電流）の指
令値１ｕ舛、Ｉｗ舛、Ｉｗ簑を求める。

Ｉｕ’−１１−ｍ　−８ｉｎ　　（（ωｒ　＋ωｓｌ’
）　−ｔ＋θｒ　′）　　　　　　　　　・・・（４５
）Ｉｖ″−Ｔ、　ｍ　−ｓｉｎ　　（（ωｒ　＋ωｓｌ
’　）　−を十〇ｒＭ　　２π／３）　　　・・・（４
６）Ｉｗ　’−ＴＬ　ｍ、”　Ｓｆｎ　　（（ωｒ　＋
ωｓｌ’　）　’、を十θｒ′＋２π／３）　　　・・
・（４７）誘導電動機のベクトル制御は、励磁電流１ｅ
と２次電流Ｉτを独立に制御できることに特長がある。

故に、電動機の励磁電流１ｅを一定に保ちながら、２次
電流Ｉτの大きさを変えることにより発生トルクを制御
することができ、直流機と同等の速度制御応答を達成す
ることが可能となる。

次に、上記のように与えられた１次電流指令値Ｉｕ’＋
　　Ｉｖ’、Ｉｗ”に従って実電流１ｕ。

Ｉｖ、Ｉｗを制御する動作を説明する。

まず、第２のサイクロコンバータの各コンバータの出力
電流１＋、Ｉｓ、Ｉｓを変流器ＣＴ４　。

ＣＴｓ　、ＣＴｓによって検出し、電流変換回路Ｄ／Ｓ
−２に入力する。電流変換回路Ｄ／Ｓ−２は各コンバー
タの出力電流１４〜Ｉ６から電動機の１次電流１ｕ、Ｉ
ｖ、Ｉｗを求めるもので、次の演算を行う。

Ｉｕ−Ｉ４−Ｉ６　　　・・・（４８）Ｉｖ　−Ｉｓ　
−１４−＜４９） Ｉｗ　＝　Ｉ６−　Ｉｓ　　　−（５０）この電動機１
次電流検出値■。、Ｉｖ、Ｉｗを各々比較器０６〜ＣＢ
に入力し、前記指令値Ｉｕ”、Ｉｕ賛、Ｉｗ舛と各々比
較する。

Ｕ相電流を例にとって、制御動作を説明する。

比較器Ｃ６によって実電流■υと指令値■υ０を比較し
、当該偏差εＵ−ＩＵ″−Ｉｕを電流制御補償回路Ｇυ
　（Ｓ）に入力する。ＧＵ　　（Ｓ）では積分あるいは
比例増幅し、その出力を加算器Ａ４　、Ａｓを介して位
相制御回路ＰＨ０２１へ入力する。また、Ｇｕ　　（Ｓ
）の出力の反転値を加算器Ａａ　、Ａｓを介して位相制
御回路ＰＨ０２３へ入力する。

各コンバータＳＳ４〜８８５の出力電圧ｖ４〜Ｖ６は位
相制御回路ＰＩ−１０２１〜Ｐ　ＨＣ２３の入力電圧σ
α４〜σａ６に比例することは前に述べた通りである。

故に、■ｕ′〉■Ｕとなった場合、偏差εＵは正の値と
なり、制御補償回路Ｇｕ　　（Ｓ）を介して、位相制御
回路ＰＨ０２ｔの入力電圧σ２４を増加させ、コンバー
タＳＳ４の出力電圧■４を第１図の矢印の方向に増大さ
せる。また、同時に位相制御回路ＰＨ０２３の入力電圧
σα６を減少させ、コンバータＳＳｓの出力電圧Ｖ６を
第１図の矢印と反対方向に発生させる。この結果、コン
バータＳＳ４の出力電流Ｉ４が増大し、コンバータＳＳ
εの出力電流■６が減少する。故に、（４８）式で示さ
れる電動機のＵ相電流■。が増大し、Ｔｕ輯Ｉｕ’とな
るように制御される。

逆にＩｕ’＜Ｔυとなった場合、偏差ε■は負の値とな
り、出力電圧ｖ４が減って、Ｖ６が増加する。従って、
Ｉｕ＝Ｉ＋　　Ｉｓは減少し、やはりＩｕ　”＝　Ｉｕ
　’となるように制御される。指令値ＩＵ′を正弦波状
態に変化させれば、それに従って実電流もＩｕ＝ｌｕ’
となり、正弦波電流が誘導電動１１１Ｍに供給されるこ
とになる。

Ｖ相及びＷ相の電流Ｉｖ、Ｉｗも同様に制御される。

従って、誘導電動機Ｍの回転速度ωｒは、次のようにし
て制御される。

ωｒ’＞ωｒとなった場合、偏差ε（０は、正の値とな
り、制御補償回路Ｇω（Ｓ）を介して、トルク電流（２
次電流）指令１．　Ｎを増加させる。

この結果、第１１図に示される誘導電動機の１次電流指
令ＩＬ”　（Ｉｕ”、Ｉｖ’、Ｉｗ’）の波高値ＩＬＩ
１１と位相角度θｒ−を増加させ、実電流１ｕ、Ｉｖ、
Ｉｗもそれに従って追従制御される。

故に、誘導電動機Ｍの実際の２大電流■１が増大し、発
生トルクＴｅをふやし、加速する。これにより、ωｒが
増加し、ωｒ″、ωｒ′になるように制御される。

逆に、ωｒ　Ｎ　＜ωｒとなった場合、偏差ε　は負の
値となり、トルク電流指令Ｌτ０を減少させ、１次電流
指令ＩＬ”　（ＩＵ’、ＩＶ’、Ｉｗ’）の波高値ＴＬ
Ｉ１１と位相角θＬ′を減少させる。故に、発生トルク
Ｔｅは減少し、回転速度ωｒが減ってやはり、ωｒ″：
ωｒＨになるように制御される。

次に、第２のサイクロコンバータの循環電流制師につい
て説明する。

第１のサイクロコンバータＣＣ−１の循環電流は進相コ
ンデンサＣＡＰの電圧の周波数ｆ　ｃａｐ及び位相が外
部に設けられた３相基準電圧発生器Ｏｓｃからの信号ｅ
ａ、ｅｂ、ｅｃの周波数（ｃと位相に一致するように自
動的に調整されることを述べた。

第２のサイクロコンバータＣＣ−２の循環電流も同様に
自動的に調整されると考えてもよいのであるが、この場
合、第１及び第２のサイクロコンバータがとる遅れ無効
電力の和と進相コンデンサＣＡＰがとる進み無効電力と
がちょうど打ち消し合うように、各サイクロコンバータ
の循環電流が流れることになる。故に、どらか一方のサ
イクロコンバータにかたよって循環電流が多く流れる可
能性がある。そこで、ここでは第２のサイクロコンバー
タＣＣ−２の循環電流を確定させるように制御している
。

第１０図において、第２のサイクロコンバータＣＣ−２
の各コンバータの出力電流１４〜■６の検出値を加算器
Ａ１ｏに入力し、次式で示される和電流ｒｏを求めてい
る。

Ｉｏ　＝　１４　＋　１５　＋　１６　　−　（５１）
この和電流Ｔｏを比較器ｃｅに入力し、その指令値Ｉｎ
’と比較する。その偏差εｏ＝Ｉｏ’−１ｏを次の制御
補償回路Ｇｏ　　（Ｓ）を介して加算器Ａ５．Ａ？　、
Ａｇに入力する。

故に、位相制御回路ＰＨＣ２１〜ＰＨＣ２３の入力電圧
σα４〜σα６は次のようになる。

σα４；εｕ　０Ｇｕ−εｖ”Ｇｖ＋６０１ＧＯ・・・
（５２） σα５＝εｖ０Ｇｖ−εＷ＠ＧＷ＋ε［ｌ　０ＧＯ・・
・〈５３） σα　６　−　ε　ｗ　　　拳　Ｇｗ　　−ε　ｕ”（
３ｕ　　＋　ε　０　０　Ｇ　。

・・・（５４） 従って、各コンバータの出力電圧の和はＶｌ　＋Ｖ２　
＋Ｖ３　＝Ｋｃ　・３εｏ　　−ＧＯ−（５５）Ｋ、は
比例定数 となって偏差εＤに比例する。

故に、１０’＞Ｉｎとなった場合偏差ε０は正の値なり
、Ｖ１＋Ｖ２　＋Ｖ：ｌを増加させ、循環電流を増大さ
せ、前記和電流１ｏを増加して最終的にＩｏ　＝ｌｏ　
’となって落ち着く。

逆に、Ｔｏ　”　＜　Ｉａとなった場合、偏差εＤは負
の値となりＶｌ　＋Ｖ２　＋Ｖ：］　＜Ｏにして、循環
電流を減少させる。故に、やはりＴｏ　’＝Ｔｎ　’と
なるように制御される。

以上のように第２のサイクロコンバータＣＣ−２の和電
流Ｉｎをほぼ一定に制御すると、進相コンデンサＣＡＰ
側から見たサイクロコンバータＣＣ−２の遅れ無効電力
は大略一定になり、第１のサイクロコンバータＣＣ−１
がとる遅れ無効電力もそれに従って大略一定値となる。

また、第２のサイクロコンバータＣＣ−２の和電流では
なく循環電流を検出し、それをほぼ一定に制御すること
もできる。その場合には負荷の大小によって第２のサイ
クロコンバータＣＣ−２がとる遅れ無効電力が変化し、
それに応じて、第１のサイクロコンバータＣＣ−１の循
環電流が自動的に調整され、第１及び第２のサイクロコ
ンバータのとる遅れ無効電力の和と進相コンデンサＣＡ
Ｐのとる進み無効電力は常に等しい値となることは同じ
である。

以上は、第２のサイクロコンバータＣＣ−２の循環電流
〈又は和電流）をその指令値に一致するように制御し、
第１のサイクロコンバータＣＣ＝１の循環電流は無制御
としたが、逆に、第１のサイクロコンバータＣＣ−１の
循環電流（又は和電流）をその指令値に一致するように
制御し、＠２のサイクロコンバータＣ（、−２の循環電
流は無制御にしてもよい。

第１２図は本発明装置の他の実施例を示す構成図である
。

図中、ＣＴ　ｃ　ｃは第２のサイクロコンバータＣＣ−
２の３相入力電流Ｉ。ｃ２を検出する変流器、ＰＴｃｃ
は当該第２のサイクロコンバータＣ（、−２の入力側（
進相コンデンサ側）の３相電圧を検出する変成器、ＶＡ
Ｒは無効電力演算回路７ＶＲＱは無効電力設定器、Ｃ１
ｎは比較器、ＨＱは無効電力制御補償回路、他の記号は
第１図及び第１０図の記号の説明に準する。

この実施例は第２のサイクロコンバータＣＣ−２が取る
遅れ無効電力Ｑ。０が一定になるように制御したもので
ある。

すなわち、第２のサイクロコンバータＣＣ−２の入力電
流■。ｃ２と入力電圧Ｖ。０を検出し、それを無効電力
演算回路ＭＡＲに入力して当該サイクロコンバータＣ（
、−２の遅れ無効電力Ｑ。０を求める。当該無効電力の
検出値Ｑｃｃとその指令値Ｑ。０′を比較器Ｃｘｏに入
力し、偏差ε０＝Ｑ。ｃ’　　Ｑ。０を求め、次の制御
補償回路Ｈａ（Ｓ）に入力する。Ｈａ　（Ｓ）は当該偏
差ε０を積分あるいは比例増幅して、第２のサイクロコ
ンバータＣＣ−２の和電流の指令値ＩＯ’を与える。

和電流Ｉｎの制御は第１０図で説明した通りである。

Ｑｃｃ’＞Ｑｃｃとなった場合、偏差ε０は正の値とな
り、制御補償回路Ｈａ　（Ｓ）を介して和電流指令値Ｉ
ｏ’を増加させる。故にＣＣ−２のとる遅れ無効電力Ｑ
。０が増大し、Ｑｃｃ”：Ｑｃｃ’となるように制御さ
れる。

逆にＱ。ｃ’＜Ｑ。。となった場合には、偏差εＱは負
の値となり、和電流指令値Ｉｎ’が減少してＱ。０が減
り、やはりＱ。ｃ＝Ｑｃｃ’となって落ち着く。

このように第２のサイクロコンバータＣＣ−２の取る遅
れ無効電力Ｑ。０を一定にすることによっで第１のサイ
クロコンバータＣＣ−１の取る遅れ無効電力も一定とな
り、負荷の大小にかかわらず、両サイクロコンバータの
無効電力を一定に保つことができる。故に、進相コンデ
ンサＣＡＰの電圧の周波数及び位相が安定し、負荷変動
に強い高周波電源となる。

また、無効電力の設定値Ｑ。０′を進相コンデンサがと
る進み無効電力Ｑ　ｃａｐの（１／２　）に設定するこ
とにより、両サイクロコンバータの無効電力分担が等し
くなり、どちらか一方のコンバータに過度の負担をかけ
ることがなくなる。

なお、和電流１ｏを制御する代りに循環電流を制御して
も同様に達成できることは言うまでもない。

第１３図は、本発明のさらに異なる他の実施例を示す構
成図である。この実施例は第１及び第２のサイクロコン
バータの主回路構成を変えたものである。

図中５Ｐ１ｔ　、５Ｐｒ２．ＳＰｔ　３　、ＳＦ３　ｔ
　。

ＳＦ３２　、ＳＦ３３は正群コンバータ、ＳＮｔ　ｔ　
。

ＳＮ１２　．８Ｎｔ　　３　　、ＳＮ２　１　、ＳＮ２
　２　　。

８Ｎ２３は負群コンバータ、ＴＲｔ　ｔ　、　ＴＲｔ　
２　。

ＴＲ＋　３　、ＴＲ２１、ＴＲ２２、ＴＲ２３は絶縁ト
ランス、Ｌｏ　ｔ　、　Ｌｏ　２は直流リアクトルであ
る。他の記号は第１図に準する。

第１及び第２の循環電流式サイクロコンバータＣＣ−１
，ＣＣ−２は各相毎に正群及び負群コンバータで構成さ
れ、循環電流も当該正群、負群コンバータ間で流れる。

第１図の実施例をへ結線形循環電流式サイクロコンバー
タと呼ぶのに対し、第１３図の実施例は通常の正逆コン
バータ形循環電流式サイクロコンバータと呼ぶ。

第１図の実施例の方がコンバータ数が半分になり、経済
的であるが、第１３図の実施例のサイクロコンバータは
各相毎に出力電流（Ｉｕ、Ｉｖ。

Ｉｗ等）を独立に制御でき、設計が容易になる利点があ
る。

なお、第１図及び第１３図の実施例はともに絶縁トラン
スを入力側（進相コンデンサ側）に挿入したが、第１３
図の主回路構成では出力側に設けてもよい。

しかし、交流電動機Ｍを高速運転するためには、少なく
とも第２のサイクロコンバータの絶縁トランスは入力側
に挿入し、制御パルス数（制御相数）を増やして運転す
ることが必要である。

［発明の効果］ さて、以上のような交流電動機駆動装置では、次のよう
な効果が得られる。

■　電源周波数５０Ｈ７に対し、電動機に供給される電
流の周波数はＯ〜５００Ｈｚ程度になる。

すなわち、第２のサイクロコンバータＣＣ−２の制御パ
ルス数（制御相数）を２４パルス程度にすることにより
、その出力周波数ｆｏを入力周波数ｆ　ｃａｐ以上にす
ることも可能である。故に進相コンデンサＣＡＰの電圧
の周波数ｆ　ｃａｐを５００Ｈｚ程度にすることにより
、電動機に供給される電流１ｕ、Ｔｖ、Ｔｗの周波数は
Ｏ〜５００Ｈ１程度まで運転することができる。

従って、２極の交流電動機では回転数は３０，０００ｒ
ｐｍにもなり、超高速運転が可能となる。故に、従来ギ
ア等で増速しなければならなかったブロア用モータでは
該ギアは不要となり、運転効率が向上し、かつ小形軽量
化が図れるようになる。

また、回転数を３，０００ｒｐＨｌ程度とした場合、電
動機の極数を２０極にすることができ、低速時のトルク
リップルが小さくなるばかりでなく、速度制御の精度を
従来より１ケタも向上させることが可能となる。

■　電動機Ｍに供給される電流Ｉｕ、Ｉｖ＋Ｉｗは正弦
波に制御され、トルクリップルのきわめて小さい装置が
得られる。同時に電磁騒音がなくなり、公害の原因を取
り除くことができる。

■　電源から供給される電流は電源電圧と同相の正弦波
に制御され、入力力率は常に１に制御でき、かつ、入力
電流に含まれる高調波がきわめて小さくなる。入力力率
＝１ということは、無効電力が零になることで、電源系
統の設備容量が小さくなり、しかも無効電力変動に伴な
う電圧変動がなくなり、他の電気機器にめいわくをかけ
ない装置とすることができる。また、高調波による誘導
障害がなくなり、近くの通信線への悪影響が取り除かれ
る。

■　コンバータＳＳ１〜ＳＳｓは進相コンデンサＣＡＰ
に印加される交流電圧を利用して転流させる自然転流コ
ンバータ（他励コンバータ）であるため、大電力トラン
ジスタやゲートターンオフサイリスタ等の自己消弧素子
を必要とせず、信頼性が高く、過負荷運転にも強く、大
容量化がきわめて容易なシステムを提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の交流電動機駆動装置の実施例を示す構
成図、第２図は第１図の動作を説明するための電圧波形
図、第３図及び第４図は第１図の動作を説明するための
等価回路図、第５図〜第７図は第１図の動作を説明する
ためのタイムチャート図、第８図は第１図の動作原理を
説明するための等価回路図、第９図及び第１０図は第１
図の制御回路部の実施例を示す構成図、第１１図は第１
図の動作を説明するための電流ベクトル図、第１２図及
び第１３図は本発明装置の別の実施例を示す構成図であ
る。 Ｒ，Ｓ、Ｔ・・・３相交流電源端子、ＣＣ−１・・・第
１の循環電流式サイクロコンバータ、ＣＣ−２・・・第
２の循環電流式サイクロコンバータ、ＣＡＰ・・・進相
コンデンサ、Ｍ・・・交流電動機、Ｌ　Ｓ　ＲＩＬＳＳ
ＩＬＳＴ・・・交流リアクトル、ＳＳｔ〜ＳＳｓ・・・
他励コンバータ、Ｌ！〜Ｌ６・・・直流リアクトル、Ｔ
Ｒ１〜ＴＲｓ・・・絶縁トランス、ＣＴｔ〜ＣＴ’ｓ・
・・電流検出器、ＰＴｓ　、ＰＴｃａｐ・・・電圧検出
器、ＰＧ・・・回転パルス発生器、Ｄ・・・整流回路、
Ｏ２０・・・３相基準電圧発生器、ＡＶＲ・・・電圧制
御回路、ＡＣＲＩ　、ＡＣＲ２・・・電流制御回路、Ｐ
Ｉ−１ｃＩ　、ＰＨＣ２・・・位相制御回路、ＳＰＣ・
・・速度制御回路。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源と、該交流電源に出力側端子を接続した
   第１の循環電流式サイクロコンバータと、当該第１のサ
   イクロコンバータの入力側端子に接続された進相コンデ
   ンサと、該進相コンデンサに入力側端子を接続した第２
   の循環電流式サイクロコンバータと、当該第２のサイク
   ロコンバータの出力側端子に接続された交流電動機とか
   ら構成される交流電動機駆動装置。
2. （２）交流電源と、該交流電源に出力側端子を接続した
   第１の循環電流式サイクロコンバータと、当該第１のサ
   イクロコンバータの入力側端子に接続された進相コンデ
   ンサと、該進相コンデンサに入力側端子を接続した第２
   の循環電流式サイクロコンバータと、当該第２のサイク
   ロコンバータの出力側端子に接続された交流電動機と、
   前記第１のサイクロコンバータに備えられ、前記進相コ
   ンデンサの電圧波高値がほぼ一定になるように前記交流
   電源から供給される電流を制御する第１の制御手段と、
   前記第２のサイクロコンバータに備えられ、前記交流電
   動機に供給される電流を制御する第２の制御手段とから
   構成したことを特徴とする交流電動機駆動装置。