JPS6327665B2 - - Google Patents
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- JPS6327665B2 JPS6327665B2 JP55024037A JP2403780A JPS6327665B2 JP S6327665 B2 JPS6327665 B2 JP S6327665B2 JP 55024037 A JP55024037 A JP 55024037A JP 2403780 A JP2403780 A JP 2403780A JP S6327665 B2 JPS6327665 B2 JP S6327665B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- receiving element
- phase
- outputs
- wave receiving
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
- G01S7/534—Details of non-pulse systems
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、水中物体探知などに用いられるスキ
ヤンニングソーナーの受信装置に関するものであ
る。
ヤンニングソーナーの受信装置に関するものであ
る。
スキヤンニングソーナーは周知の通り、自船を
中心として例えば180度範囲の如く、適宜の探査
範囲を設定し、その範囲内の情報を把握するた
め、探査領域に対して同時に音波又は超音波を送
出し、受信に当つては狭い指向性の受信ビームを
受波素子の向きごとに形成し、この受信ビームを
早い速度で順次に切換え走査して旋回させ、探知
物体の方向と距離を平面図形としてブラウン管に
表示する。
中心として例えば180度範囲の如く、適宜の探査
範囲を設定し、その範囲内の情報を把握するた
め、探査領域に対して同時に音波又は超音波を送
出し、受信に当つては狭い指向性の受信ビームを
受波素子の向きごとに形成し、この受信ビームを
早い速度で順次に切換え走査して旋回させ、探知
物体の方向と距離を平面図形としてブラウン管に
表示する。
しかし、一つの受信ビームから次の受信ビーム
に切換えると、指向性の中心軸相互の間には角度
φ0の開きを生ずる。この角度φ0は受波器を形成
する振動子の寸法で制限され、見掛上支障のない
程度に反響信号を受けるような小さな角度に設定
できない。
に切換えると、指向性の中心軸相互の間には角度
φ0の開きを生ずる。この角度φ0は受波器を形成
する振動子の寸法で制限され、見掛上支障のない
程度に反響信号を受けるような小さな角度に設定
できない。
したがつて角度φ0の範囲では、指向性中心軸
の方向と較べると受波感度が低下し、かつ感度の
むらを生ずることは明らかであり、解決策として
角度φ0の範囲の指向性を見掛上修正する補間手
段がとられている。
の方向と較べると受波感度が低下し、かつ感度の
むらを生ずることは明らかであり、解決策として
角度φ0の範囲の指向性を見掛上修正する補間手
段がとられている。
この補間手段として、従来は例えば可変減衰回
路を利用した回路が用いられている。
路を利用した回路が用いられている。
しかしこのような装置において、従来のもので
は、可変減衰回路の構造が複雑である。即ち、二
つの可変減衰回路からの出力を合成して常に振幅
がほぼ一定な合成補間出力を作るために或る特定
の減衰率を得ることが必要となるが、この減衰率
を得るために、異なる所定の抵抗値の、複数の抵
抗を用意する必要があり、また標準的な抵抗を用
いる場合には、多数の抵抗を用いて所定の抵抗値
のものを作成せねばならず、これらの抵抗の組み
合わせを変えて所定の減衰率を選択するものであ
り、構造が複雑なものであつた。
は、可変減衰回路の構造が複雑である。即ち、二
つの可変減衰回路からの出力を合成して常に振幅
がほぼ一定な合成補間出力を作るために或る特定
の減衰率を得ることが必要となるが、この減衰率
を得るために、異なる所定の抵抗値の、複数の抵
抗を用意する必要があり、また標準的な抵抗を用
いる場合には、多数の抵抗を用いて所定の抵抗値
のものを作成せねばならず、これらの抵抗の組み
合わせを変えて所定の減衰率を選択するものであ
り、構造が複雑なものであつた。
本発明はこのような装置に対する改良を行うも
のであつて、可変減衰回路としてＤ／Ａ変換回路
の出力端子に並列に付加抵抗を挿入した回路を用
いることにより、抵抗の種類が少なく、既成の
Ｄ／Ａ変換器の利用も可能であり、構造が簡単な
スキヤンニングソーナーの受信装置を提供するこ
とを目的とするものである。
のであつて、可変減衰回路としてＤ／Ａ変換回路
の出力端子に並列に付加抵抗を挿入した回路を用
いることにより、抵抗の種類が少なく、既成の
Ｄ／Ａ変換器の利用も可能であり、構造が簡単な
スキヤンニングソーナーの受信装置を提供するこ
とを目的とするものである。
本発明は、３個以上の相隣れる受波素子を選択
して形成された受波素子群を、受信ビームの旋回
走査方向に逐次切換えて移行せしめると共に、各
受波素子の受信出力の位相をそれぞれ移相して同
一位相にそろえて移相受信出力を形成し、該移相
受信出力を合成して受信ビームを形成し、該受信
ビームを旋回走査せしめるスキヤンニングソーナ
ーであつて、各受波素子の間の方向を補間する補
間ビームを形成するに当たり、各受波素子にそれ
ぞれ可変減衰回路を接続し、相隣れる受波素子の
開き角度を走査する時間に、相隣れる受波素子の
可変減衰回路の出力を、先行の受波素子に関する
出力を100％から０％へ減小せしめながら、後行
の受波素子に関する出力を０％から100％へ増大
せしめつつ、両出力を順次ベクトル合成して複数
の補間合成受波素子出力を形成し、該補間合成受
波素子出力を、各々の受波素子の幾何学的配置に
よつて決まる位相角分を移相して同一受波平面に
位相をそろえて補間移相出力となし、これらの補
間位相出力を合成して補間信号出力を形成するよ
うにしたスキヤンニングソーナーの受信装置にお
いて、前記可変減衰回路が、Ｄ／Ａ変換回路の出
力用端子に並列に付加抵抗を挿入して形成された
回路であり、該Ｄ／Ａ変換回路の定電圧電源用端
子は前記受波素子側に接続され、入力用端子には
ｎビツトの制御信号が印加されるようになつてお
り、相隣れる受波素子の開き角度を走査する時間
に、相隣れる受波素子にそれぞれ組合わされる
Ｄ／Ａ変換回路の一方の先行する側の入力用端子
には2n−１から０に変るデジタル制御信号を印加
し、同時に他方の後行する側の入力端子には０か
ら2n−１に変るデジタル制御信号を印加するよう
にしたことを特徴とするスキヤンニングソーナー
の受信装置である。
して形成された受波素子群を、受信ビームの旋回
走査方向に逐次切換えて移行せしめると共に、各
受波素子の受信出力の位相をそれぞれ移相して同
一位相にそろえて移相受信出力を形成し、該移相
受信出力を合成して受信ビームを形成し、該受信
ビームを旋回走査せしめるスキヤンニングソーナ
ーであつて、各受波素子の間の方向を補間する補
間ビームを形成するに当たり、各受波素子にそれ
ぞれ可変減衰回路を接続し、相隣れる受波素子の
開き角度を走査する時間に、相隣れる受波素子の
可変減衰回路の出力を、先行の受波素子に関する
出力を100％から０％へ減小せしめながら、後行
の受波素子に関する出力を０％から100％へ増大
せしめつつ、両出力を順次ベクトル合成して複数
の補間合成受波素子出力を形成し、該補間合成受
波素子出力を、各々の受波素子の幾何学的配置に
よつて決まる位相角分を移相して同一受波平面に
位相をそろえて補間移相出力となし、これらの補
間位相出力を合成して補間信号出力を形成するよ
うにしたスキヤンニングソーナーの受信装置にお
いて、前記可変減衰回路が、Ｄ／Ａ変換回路の出
力用端子に並列に付加抵抗を挿入して形成された
回路であり、該Ｄ／Ａ変換回路の定電圧電源用端
子は前記受波素子側に接続され、入力用端子には
ｎビツトの制御信号が印加されるようになつてお
り、相隣れる受波素子の開き角度を走査する時間
に、相隣れる受波素子にそれぞれ組合わされる
Ｄ／Ａ変換回路の一方の先行する側の入力用端子
には2n−１から０に変るデジタル制御信号を印加
し、同時に他方の後行する側の入力端子には０か
ら2n−１に変るデジタル制御信号を印加するよう
にしたことを特徴とするスキヤンニングソーナー
の受信装置である。
本発明の実施例を図面を用いて説明する。
理解を容易にするため、始めに従来のスキヤニ
ングソーナーで実施している受信系を概観し、次
に本発明の実施例に移る。
ングソーナーで実施している受信系を概観し、次
に本発明の実施例に移る。
第１図は従来の受信系の主要部を示し、Vo及
びVo1…Vo4とVo1′…Vo4′はそれぞれ受波器を形
成する受波素子用の振動子であり、之等の振動子
群は同形同大のものを用い、円筒の周辺に同一間
隔に配列してある。
びVo1…Vo4とVo1′…Vo4′はそれぞれ受波器を形
成する受波素子用の振動子であり、之等の振動子
群は同形同大のものを用い、円筒の周辺に同一間
隔に配列してある。
SWは受波素子を５ケ宛（説明の便宜上５ケと
した）をグループとして、切換の都度１ケずつ隣
に図ではφsの方向に逐次に切換えるスイツチで、
実際には電子回路による高速電子スイツチである
が、便宜上機械的スイツチで示してある。
した）をグループとして、切換の都度１ケずつ隣
に図ではφsの方向に逐次に切換えるスイツチで、
実際には電子回路による高速電子スイツチである
が、便宜上機械的スイツチで示してある。
次にPSは受波素子出力の位相差φ1とφ2を移相
するための移相回路である。
するための移相回路である。
第２図は受波素子の位相に就ての説明図で、中
心の受波素子をVoと定め、到来信号の波面がWF
である場合を示してある。
心の受波素子をVoと定め、到来信号の波面がWF
である場合を示してある。
各受波素子は開き角度がφ0（第１図参照）で一
定であるから、VoとVo1′（又はVo1）の間隔をl1
（位相差はφ1）、VoとVo2′（又はVo2）の間隔をl2
（位相差はφ2）、Ｒを受波面の半径、λを波長と
すれば φ1＝l12π／λ＝2πR／λ（１−cosφ0） ……(1) φ2＝l22π／λ＝2πR／λ（１−cos2φ0） ……(2) となるから、移相回路PSで受波素子Vo1とVo1′の
位相をφ1、そして受波素子Vo2とVo2′の位相をφ2
だけ移相してやると、Vo2′，Vo1′，Vo，Vo1，
Vo2の合成された出力OPは、波面が一線に並び、
したがつてこれら５つの受波素子によつて狭い指
向性Ｒ（φo）がつくられる。
定であるから、VoとVo1′（又はVo1）の間隔をl1
（位相差はφ1）、VoとVo2′（又はVo2）の間隔をl2
（位相差はφ2）、Ｒを受波面の半径、λを波長と
すれば φ1＝l12π／λ＝2πR／λ（１−cosφ0） ……(1) φ2＝l22π／λ＝2πR／λ（１−cos2φ0） ……(2) となるから、移相回路PSで受波素子Vo1とVo1′の
位相をφ1、そして受波素子Vo2とVo2′の位相をφ2
だけ移相してやると、Vo2′，Vo1′，Vo，Vo1，
Vo2の合成された出力OPは、波面が一線に並び、
したがつてこれら５つの受波素子によつて狭い指
向性Ｒ（φo）がつくられる。
そこで、受波素子を１つずつ順次に移動し、例
えばVo1′，Vo，Vo1，Vo2，Vo3と次々に５つの
グループで指向性を形成してゆけば、探査領域の
全部に亘つて狭い指向性で探査できる。
えばVo1′，Vo，Vo1，Vo2，Vo3と次々に５つの
グループで指向性を形成してゆけば、探査領域の
全部に亘つて狭い指向性で探査できる。
この場合、先に述べた通り、１つの指向性が次
に移ると、その中心線間の角度φ0の間に受信感
度の低下が生ずるから、その間の指向性の補間手
段をとる対策が必要である。
に移ると、その中心線間の角度φ0の間に受信感
度の低下が生ずるから、その間の指向性の補間手
段をとる対策が必要である。
第３図は、本発明の原理を説明する回路図であ
る。
る。
第３図においてELはVo，Vo1，Vo2…及び
Vo1′，Vo2′…の振動子で構成された受波素子群、
SWはS1，S2…からなる受波素子グループの切換
スイツチで、時間T0毎に逐次受波素子を１つず
つ切換えるように作動する。
Vo1′，Vo2′…の振動子で構成された受波素子群、
SWはS1，S2…からなる受波素子グループの切換
スイツチで、時間T0毎に逐次受波素子を１つず
つ切換えるように作動する。
GATTは連動可変減衰回路（以下可変減衰回
路と称す）で、ATT１Ａ…ATT５Ａは出力Ａ用
に供し、100％から０％に減衰するように作動し、
一方、ATT２Ｂ…ATT６Ｂは出力Ｂ用のもので
０％から100％に増大するように作動する。次い
で受波素子の出力を２つずつ組合せて、その一方
の出力Ａを100％から０％に減衰、他方の出力Ｂ
を０％から100％に増大させるとともに、次に述
べる混合器により出力ＡとＢとから合成された出
力Ｃの振幅がほぼ一定で、位相が順次歩進するよ
う構成され、作動するものである。
路と称す）で、ATT１Ａ…ATT５Ａは出力Ａ用
に供し、100％から０％に減衰するように作動し、
一方、ATT２Ｂ…ATT６Ｂは出力Ｂ用のもので
０％から100％に増大するように作動する。次い
で受波素子の出力を２つずつ組合せて、その一方
の出力Ａを100％から０％に減衰、他方の出力Ｂ
を０％から100％に増大させるとともに、次に述
べる混合器により出力ＡとＢとから合成された出
力Ｃの振幅がほぼ一定で、位相が順次歩進するよ
う構成され、作動するものである。
MIX−１はM1，M2…M5から構成された混合
器で、可変減衰回路の出力E〓1A，E〓2A，E〓2B…E〓6B
を
混合する。FSは移相回路で、混合器M1…M5の
出力E〓M1，E〓M2…E〓M5の位相φ1，φ2をそれぞれ移
相
するものであり、MIX−２は移相後の各出力を
混合して受信ビーム出力OPとして出力する混合
器である。
器で、可変減衰回路の出力E〓1A，E〓2A，E〓2B…E〓6B
を
混合する。FSは移相回路で、混合器M1…M5の
出力E〓M1，E〓M2…E〓M5の位相φ1，φ2をそれぞれ移
相
するものであり、MIX−２は移相後の各出力を
混合して受信ビーム出力OPとして出力する混合
器である。
しかしながら、この可変減衰回路では、従来、
例えば種々の異なる値の抵抗を組み合わせた回路
が用いられているので回路が複雑となり、本発明
は、これを改良するものとして第４図に実施例を
示す如き簡単な構成の回路を有する受信装置を提
供するものである。
例えば種々の異なる値の抵抗を組み合わせた回路
が用いられているので回路が複雑となり、本発明
は、これを改良するものとして第４図に実施例を
示す如き簡単な構成の回路を有する受信装置を提
供するものである。
第４図は本発明の実施例を示すものであり、第
５図は可変減衰回路GATTの出力のベクトル合
成説明図である。
５図は可変減衰回路GATTの出力のベクトル合
成説明図である。
第４図の点線で囲まれた１Ａ…６Ｂは可変減衰
回路で、出力Ａをほぼ100％から０％に、出力Ｂ
を０％からほぼ100％に減衰させるものである。
また、同図のM1…M5は第３図と同じ位相回路で
ある。可変減衰回路１Ａ…６Ｂは、デジタル・ア
ナログ変換回路（以下Ｄ／Ａ変換回路と称す）１
Ａ１…６Ｂ１と付加抵抗回路１Ａ２…６Ｂ２をそ
れぞれ組合せて形成される。
回路で、出力Ａをほぼ100％から０％に、出力Ｂ
を０％からほぼ100％に減衰させるものである。
また、同図のM1…M5は第３図と同じ位相回路で
ある。可変減衰回路１Ａ…６Ｂは、デジタル・ア
ナログ変換回路（以下Ｄ／Ａ変換回路と称す）１
Ａ１…６Ｂ１と付加抵抗回路１Ａ２…６Ｂ２をそ
れぞれ組合せて形成される。
Ｄ／Ａ変換回路１Ａ１〜６Ｂ１のＫ１Ａ１〜Ｋ
１Ｂ２は制御用のデジタル信号の各ビツトの
“１”、“０”に対応して切換えする電子スイツチ
群、ＲとＲ／２は素子抵抗、付加抵抗回路１Ａ２
…６Ｂ２のRSHは制御信号に対する可変減衰回路
の減衰特性を適度に湾曲させるための抵抗であ
る。
１Ｂ２は制御用のデジタル信号の各ビツトの
“１”、“０”に対応して切換えする電子スイツチ
群、ＲとＲ／２は素子抵抗、付加抵抗回路１Ａ２
…６Ｂ２のRSHは制御信号に対する可変減衰回路
の減衰特性を適度に湾曲させるための抵抗であ
る。
次に可変減衰回路の制御用のｎビツトのデジタ
ル制御信号をＤ／Ａ変換回路の信号入力端子に、
またスイツチSWのS1…S6を介して受波素子から
取出した受波信号出力E〓1S…E〓6Sを同じくＤ／Ａ変
換回路の定電圧DC用電源端子にそれぞれ印加す
る。次いで相隣れる受波素子をスイツチＳが切換
える時間T0において、出力Ａ側のＤ／Ａ変換回
路１Ａ１…の入力端子には2n−１から０に変わる
制御信号を印加し、出力端子から振幅比が出力の
最大値のほぼ100％から０％に逐時減衰する出力
Ａを取出し、同時に出力Ｂ側のＤ／Ａ変換回路２
Ｂ１…６Ｂ２から、同様にして０から22−１に変
る制御電圧を入れ、振幅が０％からほぼ100％に
逐次増大する出力Ｂを取出す。次いで出力Ａ，
E〓1Aおよび出力Ｂ，E〓2Bは第４図のように混合器
M1〜M5に入力し、合成出力Ｃ，E〓M1…を取出す。
ル制御信号をＤ／Ａ変換回路の信号入力端子に、
またスイツチSWのS1…S6を介して受波素子から
取出した受波信号出力E〓1S…E〓6Sを同じくＤ／Ａ変
換回路の定電圧DC用電源端子にそれぞれ印加す
る。次いで相隣れる受波素子をスイツチＳが切換
える時間T0において、出力Ａ側のＤ／Ａ変換回
路１Ａ１…の入力端子には2n−１から０に変わる
制御信号を印加し、出力端子から振幅比が出力の
最大値のほぼ100％から０％に逐時減衰する出力
Ａを取出し、同時に出力Ｂ側のＤ／Ａ変換回路２
Ｂ１…６Ｂ２から、同様にして０から22−１に変
る制御電圧を入れ、振幅が０％からほぼ100％に
逐次増大する出力Ｂを取出す。次いで出力Ａ，
E〓1Aおよび出力Ｂ，E〓2Bは第４図のように混合器
M1〜M5に入力し、合成出力Ｃ，E〓M1…を取出す。
ここに第５図のように、出力Ａ，E〓1Aおよび出
力Ｂ，E〓2Bの各ステツプ（T0を2n−１に分割した
t0〜t1、…t3〜t4）毎の減衰比１、α2、α3、０お
よび０、β2、β3、１は、このαおよびβによる減
衰出力のαE〓1AとβE〓2Bの合成出力E〓M1の振幅がほ
ぼ
一定で、かつ位相角がほぼ一定量づつ移相するよ
う設定されてあるが、この設定はＤ／Ａ変換回路
の素子抵抗Ｒと付加抵抗RSHの値を受波素子の内
部抵抗の値に対して適宜選定することにより行わ
れる。例えば、E〓1AとE〓2Bの位相差が80゜の場合、
素子抵抗Ｒと付加抵抗RSHの値を受波素子の内部
抵抗値に対してそれぞれ1/2に選定した場合の合
成出力は、振幅誤差約２％、位相誤差約±2゜で３
ステツプの歩進が行われる。なお、受信信号がプ
リアンプを介して取出される場合は、プリアンプ
の内部抵抗が受波素子の内部抵抗に代ること、或
いは混合器の入力抵抗が付加抵抗に代えられるこ
とは云うまでもない。
力Ｂ，E〓2Bの各ステツプ（T0を2n−１に分割した
t0〜t1、…t3〜t4）毎の減衰比１、α2、α3、０お
よび０、β2、β3、１は、このαおよびβによる減
衰出力のαE〓1AとβE〓2Bの合成出力E〓M1の振幅がほ
ぼ
一定で、かつ位相角がほぼ一定量づつ移相するよ
う設定されてあるが、この設定はＤ／Ａ変換回路
の素子抵抗Ｒと付加抵抗RSHの値を受波素子の内
部抵抗の値に対して適宜選定することにより行わ
れる。例えば、E〓1AとE〓2Bの位相差が80゜の場合、
素子抵抗Ｒと付加抵抗RSHの値を受波素子の内部
抵抗値に対してそれぞれ1/2に選定した場合の合
成出力は、振幅誤差約２％、位相誤差約±2゜で３
ステツプの歩進が行われる。なお、受信信号がプ
リアンプを介して取出される場合は、プリアンプ
の内部抵抗が受波素子の内部抵抗に代ること、或
いは混合器の入力抵抗が付加抵抗に代えられるこ
とは云うまでもない。
同様にして、各受波素子Vo2′，Vo1′…Vo2の出
力も３ステツプの切換えのあと、夫々Vo1′，Vo
…Vo3の出力に移相される。
力も３ステツプの切換えのあと、夫々Vo1′，Vo
…Vo3の出力に移相される。
また３ステツプの切換え中は、各振動子の出力
は隣れる振動子の出力に夫々の間の位相角のほぼ
１／３宛移相されるから、混合器M1，M2…の出力
E〓M1，E〓M2…E〓M5は互に、φ2−φ1、φ1、０、φ1
、φ2
−φ1の位相差を保つて出力される。
は隣れる振動子の出力に夫々の間の位相角のほぼ
１／３宛移相されるから、混合器M1，M2…の出力
E〓M1，E〓M2…E〓M5は互に、φ2−φ1、φ1、０、φ1
、φ2
−φ1の位相差を保つて出力される。
したがつてE〓M1…E〓M5の位相を夫々φ2、φ1、０、
φ1、φ2だけ移相してから合成すれば、各ステツ
プ毎（すなわちほぼφ0／３方向毎）の受波指向
性が順次に得られる。すなわち受波指向性はほぼ
φ0／３宛ずつ３ステツプで角度φ0だけ旋回した
ことになる。
φ1、φ2だけ移相してから合成すれば、各ステツ
プ毎（すなわちほぼφ0／３方向毎）の受波指向
性が順次に得られる。すなわち受波指向性はほぼ
φ0／３宛ずつ３ステツプで角度φ0だけ旋回した
ことになる。
したがつて総合結果は、相隣れる受波素子間の
開き角度φ0内に、適宜の方位角ごとに指向幅の
ほぼ均一な受波指向性が挿入されるから、角度
φ0内の探査がより一層緻密となり、情報の把握
が正確となり観察の精度が向上する。
開き角度φ0内に、適宜の方位角ごとに指向幅の
ほぼ均一な受波指向性が挿入されるから、角度
φ0内の探査がより一層緻密となり、情報の把握
が正確となり観察の精度が向上する。
本発明においては、とくに構造が簡単なＤ／Ａ
変換回路を利用し、付加抵抗を付加するだけで、
入力に加える制御電圧の組合せによつて、振幅が
ほぼ100％から０％に減衰する出力と、振幅が０
％からほぼ100％に増大する出力を取り出す手段
にしているから、可変減衰回路内の抵抗の種類が
少なく、標準的抵抗を用いること、或いは既成の
Ｄ／Ａ変換器を利用することができ、このＤ／Ａ
変換回路に簡単な付加抵抗を付加するだけであ
り、回路構成が簡単であり、補間ビームの振幅を
ほぼ一定となして受信感度むらをなくするための
調整が簡単であり、測定の信頼性を向上し、また
多数の指向幅のほぼ均一な挿入指向性の構成及び
高速旋回操作を容易に実施することができ、指向
幅が狭く、実用上極めて大なる効果を奏する。
変換回路を利用し、付加抵抗を付加するだけで、
入力に加える制御電圧の組合せによつて、振幅が
ほぼ100％から０％に減衰する出力と、振幅が０
％からほぼ100％に増大する出力を取り出す手段
にしているから、可変減衰回路内の抵抗の種類が
少なく、標準的抵抗を用いること、或いは既成の
Ｄ／Ａ変換器を利用することができ、このＤ／Ａ
変換回路に簡単な付加抵抗を付加するだけであ
り、回路構成が簡単であり、補間ビームの振幅を
ほぼ一定となして受信感度むらをなくするための
調整が簡単であり、測定の信頼性を向上し、また
多数の指向幅のほぼ均一な挿入指向性の構成及び
高速旋回操作を容易に実施することができ、指向
幅が狭く、実用上極めて大なる効果を奏する。
第１図は従来のスキヤンニングソーナーの受信
系の主要部の説明図、第２図は受波素子出力の位
相に就ての説明図、第３図は本発明の実施例の回
路図、第４図はその可変減衰回路の実施例の回路
図、第５図は本発明の実施例の合成出力のベクト
ルの説明図である。
系の主要部の説明図、第２図は受波素子出力の位
相に就ての説明図、第３図は本発明の実施例の回
路図、第４図はその可変減衰回路の実施例の回路
図、第５図は本発明の実施例の合成出力のベクト
ルの説明図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ３個以上の相隣れる受波素子を選択して形成
された受波素子群を、受信ビームの旋回走査方向
に逐次切換えて移行せしめると共に、各受波素子
の受信出力の位相をそれぞれ移相して同一位相に
そろえて移相受信出力を形成し、該移相受信出力
を合成して受信ビームを形成し、該受信ビームを
旋回走査せしめるスキヤンニングソーナーであつ
て、各受波素子の間の方向を補間する補間ビーム
を形成するに当たり、各受波素子にそれぞれ可変
減衰回路を接続し、相隣れる受波素子の開き角度
を走査する時間に、相隣れる受波素子の可変減衰
回路の出力を、先行の受波素子に関する出力を
100％から０％へ減小せしめながら、後行の受波
素子に関する出力を０％から100％へ増大せしめ
つつ、両出力を順次ベクトル合成して複数の補間
合成受波素子出力を形成し、該補間合成受波素子
出力を、各々の受波素子の幾何学的配置によつて
決まる位相角分を移相して同一受波平面に位相を
そろえて補間移相出力となし、これらの補間位相
出力を合成して補間信号出力を形成するようにし
たスキヤンニングソーナーの受信装置において、 前記可変減衰回路が、Ｄ／Ａ変換回路の出力用
端子に並列に付加抵抗を挿入して形成された回路
であり、 該Ｄ／Ａ変換回路の定電圧電源用端子は前記受
波素子側に接続され、入力用端子にはｎビツトの
制御信号が印加されるようになつており、 相隣れる受波素子の開き角度を走査する時間
に、相隣れる受波素子にそれぞれ組合わされる
Ｄ／Ａ変換回路の一方の先行する側の入力用端子
には2n−１から０に変るデイジタル制御信号を印
加し、同時に他方の後行する側の入力端子には０
から2n−１に変るデイジタル制御信号を印加する
ようにしたことを特徴とするスキヤンニングソー
ナーの受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2403780A JPS56120967A (en) | 1980-02-29 | 1980-02-29 | Reception device for scanning sonar |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2403780A JPS56120967A (en) | 1980-02-29 | 1980-02-29 | Reception device for scanning sonar |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56120967A JPS56120967A (en) | 1981-09-22 |
| JPS6327665B2 true JPS6327665B2 (ja) | 1988-06-03 |
Family
ID=12127298
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2403780A Granted JPS56120967A (en) | 1980-02-29 | 1980-02-29 | Reception device for scanning sonar |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56120967A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR200470486Y1 (ko) * | 2012-01-30 | 2014-01-02 | 소나테크 주식회사 | 다중 빔을 이용한 고해상도 측면 주사 소나 시스템의 진행방향 해상도 향상을 위한 트랜스듀서의 셀 배치 구조. |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1565694A (en) * | 1976-06-22 | 1980-04-23 | Crosfield Electronics Ltd | Image reproducing methods and apparatus |
-
1980
- 1980-02-29 JP JP2403780A patent/JPS56120967A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56120967A (en) | 1981-09-22 |
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