JPS6330587B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導無線を用いた移動体位置検知方
式、特に地上側で移動体の位置を検知する方式に
関するものである。

鉄道車輛はじめ各種の交通機関あるいは産業用
運搬機関のように、一定の走行路に沿つて走行す
る移動体の自動運転においては、常時地上側にお
いて移動体の位置を正確に知つていることが不可
欠の要請である。

この要請に応えるものとして、全走行路を一定
の区間長（10m前後）の小区間に分割し、いずれ
の小区間内の移動体が存在するかを知ることによ
り、移動体の位置を検知する方式がある。この方
式の原理について第１図を参照して説明する。

全区間長がＬの移動体走行路には導体対３０，
３１，３２，３３……が布設されている。導体対
３０は全区間にわたり無交差であり、導体対３
１，３２，３３，……はそれぞれＬ／２，Ｌ／
４，Ｌ／８……の周期で交差されている。

移動体に塔載されたアンテナ（枠形コイル）３
４に50〜200KHzの高周波電流を通電すると、こ
れにより生ずる磁界で各導体対３０，３１，３
２，３３，……には電圧が誘起される。導体対３
０に誘起される電圧を位相基準電圧とすると、こ
れと導体対３１に誘起される電圧の位相差はAM
区間では０、NB区間ではπとなり、移動体が
AM区間にあるかMB区間にあるか知ることがで
きる。

同様に導体対３０に誘起される電圧と、導体対
３２，３３……に誘起されるそれぞれの電圧との
位相差を測定することにより更に細分化された位
置情報を得ることができる。

しかしながら、この方式では次のような問題点
が指摘される。

(1) 各導体対に付与される情報は０またはπだ
け、すなわち位置情報量にして１ビツトに過ぎ
ず、精密な位置情報を得るためには極めて多く
の導体対を必要とするため線路構造が複雑化
し、これに伴い製造が困難となり、高価となる
ことが避けられない。

(2) 導体対３０は無交差であり、また上位番地の
位置情報を受持つ導体対３１，３２等は交差周
期が長いため、周囲雑音を拾いやすく、また各
導体対の間に漏話電圧が発生して正確な位置測
定は困難となる。

本発明は上記した従来技術の問題点を解消する
ためのものであり、１導体当りの位置情報を画期
的に増加でき、また周囲雑音の影響を受けず、更
には漏話電圧を大幅に軽減できる移動体位置検知
方式の提供を目的とするものである。

以下本発明について詳細に説明する。

第２図は第１発明において使用される誘導無線
線路の一例を示したものであり、１は第１の導体
系、２は第２の導体系、３は移動体塔載アンテナ
である。

第１の導体系１は周期Ｐの波形形状をした３本
の導体１ａ，１ｂ，１ｃをそれぞれＰ／３づつず
らして配置したものである。

第２の導体系２も同様に周期Ｐの波形形状をし
た３本の導体２ａ，２ｂ，２ｃをそれぞれＰ／３
づつずらして配置したものであるが、この導体系
２は各導体２ａ，２ｂ，２ｃの波形形状の位相が
一定間隔毎に階段的に変化するようになつてい
る。すなわち、移動体の走行路をＮ個の小区間に
区分したとき、ある区間での導体の波形の位相量
を０とすれば、次の区間へ移るときπ／２の階段
的増加を示すようになつている。

かかる３相３導体の第１および第２の導体系
１，２を平行して布設することにより誘導無線線
路が構成される。

いま、誘導無線線路の端末から移動体塔載アン
テナ３までの距離をＺとすると、線路端末におい
て第１の導体系１の導体１ａと１ｂ、１ｂと１
ｃ、１ｃと１ａ間にそれぞれ誘起される電圧
Vab₁、Vbc₁、Vca₁は次式でもつてあらわされ
る。

Vab₁ ＝ｋ cos2π／ＰZe^-〓^z-j〓^z Vbc₁ ＝ｋ cos2π／Ｐ（Ｚ＋１／３Ｐ）e^-〓^z-j〓^z Vca₁ ＝ｋ cos2π／Ｐ（Ｚ＋２／３Ｐ）e^-〓^z-j〓^z (1) なお、ｋは常数、αは線路の減衰常数、βは線
路の位相常数である。

ここで、(1)式の３電圧について正相電圧Vp₁お
よび逆相電圧Vn₁を次式の通りに定義する。

(1)式および(2)式から直ちに次式が得られる。

次に、第２の導体系２について考えてみると、
いま、全長Ｌの移動体走行路を第３図に示すよう
にＮ個の小区間N₁，N₂，……，Ni，……，Nn
に分割し、第ｉ番目の小区間Niにおいて導体の
波形に位相量ψiを与え、移動体塔載アンテナ３が
第ｉ番目の小区間Niにあるとき、線路端末にお
いて導体２ａと２ｂ、２ｂと２ｃ、２ｃと２ａ間
にそれぞれ誘起される電圧Vab₂，Vbc₂，Vca₂は
次式でもつてあらわされる。

Vab₂ ＝ｋ cos2π／Ｐ（Ｚ＋i）e^-〓^z-j〓^z Vbc₂＝ｋ cos2π／Ｐ （Ｚ＋１／３Ｐ＋i）e^-〓^z-j〓^z Vca₂＝ｋ cos2π／Ｐ （Ｚ＋２／３Ｐ＋i）e^-〓^z-j〓^z(4) これらの３電圧についての正相電圧Vp₂および
逆相電圧Vn₂は(3)式と同様にして求めると次のよ
うになる。

ここで、Vp₂とVp₁の位相差を△φpi、Vn₁と
Vn₂の位相差を△φniとすれば、 △φpi＝∠Vp₂−∠Vp₁＝i (6) △φni＝∠Vn₁−∠Vn₂＝i となる。なお、∠は複素数の位相角を示す記号で
ある。

(6)式から明らかな通り、△φpiまたは△φniを
測定することによりφiがわかり、これによつて移
動体が第ｉ番目の小区間Ni内に存在することを
知ることができる。

第４図は第１発明における信号処理回路の一例
を示したものである。

第１の導体系１の線路端末での導体間電圧
Vab₁，Vbc₁，Vca₁はそれぞれ変成器４a₁，４
b₁，４c₁によつて不平衡電圧に変換され、加算器
６₁に導かれる。この場合変成器４a₁の出力は直
接加算器６₁に導かれるが、変成器４b₁，４c₁の
出力は移相回路５b₁，５c₁によつてそれぞれ−
120゜，＋120゜の位相変位を受けてから加算器６₁に
導かれる。

加算器６₁においては、上記した(2)式に相当す
る演算が行われ、その出力は(3)式で与えられる
Vp₁に等しい。

第２の導体系２の場合についても同様に、導体
間電圧Vab₂，Vbc₂，Vca₂は変成器４a₂，４b₂，
４c₂および移相回路５b₂，５c₂を経て加算器６₂
に導かれ、(5)式で与えられるVp₂に等しい電圧が
出力される。

加算器６₁，６₂の出力は位相計７に導かれ、こ
こにおいて(6)式の△φpiを求める演算が行われ、
入力の位相差iに比例した電圧または電流が出力
され、その値は計器１３に指示されることにな
る。

なお、逆相電圧Vn₁とVn₂の位相差を求めるこ
とによつても上記と全く同じ結果が得られること
は前述した通りである。

これまでに説明した方式は、線路長が比較的短
い場合に有効であるが、線路長が長大化な場合に
は、第１および第２の導体系の導体形状ピツチが
同一なため、両導体系の間に漏話電圧が発生し、
位置検知誤差を生ずるおそれがある。

このような問題点を一掃するのが第２および第
３発明であり、以下これらについて説明する。第
５図は第２および第３発明において使用される誘
導無線線路の一例を示したものである。第１の導
体系５１は周期P₁の波形形状をした３本の導体
５１ａ，５１ｂ，５１ｃをそれぞれP₁／３づつ
ずらして配置したものであり、第２の導体系５２
は周期P₂（P₂＝P₁／２）の波形形状をした３本の
導体５２ａ，５２ｂ，５２ｃをそれぞれP₂／３
づつずらして配置したものである。

第２の導体系５２は第２図で示した導体系２と
同様に各導体５２ａ，５２ｂ，５２ｃの波形形状
の位相が一定間隔毎に階段的に変化するようにな
つており、第ｉ番目の小区間Niにおいては位相
量iが付与されているものとする。

いま、誘導無線線路の端末から移動体塔載アン
テナ５３までの距離をＺとし、アンテナ５３を異
なる周波数ω₁およびω₂で共用し、第１の導体系
５１の端末ではω₁を、第２の導体系５２の端末
ではω₂をそれぞれ選択受信する。

第１の導体系５１についての正相電圧Vp₁およ
び逆相電圧Vn₁は次式で与えられる。

また、第２の導体系５２についての正相電圧
Vp₂および逆相電圧Vn₂は次式で与えられる。

なお、(7)式および(8)式において、ｋ，α，βに
付した添字１および２はそれぞれ第１の導体系５
１および第２の導体系５２に関する量であること
を示す。

ここで、Vp₁およびVn₁を２逓倍し、Vp₂およ
びVn₂との位相差をそれぞれ△φpiおよび△φniと
すれば、 △φpi＝∠Vp₂−２∠Vp₁ △φni＝∠Vn₁−２∠Vn₂ (9) となる。

(7)式および(8)式を(9)式の右辺に代入すると、△
φpiおよび△φniの瞬時値は次式のようになる。

△φpi＝−2π／P₁（２−P₁／P₂）ｚ＋i＋｛2β₁（
ω₁）−β₂（ω₂）｝ｚ−（2ω₁−ω₂）ｔ △φni＝−2π／P₁（２−P₁／P₂）ｚ＋i−｛2β₁（
ω₁）−β₂（ω₂）｝ｚ＋（2ω₁−ω₂）ｔ(10) ここで、P₁＝2P₂である。またω₂としてω₁を２
逓倍したものを用いればω₂＝2ω₁であり、その位
相も完全に同期していることから （2ω₁−ω₂）ｔ＝０ が成り立つ。

従つて、(10)式は次式のようになる。

△φpi ＝i＋｛2β₁（ω₁）−β₂（ω₂）｝Ｚ △φni ＝i−｛2β₁（ω₁）−β₂（ω₂）｝Ｚ(11) 誘導無線の周波数帯（50〜200KHz）では、線
路常数は概ね周波数ωに比例し、また線路絶縁媒
質の誘電率が等しい限り、その値は概ね相等し
く、Ｚが比較的小さい場合（Ｚ＜約200m）のと
きは ｛2ω₁（ω₁）−β₂（ω₂）｝Ｚ≪１ となり、△φpiまたは△φniの値からφiの概略値
がわかり、これによつて移動体が第ｉ番目の小区
間Ni内に存在することがわかる。

一方、Ｚが大きく（Ｚ＝1000〜2000m）、(11)式
の右辺の第２項が無視できない場合は、△φpiと
△φniの平均値△φiを求めることにより誤差項は
相殺され、 △φi＝１／２（△φpi＋△φni）＝i (12) となり、正確なiを知ることができる。

この方式は第１および第２の導体系５１，５２
の周期は２：１であるから、これら両系統間の漏
話は極めて少なく、線路区間が長大な場合でも測
定誤差が増大するおそれがない。

第６図は第２および第３発明における信号処理
回路の一例を示したものである。

第１の導体系５１の線路端末での各導体間電圧
はそれぞれ変成器６４a₁，６４b₁，６４c₁によつ
て不平衡電圧に変換され、帯域通過濾波器９a₁，
９b₁，９c₁に導かれる。濾波器９a₁，９b₁，９c₁
は入力信号のうち周波数がω₁の成分のみを通過
させ、ω₂の成分を遮断する。

各濾波器９a₁，９b₁，９c₁の出力はそれぞれ二
分されて加算器６６p₁および６６n₁に導かれる。
加算器６６p₁に向う成分についていえば、濾波器
９a₁の出力は直接に加算器６６p₁に到達するのに
対し、濾波器９b₁，９c₁の出力は移相回路６５
bp₁，６５cp₁によりそれぞれ−120゜，＋120゜の位相
変位を受けた後、加算器６６p₁に到達する。従つ
て、加算器６６p₁においては(2)式のVp₁を求める
演算が行われ、その出力は(7)式のVp₁となる。ま
た、加算器６６n₁に向う成分についていえば、濾
波器９a₁の出力は直接に加算器６６n₁に到達する
のに対し、濾波器９b₁，９c₁の出力は移相回路６
５bn₁，６５cn₁によりそれぞれ＋120゜，−120゜の位
相変位を受けた後、加算器６６n₁に到達すること
になる。

従つて、加算器６６n₁においては、(2)式のVn₁
を求める演算が行われ、その出力は(7)式のVn₁と
なる。

次いで、第２の導体系５２の線路端末での各導
体間電圧についても同様にして加算器６６p₂，６
６n₂に導かれるが、第１の導体系５１の場合と異
なるのは帯域通過濾波器９a₂，９b₂，９c₂は周波
数がω₂の成分のみを通過させ、ω₁の成分を遮断
する点である。

なお、６４a₂，６４b₂，６４c₂は変成器、６５
bp₂，６５Cp₂，６５bn₂，６５Cn₂は移相回路で
あり、加算器６６p₂，６６n₂の出力はそれぞれ(8)
式のVp₂，Vn₂である。

加算器６６p₁，６６p₂の出力は位相計６７ｐ
に、また加算器６６n₁，６６n₂の出力は位相計６
７ｎにそれぞれ導かれることになるが、加算器６
６p₁，６６n₁の出力はそれぞれ周波数２逓倍器１
０ｐ，１０ｎで２逓倍されてから位相計６７ｐ，
６７ｎに到達する。位相計６７ｐにおいては(9)式
の△φpiを求める演算が、また位相計６７ｎにお
いては(9)式の△φniを求める演算が行われ、その
出力は(11)式の△φpi，△φniとなる。位相計６７
ｐ，６７ｎの出力は加算器１１に導かれて(12)式に
相当する演算が行われ、φiに比例した電圧または
電流が出力され、その値は計器６８に指示される
ことになる。

なお、第２発明の場合、加算器１１は省略され
位相計６７ｐあるいは６７ｎの出力が計器６８に
指示されることになる。位相計６７ｐ，６７ｎ、
加算器１１、計器６８はアナログ式あるいはデイ
ジタル式のどちらでもよい。

第７図は第２および第３発明における信号処理
回路の他の例を示したものであり、第６図を同じ
呼称部は同一符号を付してある。

本実施例が第６図の実施例と異なる点は、濾波
器９a₁，９b₁，９c₁の直後に周波数２逓倍器１０
ａ，１０ｂ，１０ｃを設けた点であるが、この場
合であつても第６図の実施例と同じ結果が得られ
る。これまでは、ω₂＝2ω₁，P₁＝2P₂の場合につ
いて説明してきたが、一般的にはω₂＝2^mω₁，P₁
＝2^mP₂とし、Vp₁およびVn₁を2^m逓倍して、それ
ぞれとVp₂およびVn₂との位相を比較する方式で
あつても全く同じ結果が得られる。例えば、第５
図の第１および第２の導体系に更に第３の導体系
（導体形状ピツチはP₃）を組み合わせ、移動体塔
載アンテナを三つの周波数ω₁，ω₂，ω₃で共用す
る場合は、P₃＝P₁／４，ω₃＝4ω₁となる。第３の
導体系の波形に下位番地の位置情報を付与し（例
えば第２の導体系の第ｉ番目の区間を更にＮ区間
に分割し、その各々について第３導体系の波形に
異なる位相量′iを付与する）、これを第２の導体
系の位置情報iと組み合わせることにより、更に
細分化された位置情報を得ることができる。

以上の説明は、誘導無線線路を構成する各導体
系を３相３導体としているが、本発明はこれに限
定されるものではなく、一般的にはＭ相Ｍ導体
（Ｍは３より大なる整数）に拡張できるものであ
ることは、当業者にとり自明の理であろう。第８
図はＭ導体よりなる誘導無線線路の部分説明図で
あり、８１は第１の導体系、８３は移動体塔載ア
ンテナである。第１の導体系８１は周期Ｐの波形
形状をしたＭ本の導体８１ａ，８１ｂ，８１ｃ…
８１ｎを夫々Ｐ／Ｍずつずらして配置したもので
ある。

いま、誘導無線線路の端末から移動体塔載アン
テナ８３までの距離をＺとすると、線路端末にお
いて第１の導体系８１の導体８１ａと８１ｂ、８
１ｂと８１ｃ、……８１ｎと８１ａ間に夫々誘起
される電圧V_ab1，V_bc1，…V_oa1は次式でもつて表
わされることが明らかである。

V_ab1＝ｋ cos2π／Ｐze^-〓^z-j〓^z (13) V_bc1 ＝ｋ cos2π／Ｐ（ｚ＋１／ＭＰ）e^-〓^z-j〓^z 〓 V_oa1＝ｋ cos2π／Ｐ （ｚＭ−１／ＭＰ）e^-〓^z-j〓^z (13) Ｋ：定数，α：線路の減衰定数， β：線路の位相定数 ここで、（13）式のＭコの電圧について正相電
圧V_b1及び逆相電圧V_o1は、次式の通り定義であ
る。

（13）式及び（14）式より次式が得られる。

（15）式より明らかな通り、Ｍ相Ｍ導体の場合
においても、３相３導体の場合の正相及び逆相電
圧に関する(3)式と相似の性質が成り立つ（Ｍ＝３
であれば同一となる）のである。

従つて、図示しない第２の導体系を、Ｍ本の導
体にて位相を一定区間毎に階段的に変化させて構
成すれば、この第２の導体系における正相電圧
V_p2及び逆相電圧V_o2について、 (5)式と相似の式が成り立つから、(6)式をそのま
ま用いれば、Ｍの値に何ら関係なく位相量ψiがわ
かり、これにより移動体の位置を知ることができ
る。

このような相似関係は、上述した第１の発明に
限らず、第２及び第３の発明における(7)，(8)，(9)
式においても同様に成り立つことは自明であろ
う。

尚、このような導体数を増加すると誘導無線線
路及び信号処理回路が複雑になるという不利得を
伴うが、誘起電圧中に含まれる高調波成分が多数
打消され、測定精度がより向上するという利点が
ある。例えば６相６導体にすれば第３，９，15…
次の高調波成分のほか、偶数次の全高調波成分を
消滅させることができる。ちなみに、導体の形状
は第２図あるいは第５図のように梯形波状のもの
に限定されるものではなく、矩形波あるいは第８
図のような三角波状のものであつてもよく、また
平形のものばかりでなく、らせん状のものであつ
てもよい。

以上説明してきた本発明は次のような効果を生
ずることになる。

(1) １導体当りに付与される位置情報量は画期的
に増加し、線路の構成が簡略化するので経済的
なシステムを実現できる。

(2) 導体のピツチを極めて小さく（数十cm〜数
ｍ）選ぶことができ、周囲雑音の甚しい地域で
使用する場合でも誘導雑音は線路内において相
殺され、測定精度を劣化させることはない。

(3) 各導体系の導体形状ピツチ比を１：2^mとする
ことにより、導体系の間の漏話は大幅に軽減さ
れ、位置検和精度が向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例の説明図、第２図は第１発明に
おける誘導無線線路の一例の説明図、第３図は移
動体走行路を小区間に分割した状態の説明図、第
４図は第１発明における信号処理回路の一例の説
明図、第５図は第２および第３発明における誘導
無線線路の一例の説明図、第６図は第２および第
３発明における信号処理回路の一例の説明図、第
７図は第２および第３発明における信号処理回路
の他の例の説明図、第８図はＭ導体よりなる誘導
無線線路の部分説面図である。 １，５１，８１：第１の導体系、２，５２：第
２の導体系、３，５３，８３：移動体搭載アンテ
ナ、４，６４：変成器、５，６５：移相回路、
６，６６：加算器、７，６７：位相計、８，６
８：指示計器、９：帯域通過濾波器、１０：周波
数２逓倍器、１１：加算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ Ｍ相Ｍ導体（Ｍは３または３より大なる整
   数）によつて形成される第１の導体系と、この第
   １の導体系と等しい導体形状ピツチを有する第２
   の導体系とを移動体走行路に沿つて布設して誘導
   無線線路を構成し、上記走行路をＮ個（Ｎは２ま
   たは２より大なる整数）の小区間に区分すると共
   に、各小区間の境界を通過する毎に一方の導体系
   のみの導体形状の位相を階段的に変化せしめ、高
   周波電流が通電された移動体塔載アンテナで上記
   誘導無線線路を励振することにより生ずる上記第
   １および第２の導体系の導体間電圧の正相成分
   （あるいは逆相成分）間の位相差から移動体の存
   在する小区間を知ることを特徴とする移動体位置
   検知方式。 ２ Ｍ相Ｍ導体（Ｍは３または３より大なる整
   数）によつて形成される第１の導体系と、Ｍ相Ｍ
   導体によつて形成され、第１の導体系の導体形状
   ピツチの1/2ｍ（ｍは任意の正の整数）の導体形状
   ピツチを有する第２の導体系とを移動体走行路に
   沿つて布設して誘導無線線路を構成し、上記走行
   路をＮ個（Ｎは２または２より大なる整数）の小
   区間に区分すると共に、各小区間の境界を通過す
   る毎に第２の導体系のみの導体形状の位相を階段
   的に変化せしめ、周波数ω₁およびω₁を2^m逓倍し
   た周波数ω₂の高周波電流が通電された移動体塔
   載アンテナで上記誘導無線線路を励振することに
   より、上記第１および第２の導体系の各導体間に
   電圧を誘起せしめ、第１の導体系については周波
   数ω₁の信号を選択受信してこの信号についての
   各導体間電圧の正相（あるいは逆相）成分を求め
   てから2^m逓倍するか、あるいは各導体間電圧を2^m
   逓倍してからこれらの電圧についての正相（ある
   いは逆相）成分を求め、第２の導体系については
   周波数ω₂の信号を選択受信してこの信号につい
   ての各導体間電圧の正相（あるいは逆相）成分を
   求め、第１の導体系の2^m逓倍された正相（あるい
   は逆相）電圧と第２の導体系の正相（あるいは逆
   相）電圧との位相差からの移動体の存在する小区
   間を知ることを特徴とする移動体位置検知方式。 ３ Ｍ相Ｍ導体（Ｍは３または３より大なる整
   数）によつて形成される第１の導体系と、Ｍ相Ｍ
   導体によつて形成され、第１の導体系の導体形状
   ピツチの1/2ｍ（ｍは任意の正の整数）の導体形状
   ピツチを有する第２の導体系とを移動体走行路に
   沿つて布設して誘導無線線路を構成し、上記走行
   路をＮ個（Ｎは２または２より大なる整数）の小
   区間に分割すると共に、各小区間の境界を通過す
   る毎に第２の導体系のみの導体形状の位相を階段
   的に変化せしめ、周波数ω₁およびω₁を2m逓倍し
   た周波数ω₂の高周波電流が通電された移動体塔
   載アンテナで上記誘導無線線路を励振することに
   より、上記第１および第２の導体系の各導体間に
   電圧を誘起せしめ、第１の導体系については周波
   数ω₁の信号を選択受信してこの信号についての
   各導体間電圧の正相および逆相成分を求めてから
   2^m逓倍するか、あるいは各導体間電圧を2^m逓倍し
   てからこれらの電圧についての正相および逆相成
   分を求め、第２の導体系については周波数ω₂の
   信号を選択受信して各導体間電圧の正相および逆
   相成分を求め、第２の導体系の正相電圧と第１の
   導体系の2^m逓倍された正相電圧の位相差と第１の
   導体系についての2^m逓倍された逆相電圧を第２の
   導体系についての逆相電圧の位相差の算術平均値
   から移動体の存在する小区間を知ることを特徴と
   する移動体位置検知方式。