JPS6367437B2 - - Google Patents
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- JPS6367437B2 JPS6367437B2 JP56042775A JP4277581A JPS6367437B2 JP S6367437 B2 JPS6367437 B2 JP S6367437B2 JP 56042775 A JP56042775 A JP 56042775A JP 4277581 A JP4277581 A JP 4277581A JP S6367437 B2 JPS6367437 B2 JP S6367437B2
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/2173—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a biphase or polyphase circuit arrangement
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は交流電圧をトランスに印加し、その
二次側出力を整流平滑して直流電圧を取出す電源
装置の改良に関する。
二次側出力を整流平滑して直流電圧を取出す電源
装置の改良に関する。
従来、上記のような電源装置は入力電圧波形の
一部分のみを利用して直流を得ていた。このため
入力電流波形は大きなピーク値を持つパルス状の
ものとなり、効率およびノイズの面で不利であつ
た。
一部分のみを利用して直流を得ていた。このため
入力電流波形は大きなピーク値を持つパルス状の
ものとなり、効率およびノイズの面で不利であつ
た。
また、従来スイツチングレギユレータと呼ばれ
る電源装置があつた。これは交流電圧を一度直流
に変換し、それを高い周波数を使用したスイツチ
ング回路でパルスに変換し、トランスで必要な電
圧に変圧し、もう一度整流し所望の直流電圧を得
るというものであつた。しかしこの装置において
はトランスの一次側で整流、平滑を必要とするの
でその部分で発熱が生じるとともに、やはり入力
電圧（交流電圧）波形の一部分のみを利用してい
ることにより、入力電流は大きなピーク値を持
ち、また部品点数が多くなる欠点があつた。
る電源装置があつた。これは交流電圧を一度直流
に変換し、それを高い周波数を使用したスイツチ
ング回路でパルスに変換し、トランスで必要な電
圧に変圧し、もう一度整流し所望の直流電圧を得
るというものであつた。しかしこの装置において
はトランスの一次側で整流、平滑を必要とするの
でその部分で発熱が生じるとともに、やはり入力
電圧（交流電圧）波形の一部分のみを利用してい
ることにより、入力電流は大きなピーク値を持
ち、また部品点数が多くなる欠点があつた。
この発明は従来装置における以上のような欠点
を除去した電源装置を提供しようとするものであ
る。この発明は交流電圧をスイツチング回路を介
して電源トランスの１次側に印加し、その２次側
出力を整流、平滑して直流電圧を得るようにした
電源装置において、前記スイツチング回路は交流
電圧の正負各半サイクルごとに複数回ずつスイツ
チングすると共に、スイツチング周期を交流電圧
の瞬時値が大きいときには短く、該瞬時値が小さ
いときには長く制御するようにしたことを特徴と
するものである。 この発明によれば、前記スイ
ツチング回路は交流電圧の正負各半サイクルごと
に複数回ずつスイツチングすると共に、スイツチ
ング周期を交流電圧の瞬時値が大きいときには短
く、該瞬時値が小さいときには長く制御するよう
にしたので、交流入力電圧の瞬時値にかかわらず
入力電流の電流値を略々一定化することができ、
効率およびノイズの面で非常に有利になる。ま
た、一次整流、平滑が不要となるためそれによる
発熱がなく、部品点数も減らすことができる。
を除去した電源装置を提供しようとするものであ
る。この発明は交流電圧をスイツチング回路を介
して電源トランスの１次側に印加し、その２次側
出力を整流、平滑して直流電圧を得るようにした
電源装置において、前記スイツチング回路は交流
電圧の正負各半サイクルごとに複数回ずつスイツ
チングすると共に、スイツチング周期を交流電圧
の瞬時値が大きいときには短く、該瞬時値が小さ
いときには長く制御するようにしたことを特徴と
するものである。 この発明によれば、前記スイ
ツチング回路は交流電圧の正負各半サイクルごと
に複数回ずつスイツチングすると共に、スイツチ
ング周期を交流電圧の瞬時値が大きいときには短
く、該瞬時値が小さいときには長く制御するよう
にしたので、交流入力電圧の瞬時値にかかわらず
入力電流の電流値を略々一定化することができ、
効率およびノイズの面で非常に有利になる。ま
た、一次整流、平滑が不要となるためそれによる
発熱がなく、部品点数も減らすことができる。
以下この考案を添付図面の実施例を参照して詳
しく説明する。
しく説明する。
第１図において電源トランスT1のコアには一
次コイルL1および二次コイルL2，L3が図に示す
極性で配設されている。一次コイルL1には交流
電圧１がラインフイルタ２およびスイツチS1を介
して接続されている。スイツチS1は交流電源１の
電圧Vinをその半同期より短い周期で（すなわち
交流入力電圧Vinの正負各半サイクル中に複数回
ずつ）スイツチングするためのものである。この
スイツチS1はトライアツクなどの双方向性素子で
構成することができる。
次コイルL1および二次コイルL2，L3が図に示す
極性で配設されている。一次コイルL1には交流
電圧１がラインフイルタ２およびスイツチS1を介
して接続されている。スイツチS1は交流電源１の
電圧Vinをその半同期より短い周期で（すなわち
交流入力電圧Vinの正負各半サイクル中に複数回
ずつ）スイツチングするためのものである。この
スイツチS1はトライアツクなどの双方向性素子で
構成することができる。
二次コイルL2，L3にはスイツチS2，S3が接続
されている。このスイツチS2，S3は一次側のスイ
ツチングにより二次側に生じる交流成分を整流す
るためのもので前記スイツチS1と交互にオン，オ
フされる。これらスイツチS2，S3は一方向のみの
電流が流れるようにするためのものであるから逆
方向耐電圧が十分ある単方向性の素子（トランジ
スタ、ダイオード等）で構成することができる。
二次コイルをL2，L3と設けたのは交流入力電圧
Vinの極性に応じて使用するコイルを切換えるこ
とにより交流入力電圧Vin自体を整流するためで
ある。二次コイルL2，L3の誘起電圧はコンデン
サC1で平滑され負荷RLに供給される。
されている。このスイツチS2，S3は一次側のスイ
ツチングにより二次側に生じる交流成分を整流す
るためのもので前記スイツチS1と交互にオン，オ
フされる。これらスイツチS2，S3は一方向のみの
電流が流れるようにするためのものであるから逆
方向耐電圧が十分ある単方向性の素子（トランジ
スタ、ダイオード等）で構成することができる。
二次コイルをL2，L3と設けたのは交流入力電圧
Vinの極性に応じて使用するコイルを切換えるこ
とにより交流入力電圧Vin自体を整流するためで
ある。二次コイルL2，L3の誘起電圧はコンデン
サC1で平滑され負荷RLに供給される。
尚、一次側に挿入されたラインフイルタ２は電
源側にスイツチングリツプル電流が流れ込まない
ようにするためのものである。
源側にスイツチングリツプル電流が流れ込まない
ようにするためのものである。
第１図の実施例ではスイツチS1をオンし一次電
流が所定値Ixに達したときそれをオフし、同時に
スイツチS2またはS3を一定時間オンするようにし
て電力の伝達を行なつている。一次電流が所定値
Ixに達したときスイツチS1をオフするため一次電
流のピーク値を適当な値に制限することができ
る。電流検出器３はこの制御のために一次電流を
検出するものである。
流が所定値Ixに達したときそれをオフし、同時に
スイツチS2またはS3を一定時間オンするようにし
て電力の伝達を行なつている。一次電流が所定値
Ixに達したときスイツチS1をオフするため一次電
流のピーク値を適当な値に制限することができ
る。電流検出器３はこの制御のために一次電流を
検出するものである。
スイツチング制御回路４は上記の電流検出にも
とづきスイツチS1，S2，S3をスイツチング制御す
るためのものである。
とづきスイツチS1，S2，S3をスイツチング制御す
るためのものである。
コンパレータ２０は出力電圧VDcを基準電圧
Vrefと比較して前記スイツチS1のオン時間を制
御することにより出力電圧VDcが常に一定とな
るように制御する。すなわち出力電圧VDcが低
くなつた場合はオン時間を広げて大きな電力が二
次側に伝達されるようにし、出力電圧VDcが高
くなつた場合は逆にオン時間をせばめて二次側に
伝達する電力を制限する。
Vrefと比較して前記スイツチS1のオン時間を制
御することにより出力電圧VDcが常に一定とな
るように制御する。すなわち出力電圧VDcが低
くなつた場合はオン時間を広げて大きな電力が二
次側に伝達されるようにし、出力電圧VDcが高
くなつた場合は逆にオン時間をせばめて二次側に
伝達する電力を制限する。
スイツチング制御回路４によるスイツチング制
御は具体的には次のようにして行なわれる。
御は具体的には次のようにして行なわれる。
第２図ａのように交流入力電圧Vinの極性が
Ａ端子が＋、Ｂ端子が一のときスイツチS1をオ
ンすると図中矢印で示す方向に一次電流IL1が
流れる。このときスイツチS2，S3はともにオフ
にしておく。一次電流IL1がしだいに増加しコ
アに電気エネルギーが蓄えられていく。一次電
流IL1が予め設定された電流Ixに達したことが
電流検出器３で検出されたらスイツチS1をオフ
する。これと同時にスイツチS2またはスイツチ
S3をオンする。S2かS3かは一次電流IL1の方向
すなわち交流入力電圧の極性により決定する。
一次電流IL1の方向が第２図ａの場合はスイツ
チS2をオンする。
Ａ端子が＋、Ｂ端子が一のときスイツチS1をオ
ンすると図中矢印で示す方向に一次電流IL1が
流れる。このときスイツチS2，S3はともにオフ
にしておく。一次電流IL1がしだいに増加しコ
アに電気エネルギーが蓄えられていく。一次電
流IL1が予め設定された電流Ixに達したことが
電流検出器３で検出されたらスイツチS1をオフ
する。これと同時にスイツチS2またはスイツチ
S3をオンする。S2かS3かは一次電流IL1の方向
すなわち交流入力電圧の極性により決定する。
一次電流IL1の方向が第２図ａの場合はスイツ
チS2をオンする。
スイツチS2をオンすると第２図ｂに示すよう
にコアに蓄えられたエネルギーは電流IL2とな
り図中矢印で示す方向に流れる。この電流IL2
はコンデンサC1で平滑され負荷RLに供給され
る。
にコアに蓄えられたエネルギーは電流IL2とな
り図中矢印で示す方向に流れる。この電流IL2
はコンデンサC1で平滑され負荷RLに供給され
る。
スイツチS2はオンしてから所定時間Tx経過
後オフする。これと同時にスイツチS1をオンし
以上の動作を繰返す。
後オフする。これと同時にスイツチS1をオンし
以上の動作を繰返す。
交流入力電圧Vinの極性が反転し、第２図ｃ
に示すようにＡ端子が−、Ｂ端子が＋となつた
ときはスイツチS2のかわりにスイツチS3をオ
ン、オフする。二次コイルL3は二次コイルL2
と逆極性に巻かれているので二次電流IL3は図
中矢印で示すように前記IL2と同方向に流れる。
すなわち、一次電流IL1の方向にかかわらず二
次電流の向きは一定になる。
に示すようにＡ端子が−、Ｂ端子が＋となつた
ときはスイツチS2のかわりにスイツチS3をオ
ン、オフする。二次コイルL3は二次コイルL2
と逆極性に巻かれているので二次電流IL3は図
中矢印で示すように前記IL2と同方向に流れる。
すなわち、一次電流IL1の方向にかかわらず二
次電流の向きは一定になる。
第３図は以上の動作状態を示す波形図でａは交
流入力電圧Vin、ｂは一次電流IL1、ｃは二次電
流IL2＋IL3、ｄは一次電流である。第３図ｂに示
すようにスイツチS2，S3のオン時間Txは一定で
あるが、スイツチS1のオン時間Tyは交流入力電
圧Vinの瞬時電圧により変動する。すなわち、瞬
時電圧が低いときは設定電流Ixに達するまで時間
がかかるのでTyは長くなり、瞬時電圧が高い場
合は即座に設定電流Ixに達するためTyは短くな
る。第３図ｃに示すように電流IL2，IL3のピーク
値が交流入力電圧Vinの瞬時値の変化にかかわら
ず一定なのは一次電流IL1が設定値Ixに達するま
でスイツチS1をオンするという制御により、コア
に蓄えられるエネルギーが常に一定となるためで
ある。また、このような制御により一次電流IL1
は第３図ｄに示すように入力交流電圧Vinと同相
となり、またその値は平均的に小さい一定値とな
る。
流入力電圧Vin、ｂは一次電流IL1、ｃは二次電
流IL2＋IL3、ｄは一次電流である。第３図ｂに示
すようにスイツチS2，S3のオン時間Txは一定で
あるが、スイツチS1のオン時間Tyは交流入力電
圧Vinの瞬時電圧により変動する。すなわち、瞬
時電圧が低いときは設定電流Ixに達するまで時間
がかかるのでTyは長くなり、瞬時電圧が高い場
合は即座に設定電流Ixに達するためTyは短くな
る。第３図ｃに示すように電流IL2，IL3のピーク
値が交流入力電圧Vinの瞬時値の変化にかかわら
ず一定なのは一次電流IL1が設定値Ixに達するま
でスイツチS1をオンするという制御により、コア
に蓄えられるエネルギーが常に一定となるためで
ある。また、このような制御により一次電流IL1
は第３図ｄに示すように入力交流電圧Vinと同相
となり、またその値は平均的に小さい一定値とな
る。
出力電圧VDcが基準電圧Vrefより下がつた場
合はコンパレータ２０のはたらきにより第３図に
破線で示すように一次電流IL1の最終値が上昇し、
これにより二次電流IL2＋IL3が増大して出力電圧
VDcは所定の値に保たれる。
合はコンパレータ２０のはたらきにより第３図に
破線で示すように一次電流IL1の最終値が上昇し、
これにより二次電流IL2＋IL3が増大して出力電圧
VDcは所定の値に保たれる。
第４図は第１図の回路の詳細側を示すものであ
る。第４図においてラインフイルタ２はπ型フイ
ルタで構成されている。スイツチS1は２つのトラ
ンジスタQ1a，Q1bで構成されている。トランジ
スタQ1aは一次電流IL1の向きが矢印IL1 +のとき
オン，オフされれるものであり、トランジスタ
Q1bは一次電流IL1の向きが矢印IL1 -のときオン，
オフされるものである。尚、スイツチS1はトラン
ジスタQ1a，Q1bをまとめてトライアツクなどの
双方向性素子で構成することもできる。スイツチ
S2，S3はトランジスタQ2，Q3でそれぞれ構成さ
れている。
る。第４図においてラインフイルタ２はπ型フイ
ルタで構成されている。スイツチS1は２つのトラ
ンジスタQ1a，Q1bで構成されている。トランジ
スタQ1aは一次電流IL1の向きが矢印IL1 +のとき
オン，オフされれるものであり、トランジスタ
Q1bは一次電流IL1の向きが矢印IL1 -のときオン，
オフされるものである。尚、スイツチS1はトラン
ジスタQ1a，Q1bをまとめてトライアツクなどの
双方向性素子で構成することもできる。スイツチ
S2，S3はトランジスタQ2，Q3でそれぞれ構成さ
れている。
電流検出器３は抵抗R1，R2，R3，R4を組合せ
た回路で構成されており、一次電流IL1の大きさ
をそれに対応した電圧Vdとして検出する。
た回路で構成されており、一次電流IL1の大きさ
をそれに対応した電圧Vdとして検出する。
スイツチング制御回路４において単安定マルチ
バイブレータ５は交流入力電圧Vinの極性が正の
場合についてスイツチS1，S2をスイツチングする
ものである。すなわち、オペアンプ１５の出力ｅ
５０でトランジスタQ1aをオン，オフして一次電
流IL1 +を断続し、出力ｅ５０をコンパレータ５１
およびインバータ５２を介して反転し更にフオト
カプラをドライブすることによりトランジスタ
Q1aと交互にトランジスタQ2をオン，オフして二
次電流IL2を導通させる。この場合電圧Vdに対す
る基準電圧（設定電流Ixに対応する電圧）は抵抗
R51とR52との比で規定される。またスイツチS2
のオン時間Txは抵抗R53とコンデンサC50との時
定数R53，C50で規定される。単安定マルチバイブ
レータ６は交流入力電圧Vinの極性が負の場合に
ついてスイツチS1，S3をスイツチングするもので
ある。すなわち、オペアンプ１６の出力e60でト
ランジスタQ1bをオン、オフして一次電流IL1 -を
断続し、出力e60をコンパレータ６１を介してフ
オトカプラ６２に加えてトランジスタQ1bと交互
にトランジスタQ2をオン，オフして二次電流IL2
を導通させる。この場合電圧Vdに対する基準電
圧は抵抗R61とR62との比で規定される。また、
スイツチS3のオン時間Txは抵抗R63とコンデンサ
C60との時定数R63，R60で規定される。
バイブレータ５は交流入力電圧Vinの極性が正の
場合についてスイツチS1，S2をスイツチングする
ものである。すなわち、オペアンプ１５の出力ｅ
５０でトランジスタQ1aをオン，オフして一次電
流IL1 +を断続し、出力ｅ５０をコンパレータ５１
およびインバータ５２を介して反転し更にフオト
カプラをドライブすることによりトランジスタ
Q1aと交互にトランジスタQ2をオン，オフして二
次電流IL2を導通させる。この場合電圧Vdに対す
る基準電圧（設定電流Ixに対応する電圧）は抵抗
R51とR52との比で規定される。またスイツチS2
のオン時間Txは抵抗R53とコンデンサC50との時
定数R53，C50で規定される。単安定マルチバイブ
レータ６は交流入力電圧Vinの極性が負の場合に
ついてスイツチS1，S3をスイツチングするもので
ある。すなわち、オペアンプ１６の出力e60でト
ランジスタQ1bをオン、オフして一次電流IL1 -を
断続し、出力e60をコンパレータ６１を介してフ
オトカプラ６２に加えてトランジスタQ1bと交互
にトランジスタQ2をオン，オフして二次電流IL2
を導通させる。この場合電圧Vdに対する基準電
圧は抵抗R61とR62との比で規定される。また、
スイツチS3のオン時間Txは抵抗R63とコンデンサ
C60との時定数R63，R60で規定される。
コンパレータ２０は出力電圧VDcが基準電圧
Vrefより下がつたとき発光ダイオード２１をド
ライブする。電流検出器３の抵抗R4は光導電素
子で構成されており、フオトダイオード２１がド
ライブされたとき抵抗値を減少する。したがつ
て、このとき電圧vdが所定値に達するまでの時
間Tyが通常より多くかかることになり、その分
だけ一次電流IL1が多く流れて二次側に伝達され
るエネルギーが増大し、出力電圧VDcは高めら
れる。このようなフイードバツク制御により出力
電圧VDCは一定値に保たれる。
Vrefより下がつたとき発光ダイオード２１をド
ライブする。電流検出器３の抵抗R4は光導電素
子で構成されており、フオトダイオード２１がド
ライブされたとき抵抗値を減少する。したがつ
て、このとき電圧vdが所定値に達するまでの時
間Tyが通常より多くかかることになり、その分
だけ一次電流IL1が多く流れて二次側に伝達され
るエネルギーが増大し、出力電圧VDcは高めら
れる。このようなフイードバツク制御により出力
電圧VDCは一定値に保たれる。
第５図は第４図の回路における各部分の波形を
示したものである。この図にもとづいて第４図の
回路の動作について説明する。
示したものである。この図にもとづいて第４図の
回路の動作について説明する。
Vinの極性が正の場合
単安定マルチバイブレータ５においてオペアン
プ１５の出力e50は反転入力の端子電圧e51および
非反転入力の端子電圧e52の大小関係に応じてハ
イレベル（正の電源電圧Vcc）またはローレベル
（負の電源電圧−Vcc）に切換わる（第５図ｄ）。
反転入力端子の電圧e51は前記一次電流IL1 +に対
応した電圧vdに応じて変化する（第５図ｂ，
ｃ）。非反転入力端子の電圧e52は出力電圧e50に
応じて２値R51・Vcc／R51＋R52または−R51・Vcc／R51
＋R52を取り （第５図ｄ）、これがe51Aに対する基準の電圧と
してはたらく。したがつて例えば第５図の時刻t1
において出力e50がハイレベル（電圧Vcc）とな
つてトランジスタQ1aをオンし一次電流IL1 +を流
し、これにともなつて電圧vdが上昇すると反転
入力端子e51の電圧もVd＋VF（VFはダイオード
D50の順方向電圧）で上昇する。時刻t2において
その値が非反転入力の端子電圧R51・Vcc／R51＋R52を越
え るとオペアンプ１５は反転し出力e50はローレベ
ル（電圧−Vcc）に立下る。これによりトランジ
スタQ1aはオフし一次電流IL1 +は遮断される。こ
れで一次電流IL1 +の最終値は交流入力電圧Vinの
瞬時値の変化にかかわらず常に一定の値になり、
コアには一定のエネルギーが蓄えられる。トラン
ジスタQ1aがオンしている時間Tyは交流入力電
圧Vinの瞬時値に応じて変化する。すなわち、瞬
時値が小さいときにはIL1 +はゆるやかに増加する
のでTyは長くなり、瞬時値が大きいときはIL1 -
は急激に増加するのでTyは短くなる。
プ１５の出力e50は反転入力の端子電圧e51および
非反転入力の端子電圧e52の大小関係に応じてハ
イレベル（正の電源電圧Vcc）またはローレベル
（負の電源電圧−Vcc）に切換わる（第５図ｄ）。
反転入力端子の電圧e51は前記一次電流IL1 +に対
応した電圧vdに応じて変化する（第５図ｂ，
ｃ）。非反転入力端子の電圧e52は出力電圧e50に
応じて２値R51・Vcc／R51＋R52または−R51・Vcc／R51
＋R52を取り （第５図ｄ）、これがe51Aに対する基準の電圧と
してはたらく。したがつて例えば第５図の時刻t1
において出力e50がハイレベル（電圧Vcc）とな
つてトランジスタQ1aをオンし一次電流IL1 +を流
し、これにともなつて電圧vdが上昇すると反転
入力端子e51の電圧もVd＋VF（VFはダイオード
D50の順方向電圧）で上昇する。時刻t2において
その値が非反転入力の端子電圧R51・Vcc／R51＋R52を越
え るとオペアンプ１５は反転し出力e50はローレベ
ル（電圧−Vcc）に立下る。これによりトランジ
スタQ1aはオフし一次電流IL1 +は遮断される。こ
れで一次電流IL1 +の最終値は交流入力電圧Vinの
瞬時値の変化にかかわらず常に一定の値になり、
コアには一定のエネルギーが蓄えられる。トラン
ジスタQ1aがオンしている時間Tyは交流入力電
圧Vinの瞬時値に応じて変化する。すなわち、瞬
時値が小さいときにはIL1 +はゆるやかに増加する
のでTyは長くなり、瞬時値が大きいときはIL1 -
は急激に増加するのでTyは短くなる。
オペアンプ１５の出力e50がローレベルとなる
と非反転入力端子の電圧e52は−R51・Vcc／R51＋R52に
切 換わり、出力e50のローレベルの状態が保持され
る。このとき出力e50はコンパレータ５１、イン
バータ５２を介してフオトカプラ５３をドライブ
し、トランジスタQ2をオンする。これによりコ
アに蓄えられていたエネルギーは二次電流IL2と
なつて流れる。一次電流IL+によつてコアに蓄え
られるエネルギーは交流入力電圧Vinの瞬時値に
かかわらず一定であるので二次電流IL2も第５図
ｋに示すように一定となる。
と非反転入力端子の電圧e52は−R51・Vcc／R51＋R52に
切 換わり、出力e50のローレベルの状態が保持され
る。このとき出力e50はコンパレータ５１、イン
バータ５２を介してフオトカプラ５３をドライブ
し、トランジスタQ2をオンする。これによりコ
アに蓄えられていたエネルギーは二次電流IL2と
なつて流れる。一次電流IL+によつてコアに蓄え
られるエネルギーは交流入力電圧Vinの瞬時値に
かかわらず一定であるので二次電流IL2も第５図
ｋに示すように一定となる。
オペアンプ１５の出力e50がローレベルのとき
は反転入力の端子電圧e51はR53，C50の時定数で
e50に近づいていき、時刻t3でe52を越えると再び
オペアンプ１５を反転させてその出力e50をロー
レベルにしトランジスタQ1aをオンさせる。e51が
e52に達する時間は時定数R53，C50で決まる一定
値Txである。
は反転入力の端子電圧e51はR53，C50の時定数で
e50に近づいていき、時刻t3でe52を越えると再び
オペアンプ１５を反転させてその出力e50をロー
レベルにしトランジスタQ1aをオンさせる。e51が
e52に達する時間は時定数R53，C50で決まる一定
値Txである。
尚、交流入力電圧Vinの極性が正のときは単安
定マルチバイブレータ６においては電圧vdに対
応した反転入力の端子電圧e61が基準の電圧−
R61・Vcc／R61＋R62より常に高いので（第５図ｇ）オペ
ア ンプ１６の出力e60はローレベルのままとなつて
いる。したがつてトランジスタQ3はオンせず二
次コイルL3には電流は流れない。
定マルチバイブレータ６においては電圧vdに対
応した反転入力の端子電圧e61が基準の電圧−
R61・Vcc／R61＋R62より常に高いので（第５図ｇ）オペ
ア ンプ１６の出力e60はローレベルのままとなつて
いる。したがつてトランジスタQ3はオンせず二
次コイルL3には電流は流れない。
Vinの極性が負の場合
単安定マルチバイブレータ６においてオペアン
プ１６の出力e60は反転入力の端子電圧e61および
非反転入力の端子電圧e62の大小関係に応じてハ
イレベルまたはローレベルに切換わる（第５図
ｈ）。反転入力の端子電圧e61は前記一次電流IL1 -
に対応した電圧Vd（負の電圧）に応じて変化する
（第５図ｂ，ｇ）。非反転入力の端子電圧e62は出
力電圧e60に応じて２値R61・Vcc／R61＋R62または− R61・Vcc／R61＋R62を取り（第５図ｈ）、これがe61に
対す る基準の電圧としてはたらく。したがつて、例え
ば第５図の時刻t11において出力e60がローレベル
（電圧−Vcc）となつてトランジスタQ1bをオン
し一次電流IL1 -を流し、これにともなつて電圧
Vdが負方向に増大すると反転入力端子e61の電圧
もVd−VF（VFはダイオードD60の順方向電圧）
で負方向に増大する。時刻t12においてその値が
非反転入力の端子電圧−R61・Vcc／R61＋R62を越えると
オ ペアンプ１６は反転し出力e60はハイレベル（電
圧Vcc）に立上る。これによりトランジスタQ1b
はオフし一次電流IL1 -は遮断される。これで一次
電流IL1 -の最終値は光流入力電圧Vinの瞬時値に
かかわらず常に一定の値になり、コアには一定の
エネルギーが蓄えられる。。トランジスタQ1bが
オンしている時間Tyは前記トランジスタQ1aと
同様に交流入力電圧Vinの瞬時値に応じて変化す
る。すなわち瞬時値が小さいときはIL1 -はゆるや
かに増加するのでTyは長くなり、瞬時値が大き
いときはIL1 -は急激に増加するのでTyは短くな
る。
プ１６の出力e60は反転入力の端子電圧e61および
非反転入力の端子電圧e62の大小関係に応じてハ
イレベルまたはローレベルに切換わる（第５図
ｈ）。反転入力の端子電圧e61は前記一次電流IL1 -
に対応した電圧Vd（負の電圧）に応じて変化する
（第５図ｂ，ｇ）。非反転入力の端子電圧e62は出
力電圧e60に応じて２値R61・Vcc／R61＋R62または− R61・Vcc／R61＋R62を取り（第５図ｈ）、これがe61に
対す る基準の電圧としてはたらく。したがつて、例え
ば第５図の時刻t11において出力e60がローレベル
（電圧−Vcc）となつてトランジスタQ1bをオン
し一次電流IL1 -を流し、これにともなつて電圧
Vdが負方向に増大すると反転入力端子e61の電圧
もVd−VF（VFはダイオードD60の順方向電圧）
で負方向に増大する。時刻t12においてその値が
非反転入力の端子電圧−R61・Vcc／R61＋R62を越えると
オ ペアンプ１６は反転し出力e60はハイレベル（電
圧Vcc）に立上る。これによりトランジスタQ1b
はオフし一次電流IL1 -は遮断される。これで一次
電流IL1 -の最終値は光流入力電圧Vinの瞬時値に
かかわらず常に一定の値になり、コアには一定の
エネルギーが蓄えられる。。トランジスタQ1bが
オンしている時間Tyは前記トランジスタQ1aと
同様に交流入力電圧Vinの瞬時値に応じて変化す
る。すなわち瞬時値が小さいときはIL1 -はゆるや
かに増加するのでTyは長くなり、瞬時値が大き
いときはIL1 -は急激に増加するのでTyは短くな
る。
オペアンプ１６の出力e60がハイレベルとなる
と非反転入力端子の電圧e62はR61・Vcc／R61＋R62に切
換 わり、出力e60のローレベルの状態が保持される。
このとき出力e60はコンパレータ６１を介してフ
オトカプラ６３をドライブし、トランジスタQ3
をオンする。これによりコアに蓄えられていたエ
ネルギーは二次電流IL2となつて流れる。一次電
流IL-によつてコアに蓄えられるエネルギーは交
流入力電圧Vinの瞬時値にかかわらず一定である
ので二次電流IL3も第５図ｋに示すように一定と
なる。
と非反転入力端子の電圧e62はR61・Vcc／R61＋R62に切
換 わり、出力e60のローレベルの状態が保持される。
このとき出力e60はコンパレータ６１を介してフ
オトカプラ６３をドライブし、トランジスタQ3
をオンする。これによりコアに蓄えられていたエ
ネルギーは二次電流IL2となつて流れる。一次電
流IL-によつてコアに蓄えられるエネルギーは交
流入力電圧Vinの瞬時値にかかわらず一定である
ので二次電流IL3も第５図ｋに示すように一定と
なる。
オペアンプ１６の出力e60がハイレベルのとき
は反転入力の端子電圧e60はR63・C60の時定数で
Re60に近づいていき、時刻t13でe62を越えると再
びオペアンプ１６を反転させてその出力e60をロ
ーレベルにしトランジスタQ1bをオンさせる。e61
がe62に達する時間は時定数R53，C50で決まる一
定値Txである。
は反転入力の端子電圧e60はR63・C60の時定数で
Re60に近づいていき、時刻t13でe62を越えると再
びオペアンプ１６を反転させてその出力e60をロ
ーレベルにしトランジスタQ1bをオンさせる。e61
がe62に達する時間は時定数R53，C50で決まる一
定値Txである。
尚、光流入力電圧Vinの極性が正のときは単安
定マルチバイブレータ５においては電圧Vdに対
応した反転入力の端子電圧e51が基準の電圧
R51・Vcc／R51・R52より常に低いので（第５図ｃオペア
ン プ１５の出力e50はハイレベルのままとなつてい
る。したがつてトランジスタQ2はオンせず二次
コイルL2には電流は流れない。
定マルチバイブレータ５においては電圧Vdに対
応した反転入力の端子電圧e51が基準の電圧
R51・Vcc／R51・R52より常に低いので（第５図ｃオペア
ン プ１５の出力e50はハイレベルのままとなつてい
る。したがつてトランジスタQ2はオンせず二次
コイルL2には電流は流れない。
以上のように第４図の回路においては一次電流
IL1を直接規制しているのでそのピーク値を所望
の値にすることができる。特にスイツチング制御
により入力交流波形の全般にわたつてエネルギー
伝達に関与しているのでそのピーク値を低い値に
設定することができる。
IL1を直接規制しているのでそのピーク値を所望
の値にすることができる。特にスイツチング制御
により入力交流波形の全般にわたつてエネルギー
伝達に関与しているのでそのピーク値を低い値に
設定することができる。
尚、第１図の実施例においては一次コイルを１
本、二次コイルを２本とし、交流入力電圧Vinの
極性に応じてスイツチS2，S3により２本の二次コ
イルを使い分けるようにしたが、コイルとスイツ
チの組合せはこれ以外にも例えば第６図ａ，ｂ，
ｃに示すものが考えられる。
本、二次コイルを２本とし、交流入力電圧Vinの
極性に応じてスイツチS2，S3により２本の二次コ
イルを使い分けるようにしたが、コイルとスイツ
チの組合せはこれ以外にも例えば第６図ａ，ｂ，
ｃに示すものが考えられる。
第６図ａは第１図の実施例とは逆に一次側に２
本のコイルL11a，L11bを極性が逆になるように配
設し、二次側に単一のコイルL12を配設し、これ
ら各コイルL11a，L1b，L12にそれぞれスイツチ
S11a，S11b，S12を接続したものである。このよ
うな構成においては交流入力電圧Vinの極性が正
（Ａ端子が＋、Ｂ端子が−）のときは一次側はス
イツチS11bをオン，オフする。すなわちスイツチ
S11aをオンすると一次電流IL11 +が矢印で示す方
向に流れる。これが所定の値に達したらスイツチ
S11bをオフし二次側のスイツチS12をオフする。
すると一次電流IL11 +によつてコアに蓄えられた
エネルギーが二次電流IL12となつて流れコンデン
サC1で平滑されて負荷RLに供給される。また交
流入力電圧Vinの極性が負（Ａ端子が−、Ｂ端子
が−）のときは一次側はスイツチS11aをオン，オ
フする。スイツチS11aをオンすると一次電流
IL11 -が流れ、それが所定値に達したらスイツチ
S12をオンする。するとコイルL11aとL11bは逆極
性に配設されているため交流入力電圧Vinの極性
が正のときと同じ方向に二次電流IL12が流れ、コ
ンデンサC1で平滑されて負荷RLに供給される。
したがつて結果的に第１図の実施例と同様に動作
することになる。
本のコイルL11a，L11bを極性が逆になるように配
設し、二次側に単一のコイルL12を配設し、これ
ら各コイルL11a，L1b，L12にそれぞれスイツチ
S11a，S11b，S12を接続したものである。このよ
うな構成においては交流入力電圧Vinの極性が正
（Ａ端子が＋、Ｂ端子が−）のときは一次側はス
イツチS11bをオン，オフする。すなわちスイツチ
S11aをオンすると一次電流IL11 +が矢印で示す方
向に流れる。これが所定の値に達したらスイツチ
S11bをオフし二次側のスイツチS12をオフする。
すると一次電流IL11 +によつてコアに蓄えられた
エネルギーが二次電流IL12となつて流れコンデン
サC1で平滑されて負荷RLに供給される。また交
流入力電圧Vinの極性が負（Ａ端子が−、Ｂ端子
が−）のときは一次側はスイツチS11aをオン，オ
フする。スイツチS11aをオンすると一次電流
IL11 -が流れ、それが所定値に達したらスイツチ
S12をオンする。するとコイルL11aとL11bは逆極
性に配設されているため交流入力電圧Vinの極性
が正のときと同じ方向に二次電流IL12が流れ、コ
ンデンサC1で平滑されて負荷RLに供給される。
したがつて結果的に第１図の実施例と同様に動作
することになる。
第６図ｂは一次側、二次側とも単一のコイル
L13，L14で構成し、二次側の負荷RLに対する二
次側コイルL14の接続を交流入力電圧Vinの極性
に応じて反転するようにしたものである。交流入
力電圧Vinの極性が正である場合スイツチS13を
オンすると一次電流IL13 +が矢印で示す方向に流
れる。その値が所定値に達したらスイツチS13を
オフし、連動スイツチS15a−S15bをオンする。す
ると二次電流IL14が矢印で示す方向に流れ、コン
デンサC1で平滑されて負荷RLに供給される。交
流入力電圧Vinの極性が負のときはスイツチS13
をオンすると一次電流IL13 -が流れる。その値が
所定値に達したらスイツチS13をオフし連動スイ
ツチS14a−S14bをオンする。すると今度も同じ方
向に二次電流IL14が流れ、コンデンサC1で平滑さ
れて負荷RLに供給される。
L13，L14で構成し、二次側の負荷RLに対する二
次側コイルL14の接続を交流入力電圧Vinの極性
に応じて反転するようにしたものである。交流入
力電圧Vinの極性が正である場合スイツチS13を
オンすると一次電流IL13 +が矢印で示す方向に流
れる。その値が所定値に達したらスイツチS13を
オフし、連動スイツチS15a−S15bをオンする。す
ると二次電流IL14が矢印で示す方向に流れ、コン
デンサC1で平滑されて負荷RLに供給される。交
流入力電圧Vinの極性が負のときはスイツチS13
をオンすると一次電流IL13 -が流れる。その値が
所定値に達したらスイツチS13をオフし連動スイ
ツチS14a−S14bをオンする。すると今度も同じ方
向に二次電流IL14が流れ、コンデンサC1で平滑さ
れて負荷RLに供給される。
第６図ｃは第６図ｂとは逆に連動スイツチS16a
−S16b、S17a−S17bを一次側に設け、交流入力電
圧Vinの極性によつて電源に対する一次コイル
L18の接続を反転させるようにしたものである。
交流入力電圧Vinの極性が正のときは連動スイツ
チS17a−S17bをオンする。このとき一次電流
IL18 +が図中矢印で示す方向に流れる。この電流
IL18 -が所定の側に達したら連動スイツチS17a−
S17bをオフし、スイツチS18をオンする。すると
二次電流IL19が生じコンデンサC1で平滑されて負
荷RCに供給される。交流入力電圧Vinの極性が
負のときは連動スイツチS16a−S16bをオンする。
このとき一次電流IL18 -は矢印で示す方向に流れ
る。この電流IL18 -が所定の値に達したら連動ス
イツチS16a−S16bをオフしスイツチS18をオンす
る。これにより交流入力電圧Vinの極性が正のと
きと同じ方向に二次電流IL19が流れ、コンデンサ
C1で平滑されて負荷RLに供給される。
−S16b、S17a−S17bを一次側に設け、交流入力電
圧Vinの極性によつて電源に対する一次コイル
L18の接続を反転させるようにしたものである。
交流入力電圧Vinの極性が正のときは連動スイツ
チS17a−S17bをオンする。このとき一次電流
IL18 +が図中矢印で示す方向に流れる。この電流
IL18 -が所定の側に達したら連動スイツチS17a−
S17bをオフし、スイツチS18をオンする。すると
二次電流IL19が生じコンデンサC1で平滑されて負
荷RCに供給される。交流入力電圧Vinの極性が
負のときは連動スイツチS16a−S16bをオンする。
このとき一次電流IL18 -は矢印で示す方向に流れ
る。この電流IL18 -が所定の値に達したら連動ス
イツチS16a−S16bをオフしスイツチS18をオンす
る。これにより交流入力電圧Vinの極性が正のと
きと同じ方向に二次電流IL19が流れ、コンデンサ
C1で平滑されて負荷RLに供給される。
以上説明したようにこの発明によれば、前記ス
イツチング回路は交流電圧の正負各半サイクルご
とに複数回ずつスイツチングすると共に、スイツ
チング周期を交流電圧の瞬時値が大きいときには
短く、該瞬時時値が小さいときには長く制御する
ようにしたので、交流入力電圧の瞬時値にかかわ
らず入力電流の電流値を略々一定化することとが
でき、効率およびノイズの面で非常に有利にな
る。また、一次整流、平滑が不要となるためそれ
による発熱がなく、部品点数も減らすことができ
る。
イツチング回路は交流電圧の正負各半サイクルご
とに複数回ずつスイツチングすると共に、スイツ
チング周期を交流電圧の瞬時値が大きいときには
短く、該瞬時時値が小さいときには長く制御する
ようにしたので、交流入力電圧の瞬時値にかかわ
らず入力電流の電流値を略々一定化することとが
でき、効率およびノイズの面で非常に有利にな
る。また、一次整流、平滑が不要となるためそれ
による発熱がなく、部品点数も減らすことができ
る。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロツク
図、第２図は第１図の回路の動作説明図、第３図
は第１図の回路の各部の波形図、第４図は第１図
の回路の詳細例を示す回路図、第５図は第４図の
回路の各部の波形図、第６図は第１図におけるス
イツチとコイルの組合せの変更例を示す図であ
る。 １……交流入力電源、３……電流検出器、４…
…スイツチング制御回路、５，６……単安定マル
チバイブレータ、２１……発光ダイオード、R4
……光導電素子、２０，５１，６１，７２……コ
ンパレータ、５３，６２……フオトカプラ、７１
……パルス幅変調回路、C1，C70……平滑コンデ
ンサ、RL……負荷、L1，L11a，L11b，L13，L18，
L70……一次コイル、L2，L3，L12，L14，L19，
L71a，L71b……二次コイル、S1，S2，S3，S11a，
S11b，S12，S13，S18……スイツチ、S14a−S14b，
S15a−S15b，S16a−S16b，S17a−S17b……連動ス
イツチ。
図、第２図は第１図の回路の動作説明図、第３図
は第１図の回路の各部の波形図、第４図は第１図
の回路の詳細例を示す回路図、第５図は第４図の
回路の各部の波形図、第６図は第１図におけるス
イツチとコイルの組合せの変更例を示す図であ
る。 １……交流入力電源、３……電流検出器、４…
…スイツチング制御回路、５，６……単安定マル
チバイブレータ、２１……発光ダイオード、R4
……光導電素子、２０，５１，６１，７２……コ
ンパレータ、５３，６２……フオトカプラ、７１
……パルス幅変調回路、C1，C70……平滑コンデ
ンサ、RL……負荷、L1，L11a，L11b，L13，L18，
L70……一次コイル、L2，L3，L12，L14，L19，
L71a，L71b……二次コイル、S1，S2，S3，S11a，
S11b，S12，S13，S18……スイツチ、S14a−S14b，
S15a−S15b，S16a−S16b，S17a−S17b……連動ス
イツチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電圧をスイツチング回路を介して電源ト
ランスの１次側に印加し、その２次側出力を整
流、平滑して直流電圧を得るようにした電源装置
において、 前記スイツチング回路は交流電圧の正負各半サ
イクルごとに複数回ずつスイツチングすると共
に、スイツチング周期を交流電圧の瞬時値が大き
いときには短く、該瞬時値が小さいときには長く
制御するようにしたことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56042775A JPS57156678A (en) | 1981-03-24 | 1981-03-24 | Electric power source device |
| US06/359,162 US4433369A (en) | 1981-03-24 | 1982-03-17 | Power supply circuit for electrical apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56042775A JPS57156678A (en) | 1981-03-24 | 1981-03-24 | Electric power source device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57156678A JPS57156678A (en) | 1982-09-28 |
| JPS6367437B2 true JPS6367437B2 (ja) | 1988-12-26 |
Family
ID=12645339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56042775A Granted JPS57156678A (en) | 1981-03-24 | 1981-03-24 | Electric power source device |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4433369A (ja) |
| JP (1) | JPS57156678A (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6198160A (ja) * | 1984-10-17 | 1986-05-16 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 直流電源装置 |
| JPS6198159A (ja) * | 1984-10-17 | 1986-05-16 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 直流電源装置 |
| JP2623242B2 (ja) * | 1987-01-16 | 1997-06-25 | 本田技研工業株式会社 | 電磁作動器駆動回路の電流検出装置 |
| JP2632586B2 (ja) * | 1990-04-24 | 1997-07-23 | サンケン電気株式会社 | 蓋付容器 |
| JP2632587B2 (ja) * | 1990-05-11 | 1997-07-23 | サンケン電気株式会社 | 電源装置 |
| FR2706226B1 (fr) * | 1993-05-05 | 1996-10-11 | Plumer Sa | Dispositif de commande de variation de puissance et/ou de vitesse d'une charge, tel que d'un moteur ou autre. |
| DE4402348C1 (de) * | 1994-01-27 | 1995-12-07 | Jungheinrich Ag | Schaltungsanordnung für ein Batterie-Ladegerät |
| EP1648080B1 (en) * | 2004-10-13 | 2012-01-04 | Infineon Technologies AG | Drive circuit for a switch in a switching converter |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4220847Y1 (ja) * | 1965-04-21 | 1967-12-04 | ||
| US3622849A (en) * | 1970-06-23 | 1971-11-23 | Gen Electric | Thyristor junction temperature monitor |
| GB2045549B (en) * | 1979-03-06 | 1982-12-15 | Gould Advance Ltd | Power regulating apparatus |
| US4302717A (en) * | 1980-02-04 | 1981-11-24 | Fairchild Camera And Instrument Corp. | Power supply with increased dynamic range |
-
1981
- 1981-03-24 JP JP56042775A patent/JPS57156678A/ja active Granted
-
1982
- 1982-03-17 US US06/359,162 patent/US4433369A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57156678A (en) | 1982-09-28 |
| US4433369A (en) | 1984-02-21 |
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