JPS636972A - ビデオ表示装置用スイツチング型電力供給装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明は、ビデオ表示装芒用スイッチング型の電力供
給源を含むスイッチング型電力供給装置に関する。

〈発明の背景〉 例えばフライバック・コンバータ型のスイッチング型電
力供給源では、整流された線路電源電圧が電力変成器の
１次巻線に供給される。制御回路によって駆動されるチ
ョッパ・スイッチが２次巻線電圧をｙ！Ｉ整する。　ｉ
ｔｔ力変成器は、電源とこの電力変成器の２次巻線に結
合された電気的に絶縁された負荷回路との間の電気的絶
縁障壁として作用することがある。電気的絶縁を維持す
るために制御回路への電圧の帰還は、上記２次巻線から
電気的に絶縁された帰還巻線を介して行われる。

スイッチング型電力供に６　ｕによってテレビジョン受
像機あるいはビデオ表示装置が付勢されると１例えば電
気的に絶縁された２次巻線のうちの１つによって発生さ
れた電圧が整流されて、水平偏向回路用のＢ十偏向電圧
が生成される０例えば電気的に絶縁されたもう１つの２
次巻線によって発生された電圧が整流されて、ステレオ
音声回路のような大電力を消費し負荷の大きさが変化す
るもう１つの負荷用のＤＣ供給電圧が生成される。

帰還巻線と２次巻線との間に固有漏洩インダクタンスが
存在するため、帰還ａ線電圧が例えば音声回路によって
重い負荷が変化する時は２次巻線の出力電圧を正確に表
わさないことがある。負荷回路の１つが水平偏向回路で
ある場合、出力電圧のＨＪ整が良好でなければラスタ幅
が際立って変化することがある。

〈発明の概要〉 、　　この発す１の１つの特徴に従えば、スイッチング
型電力供給源に、大電力負荷変化の不都合な相互作用を
打ち消すことが出来る帰還電圧構成が設けられている。

出力スイッチが、電力変成器の１次巻線とエネルギ源と
に結合されている。第１の負荷回路が、電力変成器の２
次巻線に結合されており、エネルギ源からエネルギを受
け取る。電力変成器の第１の帰還Ｉ！＝線が、電力変成
器にかかる負荷を表わす第１の帰還電圧を発生する。電
力変成器の第２の帰還巻線が、電力変成器にかかる負荷
を表わす第２の帰還電圧を発生する。第１及び第２の帰
還巻線と出力スイッチとに結合された制御回路が、第１
及び第２の帰還電圧に従って出力スイッチを切換えて、
エネルギ源と第１の負荷回路との間のエネルギの伝送を
調整する。

〈実施例の詳細な説明〉 第１図において、スイッチング型電力供給源２゜がテレ
ビジョン受像機或いはビデオ表示装置の様々な負荷回路
に電力を供給する。スイッチング型電力供給源２０にお
いて、ＡＣ線路電源電圧源２１が余波ブリッジ整流器２
６の入力端子２２と２３との間に結合されており、出力
端子２４と電流リターン端子２５との間に未調整のＤＣ
供給電圧Ｖｉｎが発生される。フィルタ・キャパシタＣ
７が、出力端子２４と電流リターン端子２５との・間に
結合されている。電流リターン端子２５は、ＡＣ線路電
源電圧源２１から電気的に絶縁されておらず第１図で「
ホット」接地点として示されている接地端子６０として
作用する。

未調整のＤＣ供給電圧Ｖｉｎは、スイッチング型電力変
成器ＴＩの１次巻線Ｐに供給される。チョッパ・スイッ
チφトランジスタＱ１が、１次巻線Ｐに結合されており
、　Ｌ、ＪＪ換モードｆｌｌＷ回路２９により発生され
て抵抗Ｒ６を介してその入力ゲート電極に供給されるス
インチングミ圧ＶＣによって駆動される。過電流保護用
のサンプリング抵抗Ｒ５が、１次巻線Ｐとチョッパ令ス
イ・ンチやトランジスタＱｌとを流れる電流をサンプリ
ングする。サンプリング抵抗Ｒ５の両端間に発生した電
圧は、信号１！ａ３Ｇを介して切換モード制御回路２３
に供給され、過負荷動作状７８％の１１＋ｊスイツチン
グ電圧ＶＣの発生を停止させる。

チョッパ・スイッチ・トランジスタＱ１のスイ。

チングによって、１次￥！線Ｐの両端間にＡＣ電圧が発
生され・それによって２次巻線Ｓｌ、　Ｓ２及びＳ３の
両端間にＡＣ電圧が発生する。この１次及び２次巻線の
相対的巻線極性によって、フライバック・コンバータ・
モードの動作が得られる。切換モード制御回路２９は、
例えば、パルス幅調整動作、あるいは可変周波数で一定
オン蒔間動作１あるいはこの両動作を組合わせた動作を
行う。

この例では音声回路用２次巻ＭＡＳ＋の両端に発生する
ＡＣ電圧は、各スイッチング周期のフライバック期間中
にダイオードＤ１によって半波整流され、キャパシタＣ
Ｉによって濾波され、これによってＤＣ供給電圧Ｖｌが
生成されてステレオ音声回路３０に電力が供給される。

２次巻線の８２の両端間に発生するＡＣ電圧は、フライ
バック期間中にダイオードＤ２によって整流され、キャ
パシタｃ２によって挫波され、これによってＤＣ供給電
圧ｖ２が生成されて例えばルミナンス−クロミナンス処
理段のような他の負荷回路３１に電力がケーえられる。

２次巻線Ｓ３の両端間に発生するＡ　Ｃ，Ｂ圧は、ダィ
オードＤ３によって整流され、キャパシタＣ３によって
濾波され、これによってＤＣ供給電圧Ｂ＋が生成されて
水平偏向回路４０に供給される。水平偏向回路４０は、
水平偏向巻線Ｌ１１に、振幅がＤＣ電圧Ｂ＋の振幅の関
数である水平偏向電流を発生する。また水平偏向回路４
０はリトレースΦパルス電圧ヲ発生し、このリトレース
・パルス電圧は水平フライバック変成器Ｔ２の１次巻線
旧に供給され、これによって２次３ｉ１＋１２、貿３及
びＷ４にリトレース拳パルス電圧が発生される。

２次巻線Ｗ２の両端間に発生する電圧は、ダイオードＤ
６によって整流され、キャパシタＣ６によって濾波され
、これによってＤＣ供給電圧ｖ４が生成されて垂直偏向
回路３２に供給される。高電圧巻線である２秋春ＭＡＷ
４の両端間に発生する電圧は高電圧回路５０に供給され
、これによってアルタ端子Ｕにアルタ加速電位が生成さ
れてテレビジョン受像機の映像管（図示せず）に供給さ
れる。

２次巻線Ｗ３の両端間に発生するりトレース・パルス電
圧によって、例えばビデオ・ブランキング及び高電圧停
止のための制御情報及び同期情報が得られる０例えば、
２次３ｖｉＷ３によって発生されるリトレース・パルス
電圧は高電圧停止回路３３に供給され、該高電圧停止回
路３３は、過度のりトレース・パルス振幅に応答して、
信号線３５に停止信号ＳＤを発生する。この停止信号は
切換モード制御回路２９に供給され、チョッパ・スイッ
チ・トランジスタＱｌの動作が停止状態で止められる。

遠隔制御の下で通常のオン−オフ制御が行えるように、
遠隔受信機２８の出力がスイッチ・トランジスタＱ２に
供給され、このスイー２チ・トランジスタＱ２はオン−
オフ・リレーＲＬのコイル付勢を制御する。テレビジョ
ン受像機をスタンバイ・モード動作から通常のラン・モ
ード動作に切換えるため、リレー・コイルはスイッチ拳
トランジスタＱ２を介して遠隔制御信号受信機２８によ
って制御され、リレーＲＬの機械的なスイッチ部分がホ
ット接地端子６０に接触し、これによって信号線３４が
接地される。信号線３４が接地されることによって、切
換モード制御回路２９は付勢されて通常の動作を開始し
、チョッパ・スイッチ・トランジスタＱ１へ供給される
スイッチング電圧ＶＧを発生する。

スタンバイ電力供給源２７が、遠隔制御信号受信機２８
及びオン−オフ・リレーＲＬのコイルへ供給されるスタ
ンバイ供給電圧ＶＳＢを発生する。このスタンバイ供給
電圧ＶＳＳは、逓降線路電源変成器Ｔ３によちてスタン
バイ電力供給源２７に供給されるＡＣ線路電源電圧から
得られる。

ＡＣ線路電源電圧源２１から電気的な衝撃を受けないよ
うにするため、テレビジョン受像機の回路の大部分は、
第１図に「コールド」接地点として示されている電気的
に絶縁された接地点であるリターン端子７０を基準とし
て接地されている。電気的に絶縁されていないホット接
地端子６０を基準として接地されている構成素子及び回
路は比較的少ない。第１図に示されるように、絶縁障壁
８０が形成され、この絶縁障壁８０を越えて信号或いは
電力が供給される箇所は比較的少ない。

電気的な絶縁障壁が、スタンバイ変成器Ｔ３の１次巻線
と２次巻線との間、オン−オフ・リレーＲＬのコイルと
機械的スイッチ部分との間、及び、高電圧停止回路３３
の入力部と出力部との間に設けられている。高電圧停止
回路３３に対する絶縁障壁は、例えば光結合素子を用い
て設けられる。

別の電気的な絶縁障壁が、スイッチング型電力変成器Ｔ
Ｉによって形成されている。１次巻線Ｐ及びチョッパ・
スイッチ・トランジスタＱｌはＡＣ線路電源電圧源２１
から電気的に絶縁されていないのに対して、２次巻線Ｓ
１．　Ｓ２及びＳ３はＡＣＶｊ路電源主電源電圧源２１
気的に絶縁されている。これによる利点として切換モー
ド制御回路２９がＡＣ線路電源電圧源２１から絶縁され
ておらず、これによってスイッチング電圧ＶＣをチョッ
パ・スイッチ・トランジスタＱｌに直流結合の形で供給
することができる。この構成によって、チョッパ・スイ
ッチの駆動部において或いは電流過負荷感知点において
別の電気的絶縁箇所を設ける必要がない。

切換モード制御回路２９がホット接地端子６０を基準と
して接地されているのに対して、調整された出力電圧で
ある供給電圧Ｂ＋、Ｖｌ及びｖ２が電気的に絶縁された
接地点であるリターン端子７ｏを基準として接地されて
いるため、出力電圧帰還情報は絶縁障壁８０を越えて供
給されなければならない。

出力電圧を表わす信号を絶縁障壁８０のホット側に供給
するために、スイッチング型電力変成器Ｔ１の帰還＠線
ＦＢＩがホット接地点を基準として接地されている。こ
の帰還巻線ＦＢＩの両端に発生する電圧は各スイッチン
グ周期のフライバック期間中にダイオードＤ４によって
整流され、キャパシタＣ４によって鑓波されて、ＤＣ帰
還電圧ＶＦ８１が生成される。

このＤＣ帰還電圧ＶＦＢＩは、ポテンショメータＲ１の
可動端子を経て、さらにこの可動端子とホット接地端子
ＢＯとの間に結合された抵抗Ｒ２、ポテンショメータＲ
３及び抵抗Ｒ４よりなる分圧器の上記ポテンショメータ
Ｒ３の可動端子を経て切換モード制御回路２９のエラー
入力端子Ｅに供給される。切換モード制御回路２９は、
帰還電圧ＶＦ８１によって部分的に表わされる２次巻線
出力電圧の変化に従ってスイッチング電圧ｖ′Ｊを変化
させる。

帰還電圧ＶＦＢＩはまた、テレビジョン受像機、の通常
のラン・モード動作中、切換モード制御回路２９に対す
るＤＣ供給電圧ＶＣＣとして作用する。このＤＣ供給電
圧ＶＣＣは、スタンバイ・モード期間中、非２ｇ！整入
力電圧Ｖｉｎから降下抵抗Ｒ７とダイオードＤ７を介し
て供給される。降下抵抗Ｒ７とダイオードＤ７との接続
点に結合されたツェナーダイオードＺ１が、スタンバイ
Φモード動作中、ＤＣ供給電圧ＶＣＣを安定させる。ダ
イオードＤ７は、通常のラン−モード動作中、帰還電圧
ＶＦＢＩによって逆バイアスされる。

多くのテレビジョン受像機では、水平偏向回路用の供給
電圧Ｂ＋の調整を厳密に行う必要がある。供給電圧Ｂ＋
の変化がたとえ小さくても不都合なラスク寸法の変化が
生じやすい。

供給電圧Ｂ＋が直接感知されずに例えば第１図の巻線Ｆ
ＢＩのような絶縁された帰還巻線によって感知される場
合、供給電圧Ｂ＋を良好に調整するのが困難なことがあ
る。この調整が困難である原因は、帰還巻線が２次ａ線
の電圧すべてを正確に感知することが出来ないことにあ
る。−例として第１図の電力供給装置を考えてみる。ス
イッチング型電力供給源２０によって、３つの２次供給
電圧、即ち、偏向用供給電圧Ｂ＋、各チャンネルが５ワ
ツトのステレオ音声回路３０に電力を供給する音声用供
給電圧ｖ１、及び、負荷回路３１として第１図において
総括的に示された他の様々なテレビジョン受像機の負荷
に電力を供給する供給電圧ｖ２とが得られる。

これら３つの供給電圧に見られるダイナミック負荷特性
は全く異なる。供給電圧Ｂ＋は、水平偏向回路４０に対
する電力供給源として作用し、さらにフライバック変成
器Ｔ２を介して高電圧回路５０及び垂直偏向回路３２に
電力を供給する。この供給電圧Ｂ＋に顕著な変化が生じ
ると、ラスク寸法が幅及び高さの両方で顕著に変化する
。音声用供給型１ＥＶ１のダイナミック負荷特性は、音
声プログラムの内容及び音量レベルの設定に依存して大
きく変化する。供給電圧Ｖ２は、主に低レベル信号回路
に電力を供給するため、その負荷は比較的−定である。

この供給電圧ｖ２が顕著に変化しても、その負荷に直列
に線形調整器を設けることができ、これによってその変
化は許容できる。

ステレオ音声回路３０の音量制御が高音量位置に設定さ
れる場合、供給電圧Ｂ＋が音声プログラムの内容の関数
として変化することがある。これによってラスク寸法が
音声プログラムの内容の関数として変化するという不都
合な結果が生じることがある。

音声負荷によって誘発される供給電圧Ｂ＋の変化に寄与
する要因はスイッチング型電力変成器ＴＩの２秋春ｉｓ
１．　Ｓ２及びＳ３相互間の漏洩インダクタンスの存在
及びその分布である。第２図Ａは、巻ｍＦＢとして示さ
れる単一の帰還巻線だけが設けられる場合の電力変成器
Ｔ′の構造をａ略画に示している。単一の帰還巻線だけ
が設けられる場合、音声負荷による顕著な変調のない正
確な供給電圧Ｂ＋の調整を得るのは困難である。第２図
Ｂは第１図のスイッチング型電力変成器Ｔ１として使用
できるこの発明の１つの特徴に従う電力変成器の構造を
示しており、この構造では２つの帰還巻線ＦＢＩ及びＦ
Ｂ２が後程説明する目的のために設けられている。

電力変成器ＴＩ’及びＴＩは、帰還巻線を除けば同様の
構造である。第２図Ａ及び第２図Ｂでは一部しか示され
ていないが、すべての巻線はＥ−Ｅ状に形成されたフェ
ライト・コアの中央脚に取付けられたプラスチック番ボ
ビン上に巻かれた層になっている。中央脚の断面植は、
この実施例では約１．９ｃ■２　（０，２９平方インチ
）である、各層の巻線ターンは、この実施例では、３０
ゲージ（０，２５４８璽鳳）のエナメル引きされた銅線
の７ストランドから成り、各層の高さは０．７８ｒａ■
（３０ミル）になっている、各層の巻き輻は、約１８層
層（０，フインチ）である。

１次巻線Ｐは２つの層Ｐ＾とＰａとから成り、各層は１
２ターンから成る。供給電圧Ｂ牛用の２次巻線Ｓ３もま
た２つの層Ｓ３Ａ　と９３Ｂ　とから成り、各層は】４
ターンから成る。音声用供給電圧Ｖｌ用の２次巻線Ｓｌ
は６ターシから成る１つの層から出来ており、２次巻線
Ｓ２は４ターンから成る１つの層から出来ている。

２次巻線Ｓ１及びＳ２は同じ層を占め隣り合わせに位置
しており、２次巻線Ｓ１の巻き幅の中心は位置ＣＬＳＩ
にあり、２次巻線Ｓ２の巻き幅の中心は位置ＣＬＳ２に
ある。２次巻ＭＡｓ１及びＳ２から成る層は、２次巻線
Ｓ３の層Ｓ３Ａ　とＳ３ｎ　との間に配器されている０
層Ｓ３＾は１次巻線Ｐの層ＰＡ上に巻かれて形成されて
おり、−方１次ＤｍＦの層Ｐ１１は２次巻ＭＳ３の層Ｓ
３ｅ上に巻かれて形成されている。このように、２次巻
線の３つの層は１次巻線の２つの層の間に配置されてい
る。

第１図のＡＣ線路電源電圧源２１かもの電気的な衝撃を
確実に受けないようにするため、適当な厚さ例えば０．
１５露ｌ１１（６ミル）のマイラー絶縁テープが１次巻
線の各層と隣接する２次巻線の各層との間に設けられて
いる。厚さがより薄い例えば０．０５珈■（２ミル）の
ヤイラー絶縁テープが隣接する２次巻線の各層の相互間
に設けられている。

笥述したように、供給電圧Ｂ＋は正確な調整が必要であ
り、負荷の変化が最も大きい供給電圧は音声用の供給電
圧Ｖｌである。今、説明の便宜上・第２図Ａのフライノ
くツク用電力変成器Ｔ１°が第１図の電力絶縁変成器と
して使用されるとし、第２図Ａで３ターンの巻線ＦＢと
して示された１つの帰還＠線だけが使用されて切換モー
ド制御用のエラー電圧ｖＥが生成されるとする。

第１の代替構成として供給電圧Ｂ＋の正確な調整が、例
えば供給電圧Ｂ牛用の２次巻線Ｓ３と音声用の２次巻線
Ｓ１との間の磁気的結合が非常に疎である理想的な状況
において達成される．２次巻線Ｓ３とＳｌとの間の磁気
的結合が疎であると、２次巻線Ｓ１にかかる大きな負荷
変化が、２次巻線Ｓ３によって発生される電圧に及ぼす
影響は極〈小さい。

第２の代替構成として、供給電圧Ｂ＋の正確な調整が、
例えば、２次巻１ｉｓ３と電力変成器Ｔ１°の帰還巻線
ＦＢとの間の磁気的結合が密である理想的な状況におい
て達成される．２次巻線Ｓ３に生じる電圧変化は如何な
るものでも，これと磁気的に密結合された帰還巻線ＦＢ
によって正確に感知される。

第３の代替構成として、供給電圧Ｂ＋の正確な調整が、
例えば、帰還巻線ＦＢと２次巻線Ｓ３との磁気的結合及
び帰還巻ｍＦＢと２次巻線Ｓ１との磁気的結合が臨界値
に維持される理想的な状況において達成される．もし帰
還！！５線ＦＢと２次巻線Ｓｌとの磁気的結合が帰還巻
線ＦＢと２次巻線Ｓ３との磁気的結合に比べて密であり
すぎると、切換モード制御回路２９は音声負荷の変化に
対して過度に応答する．大きな動的音声負荷によって供
給電圧Ｂ＋が過調整されがちになり、これによって供給
電圧Ｂ＋は重い音声負荷状態の下で増大する．この増大
した供給電圧Ｂ＋によってラスク寸法が増大する．もし
帰還巻線ＦＢと２次巻線Ｓ１との磁気的結合が帰還巻線
ＦＢと２次巻線Ｓ３との磁気的結合に比べて疎でありす
ぎ，且つ，帰還巻線ＦＢと２次巻ＭＡｓ３との磁気的結
合が完全でなければ、反対の結果が生じてラスク寸法が
減少する。

帰還巻線ＦＢと２次巻線Ｓ１との磁気的結合及び帰還巻
線ＦＢと２秋春ｊｉ！ｉｓ３との磁気的結合が臨界値に
されることによって、帰還巻ｉＦＢによって生成される
帰還電圧が音声負荷変化に比較的形！されなくなり、こ
れによって音声負荷に起因するラスク寸法の変化がなく
なる。

全体的な変成器巻線構造は主として経済的条件及び製造
条件を考慮することによって決定されるため、最初の２
つの代替構成は、実際問題として、電力絶縁変成器を得
るために選ぶには比較的不都合な構造上及び設計上の問
題を持っている。

第３の代替構成は実現できるものであるが、この構成で
は帰還巻線ＦＢと２次巻線Ｓ３との磁気的結合及び帰還
巻線ＦＢと２次巻線Ｓｔとの磁気的結合に臨界値がある
。このような変成器を大量生産するのは困難であろう、
プラスチック・ボビン上における帰還′ｔｊ５ＭａＦＢ
の横方向の配置が少しでもずれると、供給電圧Ｂ＋が±
１ｖ或いはそれ以上変化することがある。不都合なラス
ク寸法の変化は、供給電圧Ｂ＋が±０．４Ｖより大きく
変化する時に起こることがある。また、帰還巻線ＦＢの
各ターン間の分離が、正確な電圧調整のために厳密にな
る場合がある。

この発明の特徴に従えば、第２図Ｂの２つの帰還巻線Ｆ
ＢＩ及びＦＢ２が設けられた変成器巻線構成が使用され
る。この２つの帰還巻ｆｉＦＢ１及びＦＢ２の両端間に
発生する電圧は第１図に示されるように整流され濾波さ
れて、帰還電圧ＶＦ８１及びＶＦＢ２が生成される。帰
還巻線ＦＢ２によって発生される電圧の整流は、チョッ
パ・スイッチングのフライバック帰還中にダイオードＤ
５によって行われ、濾波はキャパシタＣ５によって行わ
れる。帰還電圧ＶＦＢＩとＶＦ８２とはポテンショメー
タＲ１で比例的に加算され、これによってポテンショメ
ータＲ１の可動端子に発生される加算帰還電圧ＶＦは抵
抗Ｒ２、ポテンショメータＲ３及び抵抗Ｒ４によって分
圧され、ポテンショメータＲ３の可動端子にエラー電圧
Ｖ［が発生され、これによって切換モード制御回路２９
の動作が制御される。

第２図Ｂには、スイッチング型電力変成器ＴＩのボビン
上における３ターンの帰還巻線ＦＢＩ及びＦＢ２の配置
が示されている。この発明の１つの特徴に従えば、帰還
巻線ＦＢＩは音声用２次巻線Ｓ１に対して高度に磁気的
結合する位置でボビン上に横方向すなわち横断方向に配
置されている。第２図Ｂに示されるように、帰還巻線Ｆ
ＢＩの巻線幅の中心ＣＬＦ　１は、２次巻線Ｓｌの巻線
幅の中心ＣＬＳ　ｌの上に配置されている。さらに、帰
還巻線ＦＢＩの端部ターンは、２秋春ｍｓｉの端部ター
ン内に横方向に配置されている。

この発明のもう１つの特徴に従えば、第２の帰還巻線Ｆ
Ｂ２が、スイッチング型電力変成器ＴＩのボビン上で、
この帰還巻線ＦＢ２と２次巻線Ｓｌとの磁気的結合が帰
８巻線ＦＢＩと２次巻線Ｓｌとの磁気的結合に比べて疎
になるように配置されている。この特徴を実施する際、
帰還巻線ＦＢ２の巻線幅の中心ＣＬＦ２は、２次巻線Ｓ
２の巻線幅の中心ＣＬＳ２上に配置される。帰還巻線Ｆ
Ｂ２°の端部ターンは、２次巻線Ｓ２の端部ターン内に
横方向に配置される。

帰還８線ＦＢＩ及びＦＢ２が上述のように配置されるこ
とによって、変成器構造の許容誤差が大きくなるという
利点がある。

２次巻線Ｓｔ、！：２ツ（７）帰還ａ！ｄａＦＢ１　ト
ＦＢ２．４：１７１磁気的結合が異なるため、これら２
つの帰還巻線は音声負荷の変化に対して異なる応答をす
る。帰還巻線ＦＢＩは２次巻線Ｓ２よりも２次巻線Ｓｌ
に対して磁気的により密に結合しているため、重い音声
負荷が生じると、磁気的結合がより疎である帰還巻線Ｆ
Ｂ２から得られる帰還電圧ＶＦ８２より帰還電圧ＶＦＲ
１の方が減少する傾向がある。この２つの帰還電圧ＶＦ
［ｌＩとＶＦ８２とはポテンショメータＲ１で比例的に
加算されるため、帰還電圧ＶＦ８１の帰還電圧ＶＦＢ２
に対する相対的な影響は、ポテンショメータＲ１の調節
に従って制御できる。

ｍ１図においてポテンショメータＲ１の可動端子が上方
に移動されると、帰還電圧ＶＦ８２の方が帰還電圧ＶＦ
により重くかかる。逆にポテンショメータＲ１の可動端
子が下方に移動されると、帰還電圧ＶＦＢＩの方がより
重く帰８′ｉ１を圧Ｖ「にがかる、従って、単にポテン
ショメータＲ１を調節することによって、２次巻線Ｓｔ
にかへる音声負荷の影響によって供給電圧Ｂ＋が変調さ
れる傾向が零になるように調整される。帰還電圧ＶＦに
及ぼす影響は、２つの帰還電圧ＶＦＢＩとＶＦＢ２との
間で容易に調和させることが出来る。この調和によって
変成器構造に要する厳密な巻線許容誤差が緩和される。

下の表には、音声負荷が無い場合と音声負荷が最大の場
合においてポテンショメータＲ１の可動端子を移動した
位置に対する供給電圧Ｂ＋、帰還電圧ＶＦＢＩ　ｌ！ｌ
：　ＶＦ［１２及びラスタ幅の変化の測定値が示されて
いる。この測定は、スイッチング型電力供給源２０と同
様の切換モード電力供給源を１１０度、２Ｂインチ型、
インライン型の映像管を持ったカラー・テレビジョン受
像機に使用して行われた。この測定において、最大の音
声負荷をシミュレートするために４７オームの抵抗を音
声用供給電圧ｖ１の両端間に接続した。また、音声負荷
Ｏをシミュレートするために、この抵抗を音声用供給電
圧Ｖｌから取り外した。下の表には、帰還衣ＭＡＦＢ１
とＦＢ２とが音声負荷の関数として供給電圧Ｂ＋の調整
に及ぼす相対的な影響が示されている。

ポテンショメータＲ１の可動端子は、スイッチング型電
力変成器２０の負帰還調整ループ内にある。

切換モード制御回路２９は、帰還電圧ＶＦが実質的に一
定に維持されるようにチョッパ番スイッチ・トランジス
タＱｌに供給されるスイッチング電圧Ｖｃを変化させる
。

ポテンショメータＲ１の可動端子が上方に移動されてそ
の最上位位置に来る場合、この可動端子と端子Ｅ１との
間の抵抗値が最小になる一方、この可動端子と端子Ｅ２
との間の抵抗値は最大になる。従って、帰還電圧ＶＦは
、磁気的結合が疎の帰還巻線ＦＢ２から得られる帰還電
圧ＶＦ８２の音声負荷によって生じる変化に対してより
も、？ａ磁気的結合密の帰還巻線ＦＢＩから得られる帰
還電圧ＶＦＱＩの音声負荷によって生じる変化に対して
より大きく応答する。

この場合、切換モード制御回路２９は、帰還電圧ＶＦＢ
Ｉの変化の感知に従って２次巻線出力電圧を調整する。

上の表に示されるように、ポテンショメータＲ１の可動
端子が端子Ｅｌの近くに移動されると、帰還電圧ＶＦ８
１は切換モード制御回路２８によって調整されて音声負
荷が無い場合から音声負荷が最大の場合まで比較的−定
に保たれる。

しかし、このような状況では、供給電圧Ｂ＋は過調整さ
れて音声負荷が無い場合に対する１３０．０ボルトのレ
ベルから音声負荷が最大の場合に対する１３１．２ボル
トのレベルまで増大する。この結果、負荷が最大の場合
にラスタ幅が約１．２７ｃ層（約０．５インチ）拡大す
るという不都合が生じる。

供給電圧Ｂ＋の過調整は、帰還巻線ＦＢＩと２次ａ線Ｓ
ｔとの磁気的結合がより密であることによって生じる。

音声負荷が最大の場合、チョッパ・フライバック期間中
における帰還巻線ＦＢＩの両端間の電圧の減少量は、２
次巻線Ｓ３の両端間の電圧の減少量に比べて大きい、帰
還衣１２ＦＢ１の両端間の電圧の減少に直接応答する切
換モード制御回路２８はチョッパ・スイッチ・トランジ
スタＱ１のスイッチングを調節し、これによって帰還巻
線ＦＢＩの両端間の電圧の振幅が回復されて以前のレベ
ルに戻る。このチョッパースイッチφトランジスタＱｌ
のスイッチングの調節の結果、２次巻線Ｓ３の両端間の
電圧の振幅が、供給電圧Ｂ＋のレベルを一定に維持する
のに要する振幅より大きくなり、この供給電圧Ｂ＋は音
声負荷が最大の場合に増大して、ラスタ幅は拡大するこ
とになる。

ボテンシゴメータＲ１の可動端子が下方に移動され最も
下の位置に来ると、この可動端子と端子Ｅ２との間の抵
抗値が最小になり、この可動端子と端子Ｅ１との間の抵
抗値は最大となって、この場合にも上記と類似した状態
になる。帰還電圧ＶＦは、帰還電圧ＶＦＢＩよりも帰還
電圧ＶＦＢ２によって大きく影響を受ける。

上の表に示されるように、ポテンショメータＲ１の可動
端子が端子Ｅ２の近くに移動されると、切換モード制御
回路２８は、帰還電圧ＶＦ８２を音声負荷が無い場合か
ら音声負荷が最大の場合まで比較的−定に保つことによ
って音声負荷の変化に応答する。この結果、供給電圧Ｂ
＋の調整は不足となり、供給電圧Ｂ＋は音声負荷が最大
になると音声負荷が無い場合のレベルから減少する。こ
れによって、ラスタ幅が約１．２７ｃ鵬（０，５インチ
）縮小するという不都合が生ずる。

帰還巻線ＦＢ２の２次巻線Ｓ１に対する磁気的結合が比
較的線であるため、音声負荷の増大によってＢ十電源用
２次巻線Ｓ３の両端間に発生する電圧の振幅が減少して
も帰還巻線ＦＢ２はそれによる影響をあまり受けず、該
帰還巻線ＦＢ２のＰ？鎖端間電圧が充分に減少すること
はない、従って、切換モード制御回路２９は、供給電圧
Ｂ＋を音声負荷レベルが上昇しても一定の供給電圧Ｂ＋
が維持されるのに必要なレベルにまで十分回復させるこ
とが出来ない。

この発明の１つの特徴に従えば、帰還電圧Ｖ「を生成す
るための帰還巻線ＦＢＩとＦＢ２との相対的な作用は、
供給電圧Ｂ＋の変化が音声負荷が無い場合と音声負荷が
最大の場合との間で比較的小さくなるように調節できる
。ポテンショメータＲ１の可動端子をこのポテンショメ
ータＲ１の中間端子工における中間位置に調節すること
によって、帰８電圧ＶＦＢＩとＶＦＢ２とはこの可動端
子で比例的に加算され、音声負荷が増大する期間におけ
る帰還巻線ＦＢＩの過度の補償の効果と帰還巻線ＦＢ２
の不足した補償の効果とが相殺される。

上の表に示されるように、ポテンショメータＲ１の可動
端子が中間端子Ｉに配置されると、供給電圧Ｂ＋は音声
負荷が無い場合から音声負荷が最大の場合まで比較的−
定であり、これによってラスタ幅にはこの２つの負荷状
態の間で顕著な変化が生じない。

２つの帰還電圧ＶＦ８１とＶＦ８２との平衡効果は、上
の表の最後の行に示された値からも判る。この２つの帰
還電圧ＶＦ８１とＶＦ［＋２とが比例的に加算されるた
め、切換モード制御回路２９は、帰還電圧ＶＦを比較的
−定に保つ際に、音声負荷が増大したことに起因する帰
還電圧ＶＦ８１の変化に対して不足応答をする一方、音
声負荷が増大したことに起因する帰還電圧ＶＦ［＋２の
変化に対しては過度応答をする。この正味の効果は、こ
の２つの帰還電圧ＶＦｎｌとＶＦＧ２とに対する応答を
、供給電圧Ｂ十及びラスタ幅が比較的−定になるように
平衡させる（つり合わせる）ことである。

ポテンショメータＲ１の可動端子を第１図の中間平衡点
端子Ｉに配置する調部処理は次の通りである。まず、音
声負荷が無い場合の供給電圧Ｂ十を測定する６分圧用の
ポテンショメータＲ３の可動端子を、特定の供給電圧Ｂ
＋のレベルを与えるエラー電圧が得られるように調節す
る０次に、最大レベルの音声負荷が２次巻線Ｓｌにかか
るように、例えば、それに相当する抵抗を電圧Ｖｌの電
源の両端間に配置する。さらに、供給電圧Ｂ＋を再び測
定し、ポテンショメータＲ１の可動端子を供給電圧Ｂ＋
が特定レベルに回復するような位ｔに調節する。このよ
うに調節した後のポテンショメータＲ１の可動端子が中
間平衡点端子Ｉに位置する。

帰還電圧ＶＦＢＩとＶＦ８２とは、スイッチング型電力
変成器Ｈの構造上の許容誤差とダイオードＤ４及びＤ５
間の順方向電圧降下の差とのために、音声負荷が無い場
合には通常等しくはならない。この結果、ポテンショメ
ータＲ１の可動端子の調節は、ポテンショメータＲ３の
可動端子の初期の設定に影響を及ぼす、従って、通常ポ
テンショメータＲ１とＲ３の設定が適正になるまでには
、調節処理を数回作り返す必要がある。

この発明の１つの特徴に従えば、負荷抵抗ＲＬが第１図
の濾波キャパシタＣ５の両端間に配置されている。この
負荷抵抗ＲＬは、帰還巻線ＦＢＩが切換モード制御回路
２９への電圧ＶＣＣの供給によってかけられる負荷と実
質的に同じ量の負荷を帰還巻線ＦＢ２にかけている。こ
の２つの帰還巻線ＦＢＩ及びＦＢ２にかかる負荷の等価
すなわち整合が必要である理由は、整流されたＤＣ電圧
である帰還電圧ＶＦＢＩとＶＦＢ２とがこの時はぼ等し
くなって、ボテンシ式メータＲ１の調節に従って供給電
圧Ｂ＋の変化が小さくなるからである。

第３図には、上述の供給電圧Ｂ十の２１ｇｍ処理を行う
のに有効な回路が示されている。第３図において、負荷
抵抗４３は、第１図における音声負荷が最大の場合のス
テレオ音声回路３０の負荷抵抗に相当し、トランジスタ
Ｑ３によって切換えられて供給電圧ｖ１の両端間にかか
る。このトランジスタＱ３のスイッチング周波数は、抵
抗４２を介してトランジスタＱ３のベースに結合された
５Ｂ２方形波発生器４１によって制す１される。負荷抵
抗４３の切換による負荷によって生じる供給電圧Ｂ＋の
変化を測定するために、供給電圧Ｂ＋は、キャパシタ４
４を介してＡＣ結合され、３次１０Ｈ２低域通過フィル
タ４５によって濾波され、ＡＣ電圧計４６に供給される
。

第３図の回路を使用し、ポテンショメータＲ１及びＲ３
を含むインピーダンス回路によるＢ十偏向電、圧の：Ｊ
Ｊ節は次の通りである。５Ｈ１方形波発生器４１が消勢
され、音声負荷が無い状慝でポテンショメータＲ３を調
節して特定の供給電圧Ｂ＋を得る。５Ｂ２方形波発生器
４１を付勢してこの方形波発生器４１の５Ｂ２周波数で
負荷抵抗４３の供給１［圧Ｖｌに対する結合及び切り離
しを交互に行う、この負荷抵抗４３の切換によって、ス
イッチング型電力変成器〒１の負荷には、音ｐ用の２次
巻線Ｓｌに負荷が無い場合と負荷が最大の場合との間で
５Ｈ１の変化が生じる。

ポテンショメータＲ１の可動端子が第１図の中間平衡点
端子■に配置されていないとすると、負荷抵抗４３の切
換によって供給電圧Ｂ＋のレベルに５Ｈ１の変調が生じ
る・このＢ十変調の振幅はＡＣ電圧計４６によって測定
される０次にポテンショメータＲ１の可動端子が、ＡＣ
電圧計４６がほぼ零ポルトを示すように調節される。Ａ
Ｃ電圧計４６が零ポルトを示すと、ポテンショメータＲ
１の可動端子は適切に中間平衡点端子Ｉに設定されてお
り、これによって２秋春ｊ＆Ｓ１に負荷変化があっても
供給電圧Ｂ＋のレベルの変調を取除く、即ち、供給電圧
Ｂ＋の変調を実質的に零にすることが出来る。

負荷抵抗４３を切換えるのに５Ｈ２の周波数を選んだ理
由は、この５Ｈ７の周波数が、供給電圧Ｂ＋にリプルを
生じさせる垂直偏向周波数と可成り異なっているためで
ある。３次１０Ｈ７低域通過フィルタ４５によって、供
給電圧Ｂ＋の垂直周波数のりプル成分がＡＣ電圧計４６
によって測定されるのが防止される。

【図面の簡単な説明】

ｍ１図はこの発ＩＪのビデオ表示装置用スイッチング型
電力供給装置の実施例を示す図、２ｇ２図Ａは単一の帰
還巻線のみが設けられる場合の第１図のスイッチング型
電力供給装置に使用できる電力変成器の構造を概略的に
示す図、ｔ５２ｆｆｉＢは２つの帰還巻線を有する第１
図の電力変成器の構造を概略的に示す図、第３図は第１
図のスイッチング型電力供給装近のポテンショメータの
設定を適切に調節するのに使用されるセット−アップ回
路を示す図である。 ２Ｂ・・・エネルギ源、２３・・・制御回路、４０・・
・偏向回路、５３・・・電力変成器Ｔ１の２次巻線、Ｔ
Ｉ・・・電力変成器、Ｐ・・・電力変成器ＴＩの１次巻
線、Ｑｌ・・・出力切換手段、　ＦＢＩ・・・電力変成
器Ｔ１の第１の帰還巻線、ＦＢ２・−・電力変成器ＴＩ
の第２の帰還巻線。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）エネルギ源と、 電力変成器と、 上記電力変成器の第１の巻線と上記エネルギ源とに結合
   された出力切換手段と、 上記電力変成器の第２の巻線に結合され上記エネルギ源
   からエネルギを受け取ってラスタを生成するビデオ表示
   装置の偏向回路と、 上記電力変成器にかかる負荷の変化を表わす第１の帰還
   電圧を発生する上記電力変成器の第１の帰還巻線と、 上記電力変成器にかかる負荷の変化を表わす第２の帰還
   電圧を発生する上記電力変成器の第２の帰還巻線と、 上記第１及び第２の帰還巻線と上記出力切換手段とに結
   合され、上記第１と第２の帰還電圧に従って上記出力切
   換手段の切換を制御して上記エネルギ源と上記偏向回路
   との間のエネルギの伝送を調整し、上記ラスタの寸法を
   安定化する制御回路とから成るビデオ表示装置用スイッ
   チング型電力供給装置。